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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK
Inverter-Schweißstromquelle. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Schweißgeräte Schweißen, Gießen, Verzinken und andere Arbeiten erfordern eine leistungsstarke, spezielle Spannungs- oder Stromquelle (manchmal in spezieller Form). Bei der Analyse der Struktur solcher Quellen wurde festgestellt, dass ihre Funktionsschemata praktisch übereinstimmen. Dieser Artikel enthält ein Beispiel für die Implementierung eines Brückenspannungswandlers auf Basis eines universellen Mikrocontroller-Steuermoduls. Dieser Konverter eignet sich nicht nur für den Einsatz in Inverter-Schweißstromquellen, sondern auch in Induktionsheizsystemen, unterbrechungsfreien Stromversorgungen für elektronische Geräte, Stromquellen für die Galvanisierung, Frequenzumrichtern und Netzteilen für Ultraschallgeneratoren. Die vorgeschlagene Inverter-Schweißstromquelle wird mit einer Wechselspannung von 170...240 V betrieben und ist für einen Laststrom von bis zu 150 A für 70 % der Arbeitszeit ausgelegt. Der Hauptunterschied zwischen dieser Quelle und den klassischen ist das Fehlen einer separaten Speicherkondensator-Ladeeinheit sowie die Möglichkeit, sich an die Lösung verschiedener Probleme anzupassen, ohne die Schaltung der Steuereinheit zu ändern, sondern nur durch Austausch des Mikrocontrollerprogramms. Funktionell besteht die Schweißstromquelle aus einer Stromquelle mit ihren Komponenten, einem trinistorgesteuerten Gleichrichter, einem Hochfrequenz-IGBT-Brückenwechselrichter mit optoisolierten Steuereinheiten und einer externen Schweißeinheit. Das schematische Diagramm der aufgelisteten Blöcke ist in Abb. dargestellt. 1. Der Gleichrichter und der Wechselrichter werden von einer Mikrocontroller-Steuer- und Verwaltungseinheit gesteuert und gesteuert, deren Schaltung in Abb. 2 dargestellt ist. XNUMX. Die Nummerierung der Elemente in diesen Diagrammen ist fortlaufend.
Bei geschlossenen Kontakten des Leistungsschalters SA1 wird der Diodenbrücke, bestehend aus den Dioden VD1, VD5 und den Dioden des Hauptstromgleichrichters VD11, VD12, Netzwechselspannung zugeführt. Der gleichgerichtete Strom lädt den Kondensator C4 auf die Amplitude der Netzspannung auf. Der Thermistor RK1 JNR10S470L begrenzt den Ladestrom. Über die Widerstände R1, R2, R5 und R6 gelangt die Spannung vom Kondensator C4 in den Stromversorgungskreis des Spannungswandler-Controllers DA1 TOR233R. Vom Moment des Starts bis zum Anstieg der Spannung am Kondensator C10 auf 5 V arbeitet die Mikroschaltung DA1 im selbstoszillierenden Modus. Bei Erreichen dieser Spannung öffnet der Ausgangskreis des parallel integrierten Reglers DA2 TL431ALP, wodurch Strom durch den Widerstand R9 und die Sendediode des Optokopplers U1 fließt. Der geöffnete Fototransistor dieses Optokopplers schließt den Steuerkreis des DA1-Mikroschaltkreises und sorgt so dafür, dass sein Ausgangsschlüssel geschlossen ist und die Energieakkumulation im Magnetkreis des Impulstransformators T1 gestoppt wird. Solange dieser Schlüssel geschlossen ist, gelangt die angesammelte Energie über die Sekundärwicklungen des Transformators in dessen Verbraucher. Alle Sekundärwicklungen sind galvanisch voneinander und von der Netzspannung getrennt. Weitere Informationen zum Betrieb des Dokuments „TOPSwitch-FX Family Design Flexible, EcoSmart®, Integrated Offline Switcher“ finden Sie unter pdf.datasheetbank.com/pdf/Power-Integrations/233 232. pdf. Die Steuer- und Überwachungseinheit basiert auf dem Mikrocontroller DD1 ATmega48-20AU. Die C34R59-Schaltung verzögert den Start des Mikrocontrollers, bis ein stabiler Versorgungsspannungspegel erreicht ist. Am Ende des von dieser Schaltung erzeugten Impulses beginnt der interne Takt-RC-Generator des Mikrocontrollers mit einer Frequenz von 8 MHz zu arbeiten. Diese Frequenz wird beim Programmieren der Mikrocontroller-Konfiguration eingestellt. Die sinusförmige Netzspannung wird über die Widerstände R34 und R35 der VD24-Diodenbrücke zugeführt. Der gleichgerichtete pulsierende Strom fließt durch die Sendediode des Optokopplers U7, überbrückt durch den Widerstand R38. Nahe dem Übergang des Momentanwerts der Netzspannung durch Null stoppt der Strom durch die Sendediode für eine Weile und der Ausgangstransistor des Optokopplers U7 schließt, was zur Zuführung eines Taktsignals mit hohem Logikpegel zum Eingang führt PD2 des Mikrocontrollers DD1. Bei der Verarbeitung dieses Ereignisses setzt der Mikrocontroller mit einer festgelegten Verzögerung ein Low-Pegel-Signal an seinem PB3-Ausgang. Dadurch fließt Strom durch den Stromkreis bestehend aus der Sendediode des Optokopplers U2 und dem Widerstand R14. Der Fototransistor des Optokopplers U2 öffnet und das Signal vom Widerstand R15 öffnet den p-Kanal-Feldeffekttransistor VT1. Über den geöffneten Transistor und die Widerstände R16 und R17 gelangt die +12-V-Spannung vom Gleichrichter an der VD6-Diode in die Stromkreise der Steuerelektroden der Trinistoren Vs 1 und VS2. Trinistoren geöffnet. Netzwechselspannung wird auch dem Leistungsbrückengleichrichter zugeführt, der aus den Dioden VD11 und VD12 und den Trinistoren VS1 und VS2 besteht. Von dem Moment an, in dem sie sich öffnen, und bis die Polarität der Anoden-Kathoden-Spannung umgekehrt wird, wodurch die Thyristoren schließen, wird der Speicherkondensator C17 geladen. Bei jedem Übergang der Versorgungsspannung durch Null verringert der Mikrocontroller die Öffnungsverzögerung, sodass der Ladevorgang reibungslos erfolgt. Seine Dauer (in der betrachteten Variante ca. 5 s) ist programmiert. Im Notfall erzeugt der Mikrocontroller am PB3-Ausgang kein Signal, das das Öffnen der Trinistoren ermöglicht, wodurch diese geschlossen bleiben. Die Schaltungen R18C15 und R20C16 schließen ein falsches Öffnen von Trinistoren unter Einfluss von Störungen aus. Nachdem das reibungslose Laden des Speicherkondensators C17 abgeschlossen ist, beginnt das Programm mit der Erzeugung von Impulsen zur Steuerung der Brückeninvertertasten an den Ausgängen PB1 und PB2 des Mikrocontrollers, gefolgt von einer Frequenz von 20 kHz (wird per Software eingestellt). Das Tastverhältnis der Impulse wird durch einen variablen Widerstand R33 im Bereich von 0,1 ... 0,9 geregelt. Von diesen Ausgängen gelangen um eine halbe Frequenzperiode von 20 kHz gegenseitig verzögerte Steuersignale in die IGBT-Steuereinheiten VT3-VT6, die auf Optokopplern U2-U5 basieren. Da diese Knoten identisch sind, ist im Diagramm von Abb. 1 zeigt nur eines davon im Detail, aufgebaut auf dem U3-Optokoppler. Die Stromversorgung erfolgt über die Wicklung IV des Transformators T1 durch eine gleichgerichtete Diode VD9 mit einer Spannung von 25 V. Zeitdiagramme zur Erläuterung seiner Funktionsweise sind in Abb. 3 dargestellt. 5. Der Emitter des von diesem Knoten gesteuerten IGBT VT3 ist mit dem Ausgang des integrierten negativen Spannungsreglers DA18 verbunden. Dadurch ändert sich die Gate-Emitter-Spannung des IGBT je nach Zustand des Optokopplers von +7 V, bei dem der IGBT vollständig geöffnet ist, auf -XNUMX V (der IGBT ist sicher geschlossen).
Die Impulse vom PB2-Ausgang des Mikrocontrollers werden über den Widerstand R60 den in Reihe geschalteten Sendedioden der Optokoppler U3 und U4 zugeführt, die die IGBTs VT5 bzw. VT2 steuern. Daher öffnen diese IGBTs gleichzeitig. IGBT VT3 und VT4 bleiben zu diesem Zeitpunkt geschlossen, da am PB1-Ausgang kein Impuls anliegt. Der Strom fließt durch die positive Platte des Kondensators C17, den offenen IGBT VT2, den Stromtransformator T4, die Wicklung I des Transformators T5 (in der Richtung vom Ende zum Anfang), den offenen IGBT VT5, den Stromtransformator T3, die negative Platte des Kondensators C17. Dies induziert Spannungen an den Sekundärwicklungen des Transformators T5, die positiv an die Anode der VD21-Diode und negativ an die Anode der VD22-Diode angelegt werden. Der Schweißstrom fließt durch die Wicklung II des Transformators T5, die offene Diode VD21, die Induktivität L2 und durch den Schweißkreis. Im nächsten Halbzyklus des Wechselrichters erzeugt das Programm einen Impuls am Ausgang von PB1 des Mikrocontrollers, der die IGBT VT3 und VT4 öffnet. Am PB2-Ausgang liegt kein Impuls an, daher sind die IGBTs VT2 und VT5 geschlossen. Der Strom fließt durch den Stromkreis positiver Kondensator C17, offener IGBT VT4, Wicklung I des Transformators T5 (von Anfang bis Ende), Stromwandler T4, offener IGBT VT3, Stromwandler T2, negativer Kondensator C17. Dies induziert Spannungen an den Sekundärwicklungen des Transformators T5, die positiv an die Anode der VD22-Diode und negativ an die Anode der VD21-Diode angelegt werden. Der Schweißstrom fließt durch die Wicklung III des Transformators T5, die offene Diode VD22, die Induktivität L2 und den Schweißkreis. Regulieren Sie den Schweißstrom mit einem variablen Widerstand R33, der an der Frontplatte des Wechselrichters montiert ist. Abhängig von der Position des Schiebers dieses variablen Widerstands wird dem ADC2-Eingang des Mikrocontrollers über die Integrationsschaltung R46C30 eine Spannung zugeführt. Die Widerstände R41, R42, R45, R47 dienen dazu, die Möglichkeit einer Beschädigung des ADC2-Eingangs des Mikrocontrollers im Falle einer Unterbrechung des variablen Widerstands R33 auszuschließen. Der ADC des Mikrocontrollers wandelt die am ADC2-Eingang anliegende Spannung in einen Code um, der vom Programm verarbeitet wird und abhängig vom Ergebnis das Tastverhältnis der Impulse an den Ausgängen PB1 und PB2 ändert. Die Stromwandler T2 und T3 dienen als IGBT-Lastfehler- und Durchgangsstromschutzsensoren. Im Notfall steigt die Spannung an den Sekundärwicklungen dieser Transformatoren. Nach der Gleichrichtung durch VD25- oder VD26-Diodenanordnungen wird es über einen Widerstandsteiler R48R49 (Kondensator C29 unterdrückt Störungen) dem nichtinvertierenden Eingang des DA7.1-Komparators zugeführt. Die beispielhafte Spannung an seinem invertierenden Eingang bildet einen Widerstandsteiler R54R55 mit einem Entstörkondensator C32 (sie wird auch an den nichtinvertierenden Eingang des Komparators DA7.2 angelegt). Wenn das am Eingang 5 empfangene Signal die beispielhafte Spannung überschreitet (dies tritt auf, wenn mehr als 2 A durch die Primärwicklungen der Transformatoren T3 oder T30 fließen), wird am Ausgang des Komparators DA7.1 ein Impuls mit hohem Pegel gebildet. Über die R58C35-Integrationsschaltung, die Fehlalarme vermeidet, gelangt es in den invertierenden Eingang des DA7.2-Komparators. Wenn die Dauer des Notimpulses 5 ms überschreitet, wird vom Ausgang des Komparators DA3 ein Signal an den Eingang PD7.2 des Mikrocontrollers gesendet, das das Programm daran hindert, Steuerimpulse an den Ausgängen PB1 und PB2 zu erzeugen. Der Stromwandler T4 dient als Sensor für den Betriebsstrom in der Wicklung I des Transformators T5. Die Spannung der Sekundärwicklung des Transformators T23, die durch die Brücke der Dioden der Baugruppen VD27 und VD4 über die Integrationsschaltung R52C31 gleichgerichtet wird, gelangt zum ADC1-Eingang des Mikrocontrollers. Es wird per Software gemessen und verarbeitet. Wenn der gemessene Strom 25 A überschreitet, korrigiert das Programm das Tastverhältnis der IGBT-Steuerimpulse. Der Thermistor RK2 KTY81/210 verfügt über einen Überhitzungsschutz. Sein Widerstand und der Signalpegel am ADC0-Eingang des Mikrocontrollers hängen von der Temperatur ab. Bei Überschreitung der zulässigen Temperatur reduziert das Programm das Tastverhältnis der Impulse an den Ausgängen PB1 und PB2 oder stoppt deren Bildung ganz, bis der Thermistor abgekühlt ist. Nachdem der Mikrocontroller mit Strom versorgt und sein interner Taktgenerator gestartet wurde, wartet das Programm auf das Eintreffen des Signals am PD2-Eingang des Übergangs des Momentanwerts der Netzspannung durch den Nullpegel. Beim Empfang eines solchen Signals werden zwei interne Timer gestartet. Der Inhalt des Zählregisters eines von ihnen wird zur Steuerung der Laderate des Kondensators C17 verwendet. Der zweite Timer dient dem Schutz des Wechselrichters. Es startet den Mikrocontroller neu, wenn 10 ms lang kein Nullspannungssignal anliegt, wodurch das Programm erneut beginnt. 9,95 ms nach dem Empfang des Nulldurchgangssignals sendet das Programm ein Signal zum Öffnen der Trinistoren und setzt einen hohen Pegel am PB3-Ausgang des Mikrocontrollers. Beim Empfang des nächsten solchen Signals geht der Pegel am Ausgang von PB3 auf Low. Das nächste Signal zum Öffnen der SCRs wird in 9,9 ms gegeben, sie bleiben also 0,5 ms länger geöffnet. Aufgrund der allmählichen Verlängerung der Dauer des offenen Zustands der Trinistoren wird der Kondensator C17 gleichmäßig aufgeladen. Nach etwa 5 s gibt der Mikrocontroller ein Signal, die Trinistoren kontinuierlich zu öffnen. Es wird nur bei einem Stromausfall im Versorgungsnetz oder im Falle eines „Unfalls“ entfernt. Bis der Kondensator C17 vollständig aufgeladen ist, generiert das Programm keine IGBT-Steuersignale. Nach Abschluss des Ladevorgangs erscheinen an den Ausgängen PB1 und PB2 des Mikrocontrollers Impulsfolgen mit einer Periode von 50 μs, die jeweils um eine halbe Periode (25 μs) verschoben sind. Die Dauer der Impulse hängt von der Spannung ab, die dem ADC2-Eingang des Mikrocontrollers zugeführt wird. Sein minimaler Wert beträgt 2,5 µs, der maximale Wert 22,5 µs (die restlichen 2,5 µs der Halbwelle sind die minimale Pause, die erforderlich ist, um sicherzustellen, dass zuvor geöffnete IGBTs geschlossen werden). Die Wirkung des Notfallschutzes basiert auf der Beendigung der Bildung von IgBt-Steuersignalen in den Situationen „Unfall“, „Unfall 2“ und „Überhitzung 2“. Die „Notfall“-Situation tritt ein, wenn die Spannung am ADC1-Eingang des Mikrocontrollers ansteigt. Diese Spannung wird in einen Binärcode umgewandelt. Abhängig von seinem Wert verringert sich zunächst die Dauer der IGBT-Steuersignale allmählich, und wenn dies nicht funktioniert, stoppt die Impulsbildung vollständig. Wenn am PD3-Eingang ein Signal mit hohem Logikpegel eintrifft, tritt ohne Verzögerung die Situation „Alarm 2“ ein. Voraussetzung für das Auftreten der „Overheat 2“-Situation ist eine erhöhte Spannung am ADC0-Eingang des Mikrocontrollers. Es wird auch in einen Binärcode umgewandelt, dessen Analyseergebnis eine Verkürzung der Dauer der Steuerimpulse oder deren vollständige Abschaltung ist. Nach Beseitigung der Notfallursachen wird der Betrieb der Wechselrichterquelle automatisch wieder aufgenommen. Die Download-Datei des Mikrocontroller-Programms „weld.hex“ ist dem Artikel beigefügt. Die Mikrocontroller-Konfiguration muss wie folgt eingestellt werden: erweitertes Byte – 0xFF, High-Byte – 0xDD, Low-Byte – 0xE2. Der Programmierer wird an den XP9-Anschluss angeschlossen. Strukturell ist der Hauptteil der Details der Schweißquelle auf einer Leiterplatte mit den Abmessungen 140 x 92,5 mm platziert, deren Zeichnung der Leiterbahnen in Abb. 4 dargestellt ist. XNUMX.
Auf der Unterseite der Leiterplatte (Abb. 5) befinden sich Elemente zur Oberflächenmontage sowie Dioden VD11 und VD12, Trinistoren VS1 und VS2, IGBT VT2-VT5. Auf der Oberseite (Abb. 6) - die restlichen Elemente. Stromkreise werden mit hängenden Drähten mit einem Querschnitt von mindestens 2,5 mm hergestellt2. Auf diese Drähte werden die Magnetkerne der Stromwandler T2, T3, T4 der Größe K20x12x6 aus 2000NM1 Ferrit mit Sekundärwicklungen mit 200 Windungen PEV-2-Draht mit einem Durchmesser von 0,25 mm aufgesetzt.
Der Transformator T1 ist auf der Oberseite der Platine montiert. Sein Magnetkreis ist ein Ring der Größe K24x13x7,5 aus Permalloy MP140, isoliert mit einer Schicht aus lackiertem Stoff. Wicklungsdaten sind in der Tabelle angegeben. 1, und die Reihenfolge, in der die Wicklungen gewickelt sind, entspricht ihren Nummern im Diagramm. Die Wicklungswindungen I, VI und VII sind gleichmäßig über den gesamten Umfang des Magnetkreises verteilt. Jede der anderen Wicklungen ist auf einen eigenen Abschnitt des Magnetkreises gewickelt und überlappt sich nicht. Alle Wicklungen sind mit lackiertem Stoff isoliert. Tabelle 1
Drossel L1 - EC24. Der Kondensator C17 wird über der Oberseite der Platine auf 20 mm hohen Ständern befestigt. Sie drücken die Montageblätter mit daran angelöteten Drähten an ihre Anschlüsse und verbinden diese mit den Anschlüssen des Kondensators. Zum Anschluss von Stromkabeln mit IGBT-Anschlüssen VT2-VT5, Trinistoren VS1 und VS2, Dioden VD11 und VD12 sind auf der Leiterplatte Kontaktpads mit Löchern vorgesehen. Diese Elemente werden durch isolierende Dichtungen gegen den Kühlkörperblock gedrückt, wie in Abb. 7.
Ausgangstransformator T5, Induktivität L2, Gleichrichterdioden VD21, VD22 befinden sich auf einer separaten Kühlkörpereinheit. Die Wicklungsdaten des Transformators T5 sind in der Tabelle angegeben. 2. Sein Magnetkern ist vom Typ Gammamet GM414. 2 Standardgrößen OL64x40x30. Die Primärwicklung ist durch doppelte Schichten aus lackiertem Stoff vom Magnetkreis und den Sekundärwicklungen isoliert. Tabelle 2
Die L2-Induktorwicklung ist auf einen ShLM20x32-Magnetkreis aus Elektrostahl mit einer Dicke von 0,08 mm mit einem Paket aus fünf weichen Kupferbändern mit einer Dicke von 0,1 mm und einer Breite gewickelt, die etwas geringer ist als die Höhe des Magnetkreisfensters. Das mit lackiertem Stoff isolierte Paket machte sieben Umdrehungen. Der Magnetkreis ist mit einem nichtmagnetischen Spalt von 1,8 mm Länge aufgebaut. Zwischen den Kühlkörpern befinden sich zwei 80x80-mm-Lüfter vom Computer-Netzteil, die an die Anschlüsse XP1 und XP2 angeschlossen sind. Ein Lüfter bläst um Transformator T5, Induktivität L2 und Kondensator C17. Sein Luftstrom ist auf den T5-Transformator gerichtet. Der zweite Lüfter befindet sich zwischen den Kühlkörpern. Sein Luftstrom ist auf die Dioden VD21 und VD22 gerichtet. Netzwerkkabel PVA 2x2,5 mm2 an die Klemmen 1 und 3 (oben) des Leistungsschalters SA1 angeschlossen. An die Klemmen 2 und 4 (unten) dieses Schalters werden zwei Drähte mit einem Querschnitt von 1,5 mm angeschlossen2. Einer der Drähte von Klemme 2 ist mit der Anode des VS2-Trinistors und der andere mit der Kathode der VD12-Diode verbunden (es besteht keine Verbindung zwischen ihnen über die gedruckten Leiter). Einer der Drähte von Klemme 4 führt zur Anode des VS1-Trinistors und der zweite zur Kathode der VD11-Diode. Auch zwischen ihnen besteht keine Verbindung über Leiterbahnen. Ein variabler Stromeinstellwiderstand R33 ist an der Frontplatte des Gehäuses installiert und über einen dreiadrigen Kabelbaum mit dem XP8-Stecker verbunden. Der Thermistor RK2 wird mit einem Klemmbügel am Kühlkörper befestigt. Das Mikrocontroller-Programm kann von ftp://ftp.radio.ru/pub/2017/03/weld.zip heruntergeladen werden. Autoren: A. Zharkov
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