Quadratur-Gegenwellenmischer. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik

Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Funkamateur-Designer

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In einer Reihe praktischer Fälle beim Entwurf von Funkgeräten sind Frequenzumrichter erforderlich, die am Ausgang zwei Quadratursignale liefern. Sie werden häufig in Einseitenband-Signalkonditionierern für die Kommunikation, in synchronen Priming-Geräten (Direktwandlungsempfängern) und in digitalen Verarbeitungsgeräten verwendet. Der Autor dieser Veröffentlichung bietet eine weitere Möglichkeit, einen Quadraturmischer einfach zu bauen.

Für eine vollständige Beschreibung des Funksignals ist es notwendig, zwei seiner Parameter einzustellen: die aktuelle Amplitude A und die aktuelle Phase Ψ. Auf der komplexen Ebene wird das Signal durch den um den Winkel Ψ gedrehten Vektor A dargestellt (Abb. 1).

Allerdings ist die praktische Darstellung solcher heterogener Parameter in Form elektrischer Größen äußerst unpraktisch. Viel besser ist es, Projektionen des Signalvektors auf die reale Achse I = A cosΨ und auf die imaginäre Achse Q = A sinΨ zu verwenden. Diese Parameter sind homogen und werden durch Gleichspannungen (die sich jedoch mit der Modulation ändern), Strom bei Umwandlung in eine Nullfrequenz oder Wechselspannungen bei Ψ = ωt + φ angezeigt. Aus bekannten I und Q kann man immer A und Ψ finden: A2 = I2 + Q2, Ψ = arctg(Q/l). In der ausländischen Literatur akzeptierte Signalbezeichnungen: I – in Phase und Q – Quadratur. Die traditionelle Technik zum Aufbau von Quadraturwandlern beinhaltet die Verwendung eines Hochfrequenz-Phasenschiebers (HF), der in der Schaltung installiert ist, um Mischern eine Heterodynspannung zuzuführen (Abb. 2a). An den Ausgängen der Mischer werden Differenzfrequenzsignale gebildet, und da die Phasen der Signale auf die gleiche Weise wie die Frequenzen transformiert werden, weisen diese Signale eine relative Phasenverschiebung π/2 auf. Manchmal, beispielsweise bei reversiblen Einseitenbandwandlern, wird zur Erhaltung des zugewiesenen Seitenbandes ein Hochfrequenzwandler in den Signalkreis eingebaut (Abb. 2b).

Hochfrequenz-Phasenschieber nach Abb. 2, aber es ist praktisch, gleichzeitig mit der Teilung der lokalen Oszillatorfrequenz durch 4 auf digitalen Mikroschaltungen zu arbeiten, aber der Frequenzbereich digitaler Phasenschieber ist auf mehrere zehn Megahertz begrenzt. Der Bereich der auf diskreten LCR-Elementen hergestellten Phasenschieber ist nicht viel größer, da bei hohen Frequenzen der Einfluss parasitärer Induktivitäten und Kapazitäten der Montage und anderer Schaltungselemente stark zu wirken beginnt. Auf jeden Fall ist es nicht möglich, einen Phasenschieber auf diskreten Elementen ohne Abstimmelemente durchzuführen.

Der allgemeine Trend beim Übergang zu hohen Frequenzen ist die Verwendung von Schaltungen mit verteilten Parametern, insbesondere langen Leitungen. Der HF-Phasenschieber kann auch auf einer Leitung mit einer elektrischen Länge von a/4 ausgeführt werden. In der Praxis ist es bequemer, eine Leitung mit einer Länge von nur λ/8 zu nehmen und die HF-Signale vom Eingang und vom lokalen Oszillator aufeinander zu richten, wie in Abb. 3.

Die relative Phasenverschiebung der Signale an den Eingängen der Mischer beträgt lediglich π/2. was erforderlich ist. Gleichzeitig werden aber Mischer benötigt, bei denen sowohl das Signal als auch der lokale Oszillator dem gleichen Eingang zugeführt werden, d. h. Herkömmliche ausgewogene Mischer sind hier nicht geeignet. Aber der Mischer auf gegenparallelen Dioden, den der Autor vor mehr als 20 Jahren vorgeschlagen hat, passt am besten! Darin beträgt die Frequenz des lokalen Oszillators die Hälfte der Signalfrequenz und die Umwandlung erfolgt nach dem Gesetz F \u2d 2fl, - fc oder F \u16d Ic - XNUMXfl. Die Leitungslänge beträgt bei der Lokaloszillatorfrequenz nur λ/XNUMX, da sich aber bei der Wandlung sowohl die Phase des Lokaloszillators als auch die Frequenz verdoppelt, entstehen an den Ausgängen der Mischer immer noch Quadratursignale.

Bei der praktischen Umsetzung eines Quadratur-Gegenwellenmischers ist es ratsam (aber nicht notwendig), den Wanderwellenmodus in der Leitung zu verwenden. Dazu müssen die Eingangsimpedanzen von Mischern mit Ausgangsimpedanzen parallel geschalteter Signalquellen gleich dem Wellenwiderstand der Leitung sein. Eingangs- und Ausgangskapazitäten müssen durch Parallelschaltung von Induktivitäten oder auf andere Weise ausgeglichen werden. Die Leitung kann in Form eines Stücks Koaxialkabel, in Form einer gedruckten Mikrostreifenleitung oder in Form von Bündelelementen ausgeführt sein.

Als Beispiel für die praktische Umsetzung des Mischers in Abb. In Abb. 4 zeigt ein praktisches Diagramm des Eingangsteils eines experimentellen Überlagerungsempfängers bei einer Frequenz von 46 MHz. Die Eingangsschaltung wird durch die Elemente L1C1 gebildet, und der UFC ist entsprechend der Sourcefolgerschaltung auf einem Feldeffekttransistor VT1 aufgebaut. Die Pufferstufe des Lokaloszillators am Transistor VT3 ist genau nach dem gleichen Schema aufgebaut. Der Lokaloszillator des Empfängers ist nach dem Schema einer kapazitiven Drei-Tonnen-Schaltung auf einem Bipolartransistor VT2 unter Verwendung eines Quarzresonators mit einer Frequenz von 23 MHz aufgebaut. Im Stromversorgungskreis des Lokaloszillators ist ein Abstimmwiderstand R6 installiert, mit dem Sie den Pegel des Lokaloszillatorsignals an den Mischdioden auswählen können, um den maximalen Übertragungskoeffizienten zu erhalten.

Über die Trennkapazitäten C3 und C8 werden den Enden der Leitung HF-Signale zugeführt, an die über die Dioden VD1–VD4 Mischer angeschlossen sind. Die Leitung selbst ist aufgrund der nicht zu hohen Frequenz in Form einer U-förmigen Verbindung eines Tiefpassfilters auf konzentrierten Elementen ausgeführt

L2C9C10. Die Grenzfrequenz der Verbindung liegt viel höher als die Frequenz des Signals, sodass es nur zu einer Phasenverschiebung und nicht zu einer Dämpfung der HF-Signale kommt. Die Ausgangskapazitäten der Source-Folger und die Eingangskapazitäten der Mischer werden bei der entsprechenden Anpassung der Kapazitäten der Verbindung durch die Trimmerkondensatoren C9 und C10 berücksichtigt. Die Kondensatoren C11 und C12 filtern die Hochfrequenzanteile an den Mischerausgängen heraus und begrenzen die Audiobandbreite.

Spule L1 enthält 7 Windungen PEL 0,5-Draht und ist auf einem Rahmen mit einem Durchmesser von 5 mm mit einem Magnetit-Trimmer hergestellt. Die Leitungsspule L2 ist auf einen Hochfrequenzring mit einem Außendurchmesser von 9 mm (eine Wange des Magnetkreises SB-9) gewickelt und enthält 8 Windungen PEL-Draht 0,25. Die Induktivität L3 wird nur zum Schließen des Mischerkreises für Gleichstrom benötigt, ihre Induktivität ist nicht kritisch.

Beim Einrichten des Geräts geht es darum, die Eingangsschaltung einzustellen und den Heterodyn-Spannungspegel auf das maximale Signal am Ausgang einzustellen sowie die Phasenverschiebung in den Kanälen anzupassen. Zu diesem Zweck werden die I- und Q-Signale nach entsprechender Verstärkung bereitgestellt (der Autor verwendete einen Dual-Operationsverstärker K157UD2). an die X- und Y-Eingänge des Oszilloskops. Durch die Einstellung der gleichen Verstärkung für die Kanäle und die Anpassung der Kondensatoren C9 und C10 erreichen sie den richtigen Kreis auf dem Bildschirm.

Das beschriebene Gerät lieferte eine rauschbegrenzte Empfindlichkeit von mehreren Mikrovolt (die Aufgabe, maximale Empfindlichkeit zu erreichen, wurde nicht gestellt) und die Genauigkeit der Phasenverschiebung der Signale an den Ausgängen war auf jeden Fall besser als ein paar Grad Die Figur auf dem Bildschirm des Oszilloskops war im gesamten Bereich der Schwebungsfrequenzen von Gleichstrom bis zu mehreren Kilohertz nicht von einem Kreis zu unterscheiden.

Autor: V.Polyakov, Moskau

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