Elektrische Mikromotoren. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik

Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Die Elektromotoren

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Typischerweise werden Elektromotoren in drei Gruppen eingeteilt: große, mittlere und kleine Motoren. Für Motoren mit geringer Leistung (wir nennen sie Mikromotoren) ist die obere Leistungsgrenze nicht festgelegt, sie liegt normalerweise bei mehreren hundert Watt. Mikromotoren werden häufig in Geräten und Haushaltsgeräten (inzwischen gibt es in jeder Familie mehrere Mikromotoren – in Kühlschränken, Staubsaugern, Tonbandgeräten, Abspielgeräten usw.), in der Messtechnik, in automatischen Steuerungssystemen, in der Luft- und Raumfahrttechnik und in anderen Bereichen menschlicher Tätigkeit eingesetzt.

Die ersten Gleichstrommotoren erschienen in den 30er Jahren des 1856. Jahrhunderts. Ein großer Schritt in der Entwicklung von Elektromotoren erfolgte durch die Erfindung eines Zweiarmwandlers durch den deutschen Ingenieur Siemens im Jahr 1866 und die Entdeckung des dynamoelektrischen Prinzips durch ihn im Jahr 1883. 1885 erfanden Tesla und 1884 Ferrari unabhängig voneinander den Wechselstrom-Induktionsmotor. Im Jahr 1887 entwickelte Siemens einen Wechselstromkollektormotor mit Reihenerregerwicklung. Im Jahr 1890 schlugen Khazelwander und Dolivo-Dobrovolsky ein Rotordesign mit einer Käfigwicklung vom Typ Käfigläufer vor, was das Motordesign erheblich vereinfachte. Im Jahr XNUMX verwendeten Chitin und Leblanc erstmals einen Phasenverschiebungskondensator.

In elektrischen Haushaltsgeräten wurden ab 1887 Elektromotoren eingesetzt – in Ventilatoren, ab 1889 – in Nähmaschinen, ab 1895 – in Bohrmaschinen, ab 1901 – in Staubsaugern. Allerdings ist der Bedarf an Mikromotoren bislang so groß (in einer modernen Videokamera kommen bis zu sechs Mikromotoren zum Einsatz), dass sich spezialisierte Firmen und Betriebe zu deren Entwicklung und Herstellung entwickelt haben. Es wurde eine große Anzahl von Mikromotortypen entwickelt, von denen jeder Gegenstand eines Artikels aus dieser Serie ist.

Asynchrone Mikromotoren

Einphasige asynchrone Mikromotoren sind der gebräuchlichste Typ. Sie erfüllen die Anforderungen der meisten elektrischen Antriebe von Instrumenten und Apparaten und zeichnen sich durch niedrige Kosten und Geräuschpegel, hohe Zuverlässigkeit, Wartungsfreiheit und keine beweglichen Kontakte aus.

Включение. Asynchrone Mikromotoren können mit einer, zwei oder drei Wicklungen ausgestattet sein. Bei einem Einwicklungsmotor gibt es kein anfängliches Anlaufdrehmoment, und um ihn zu starten, müssen Sie beispielsweise einen Anlasser verwenden. Bei einem Motor mit zwei Wicklungen ist eine der Wicklungen, die sogenannte Hauptwicklung, direkt mit dem Netz verbunden (Abb. 1).

Um in der anderen Hilfswicklung ein Anlaufdrehmoment zu erzeugen, muss ein Strom fließen, der gegenüber dem Strom in der Hauptwicklung phasenverschoben ist. Dazu wird in Reihe zur Hilfswicklung ein zusätzlicher Widerstand geschaltet, der aktiver, induktiver oder kapazitiver Natur sein kann.

Am häufigsten wird ein Kondensator in den Stromversorgungskreis der Hilfswicklung einbezogen, um den optimalen Phasenverschiebungswinkel der Ströme in den Wicklungen von 90 ° zu erzielen (Abb. 1, b). Ein Kondensator, der ständig mit dem Stromversorgungskreis der Hilfswicklung verbunden ist, wird als Arbeitskondensator bezeichnet. Wenn beim Starten des Motors ein erhöhtes Startdrehmoment bereitgestellt werden muss, wird parallel zum Arbeitskondensator Sv der Startkondensator Ca für die Startzeit eingeschaltet (Abb. 1, c). Nachdem der Motor auf die Drehzahl beschleunigt ist, wird der Startkondensator über ein Relais oder einen Fliehkraftschalter abgeschaltet. In der Praxis wird häufiger die Variante aus Abb. 1b verwendet.

Der Phasenverschiebungseffekt kann durch künstliche Erhöhung des Wirkwiderstands der Hilfswicklung erzielt werden. Dies wird entweder durch den Einbau eines zusätzlichen Widerstands oder durch die Herstellung einer Hilfswicklung aus einem hochohmigen Draht erreicht. Aufgrund der erhöhten Erwärmung der Hilfswicklung wird diese nach dem Starten des Motors abgeschaltet. Solche Motoren sind günstiger und zuverlässiger als Kondensatormotoren, ermöglichen allerdings keine Phasenverschiebung der Wicklungsströme um 90°.

Um die Drehrichtung der Motorwelle umzukehren, sollte eine Induktivität oder Drossel an den Stromversorgungskreis der Hilfswicklung angeschlossen werden, wodurch der Strom in der Hauptwicklung dem Strom in der Hilfswicklung gleichphasig voreilt. In der Praxis wird diese Methode selten angewendet, da die Phasenverschiebung aufgrund der induktiven Natur des Widerstands der Hilfswicklung vernachlässigbar ist.

Die am häufigsten verwendete Methode ist eine Phasenverschiebung zwischen Haupt- und Hilfswicklung, die im Schließen der Hilfswicklung besteht. Die Hauptwicklung hat eine magnetische Verbindung mit der Hilfswicklung, wodurch beim Anschluss der Hauptwicklung an das Versorgungsnetz eine EMK in der Hilfswicklung induziert wird und ein Strom entsteht, der phasengleich mit dem Strom der Hauptwicklung nacheilt . Der Motorrotor beginnt sich in Richtung von der Haupt- zur Hilfswicklung zu drehen.

Ein dreiphasiger Asynchronmotor mit drei Wicklungen kann im einphasigen Stromversorgungsmodus verwendet werden. Abbildung 2 zeigt die Einbindung eines Dreiwicklungsmotors nach den Schemata „Stern“ und „Dreieck“ in einen einphasigen Betriebsmodus (Steinmetz-Schemata). Zwei der drei Wicklungen sind direkt mit dem Versorgungsnetz verbunden, die dritte ist über einen Anlaufkondensator mit der Versorgungsspannung verbunden. Um das erforderliche Anlaufdrehmoment zu erzeugen, muss ein Widerstand in Reihe mit dem Kondensator geschaltet werden, dessen Widerstandswert von den Parametern der Motorwicklungen abhängt.

Wicklungen. Im Gegensatz zu Dreiwicklungs-Asynchronmotoren, die sich durch eine symmetrische räumliche Anordnung und gleiche Parameter der Wicklungen am Stator auszeichnen, haben bei Motoren mit einphasiger Versorgung die Haupt- und Hilfswicklung unterschiedliche Parameter. Bei symmetrischen Wicklungen lässt sich die Anzahl der Nuten pro Pol und Phase anhand des Ausdrucks ermitteln:

q = N / 2 Uhr,

wobei N die Anzahl der Statorschlitze ist; m - Anzahl der Wicklungen (Phasen); p ist die Anzahl der Pole.

Bei quasisymmetrischen Wicklungen unterscheiden sich die Anzahl der Nuten und die Breite der Wicklungen geringfügig, während die aktiven und induktiven Widerstände der Haupt- und Hilfswicklung unterschiedliche Werte haben.

Bei asymmetrischen Wicklungen variiert die Anzahl der von jeder Wicklung belegten Schlitze erheblich. Daher haben Haupt- und Hilfswicklung eine unterschiedliche Windungszahl. Ein typisches Beispiel ist die 2/3-1/3-Wicklung (Abb. 3), bei der 2/3 der Statornuten von der Hauptwicklung und 1/3 von der Hilfswicklung eingenommen werden.

Design. Abbildung 4 zeigt einen Abschnitt eines Motors mit zwei konzentrierten oder Spulenwicklungen an den Statorpolen.

Jede Wicklung (Hauptwicklung 1 und Hilfswicklung 2) besteht aus zwei Spulen, die an entgegengesetzten Polen angeordnet sind. Die Spulen werden auf die Pole gesteckt und in das Joch der Maschine eingesetzt, das in diesem Fall eine quadratische Form hat. Von der Seite des Arbeitsluftspalts werden die Spulen durch spezielle Vorsprünge gehalten, die als Polschuhe 3 wirken. Dank ihnen nähert sich die Verteilungskurve des Magnetfelds im Arbeitsluftspalt einer Sinuskurve an. Ohne diese Vorsprünge ist die Form dieser Kurve nahezu rechteckig. Als Phasenschieberelement für einen solchen Motor können sowohl ein Kondensator als auch ein Widerstand verwendet werden. Es ist auch möglich, die Hilfswicklung kurzzuschließen. In diesem Fall wird der Motor in eine zweipolige Asynchronmaschine umgewandelt.

Spaltpolmotoren werden aufgrund ihres einfachen Aufbaus, ihrer hohen Zuverlässigkeit und ihrer geringen Kosten am häufigsten verwendet. Auch ein solcher Motor hat zwei Wicklungen am Stator (Abb. 5).

Die Hauptwicklung 3 ist als Spule ausgeführt und direkt an das Versorgungsnetz angeschlossen. Die Hilfswicklung 1 ist mit ein bis drei Windungen pro Pol kurzgeschlossen. Es bedeckt einen Teil der Stange, was den Namen des Motors erklärt. Die Hilfswicklung besteht aus rundem oder flachem Kupferdraht mit einem Querschnitt von wenigen Quadratmillimetern, der zu Spulen entsprechender Form gebogen wird. Anschließend werden die Enden der Wicklung durch Schweißen verbunden. Der Motorrotor wird kurzgeschlossen und an seinen Enden sind Kühlrippen angebracht, die die Wärmeabfuhr aus den Statorwicklungen verbessern.

Aufbaumöglichkeiten für Spaltpolmotoren sind in den Abbildungen 6 und 7 dargestellt.

Grundsätzlich kann die Hauptwicklung symmetrisch oder asymmetrisch zum Rotor angeordnet sein. Abbildung 6 zeigt den Aufbau eines Motors mit einer asymmetrischen Hauptwicklung 5 (1 - Befestigungsloch; 2 - magnetischer Nebenschluss; 3 - kurzgeschlossene Wicklung; 4 - Befestigungs- und Einstelllöcher; 6 - Wickelrahmen; 7 - Joch). Ein solcher Motor weist einen erheblichen magnetischen Streufluss im externen Magnetkreis auf, sodass sein Wirkungsgrad 10–15 % nicht überschreitet und er für eine Leistung von nicht mehr als 5–10 Watt hergestellt wird.

Aus Sicht der Herstellbarkeit ist ein Motor mit symmetrisch angeordneter Hauptwicklung komplexer. Bei Motoren mit einer Leistung von 10–50 W wird ein Verbundstator verwendet (Abb. 7, wobei: 1 – Jochring; 2 – kurzgeschlossener Ring; 3 – Pol; 4 – Rotor mit „Käfigläufer“-Wicklung; 5 - magnetischer Shunt). Aufgrund der Tatsache, dass die Motorpole von einem Joch abgedeckt sind und die Wicklungen innerhalb des Magnetsystems liegen, sind die magnetischen Streuflüsse hier viel geringer als bei der Konstruktion in Abb.6. Motorwirkungsgrad 15-25 %.

Um die Drehzahl eines Spaltpolmotors zu ändern, wird eine Kreuzpolschaltung verwendet (Abb. 8). Es implementiert ganz einfach das Umschalten der Anzahl der Polpaare der Statorwicklung, um dies zu ändern, reicht es aus, die Wicklungen in entgegengesetzte Richtungen einzuschalten. Auch Spaltpolmotoren nutzen das Prinzip der Drehzahlregelung, das darin besteht, die Wicklungsspulen von Reihenschaltung auf Parallelschaltung umzuschalten.

Synchrone Mikromotoren

Einphasen-Synchronmotoren werden in Uhren, Zählern, Zeitrelais, Regelungs- und Steuerungssystemen, Messgeräten, Tonaufzeichnungsgeräten usw. eingesetzt. In einem Synchronmotor entsteht ein rotierendes Magnetfeld, dessen Drehzahl konstant ist und nicht von Laständerungen abhängt. Wie ein Einphasen-Induktionsmotor erzeugt ein Synchronmotor ein elliptisches rotierendes Magnetfeld. Bei Überlast geraten Synchron-Mikromotoren aus dem Gleichlauf. Nach dem Anlegen der Versorgungsspannung müssen Bedingungen geschaffen werden, unter denen der Motor beschleunigt und in den Gleichlauf gebracht wird. Es gibt reaktive Synchronmotoren mit Hysterese sowie Motoren mit Erregung durch Permanentmagnete.

Düsentriebwerke

Bei einer Leistung von bis zu 100 W wird ein Synchronmotor mit zwei Wicklungen – Haupt- und Hilfswicklung – hergestellt und mit letzterer ein Phasenschieberkondensator in Reihe geschaltet. Der Stator eines Synchronreluktanzmotors unterscheidet sich strukturell nicht vom Stator eines Induktionsmotors. Auf dem Rotor des Synchronmotors befindet sich eine kurzgeschlossene Wicklung („Käfigläufer“), die für einen zuverlässigen Start des Synchron-Mikromotors sorgt. Bis zu einer nahezu synchronen Drehzahl beschleunigt der Motor asynchron, fährt dann selbständig in den Gleichlauf zurück und der Rotor dreht sich mit synchroner Drehzahl weiter. Der Aufbau des Rotors eines Synchronmotors ist in Abbildung 9 dargestellt.

Entlang seines Umfangs sind Rillen mit gleichmäßiger Stufe angeordnet (Abb. 9, a), und die Tiefe der Rillen ist 10-20-mal größer als die Länge des Arbeitsluftspalts. In diese Schlitze wird Aluminium eingegossen und die so gebildeten Rotorwicklungsstäbe mit beidseitig an den Stabenden angeschweißten Aluminiumringen kurzgeschlossen. Bei gleichem Wert der aus dem Netz aufgenommenen Blindleistung ist das Nutzmoment an der Welle eines Synchronmotors doppelt so groß wie das Moment an der Welle eines Asynchronmotors. Auch der Wirkungsgrad und der Kostenfaktor eines Synchronmotors sind schlechter als die eines Asynchronmotors. Dies liegt daran, dass der Arbeitsluftspalt eines Synchronmotors größer ist als der eines Asynchronmotors.

Durch die Änderung der Leitfähigkeit einzelner Abschnitte des Magnetkreises des Motors ist es möglich, den Magnetfluss in die gewünschte Richtung zu lenken. Dies kann durch die Verwendung spezieller Hohlräume in einem weichmagnetischen Material erreicht werden, die mit einer Aluminiumlegierung gefüllt sind. Abbildung 9b zeigt einen auf ähnliche Weise hergestellten zweipoligen Rotor. Dabei bleibt die Länge des Arbeitsluftspalts wie bei einem Asynchronmotor über den gesamten Umfang des Stators unverändert. Die Leistung eines solchen Synchronmotors liegt nahe an der Leistung eines einphasigen Asynchronmotors.

Hysteresemotoren

Der Stator eines Hysteresemotors unterscheidet sich konstruktiv nicht von den Statoren der bisher betrachteten Motoren (Asynchron-, Synchronreluktanzmotoren). Bei einer niedrigen Drehzahl des Hysteresemotors besteht sein Stator aus klauenförmigen Polen (Abb. 10).

Es enthält ein Joch 1 mit einer Wicklung, dessen Spulen sich entlang des Umfangs des Stators abwechseln und so eine Folge von Elektromagneten mit wechselnder Polarität (NSNS...) bilden; 2 - klauenförmige Stangen; 3 - Ärmel aus synthetischem Material; 4 – Streufluss, 5 – nützlicher magnetischer Fluss; 6 - Rotor; 7 - Ringwicklung; 8 - Wickelrahmen. An den Seiten der Spulen sind Platten zum Schließen des Magnetflusses angebracht. Beim Anschluss der Statorwicklung an das Versorgungsnetz entsteht im Arbeitsluftspalt ein mehrpoliges Magnetfeld.

Abbildung 11 zeigt vier nacheinander angeordnete Pole (1 – Hauptnordpol; 2 – Hilfsnordpol; 3 – kurzgeschlossener Ring; 4 – Ringerregerwicklung; 5 – Hauptsüdpol; 6 – Hilfssüdpol). Kurzgeschlossene Ringe (oder Wicklungen), die konzentrisch zur Statorwicklungsspule angeordnet sind, weisen unterschiedliche Kopplungskoeffizienten mit den Haupt- und Hilfspolen auf. Somit wird eine Phasenverschiebung der Magnetflüsse der angegebenen Pole bereitgestellt, was zur Folge hat, dass ein elliptisches rotierendes Magnetfeld entsteht.

Auf dem Rotor ist ein Ring aus ferromagnetischem Material mit einer breiten Hystereseschleife montiert. Die Koerzitivkraft dieses Materials sollte geringer sein als die von hartmagnetischen Materialien, die zur Herstellung von Permanentmagneten verwendet werden. Andernfalls ist ein starkes Magnetfeld erforderlich, um den Ring neu zu magnetisieren. Auf dem Rotorring befinden sich Fenster, deren Anzahl der Anzahl der Statorpole entspricht, die aufgrund des Blinddrehmoments für eine synchrone Drehung des Rotors sorgen.

Motoren mit Permanentmagneterregung

Ein Synchronmotor mit Permanentmagnetrotor ähnelt strukturell einem Klauenpolmotor (siehe Abbildung 10). Der Hauptvorteil eines Permanentmagnetmotors gegenüber Hysteresemotoren besteht darin, dass das von ihm entwickelte Drehmoment bei gleichen Abmessungen 20–30 Mal größer ist als das Drehmoment des Hysteresemotors. Darüber hinaus sind Permanentmagnetmotoren zuverlässiger. Um den Motor zu starten, müssen Sie dessen Rotor in Bewegung setzen, daher sollte die Last nicht über eine starre Verbindung an der Welle befestigt werden. Motoren kleiner Leistung enthalten einen Rotor mit einem Ferrit-Permanentmagnetring, der bei geringer Polzahl in radialer Richtung magnetisiert ist.

Bei einer großen Anzahl von Polen ist der Rotor in axialer Richtung magnetisiert und hat klauenförmige Pole (Abb. 12), wobei 1 Ring aus einem Permanentmagneten besteht; 2 - Buchse. Die in Hochleistungsmotoren verwendete Statorkonstruktion entspricht praktisch der Statorkonstruktion eines Induktionsmotors mit verteilter Wicklung. Rotordesigns sind sehr vielfältig.

Abbildung 13 zeigt drei Ausführungsmöglichkeiten für vierpolige Synchronmotoren mit Permanentmagneterregung. In Abb. 13, a wird Bariumferrit für Motoren verwendet, in Abb. 13, b – eine Legierung auf Basis einer Kombination von Seltenerdelementen und Kobalt, in Abb. 13, c – eine Alnico-Legierung (1 – Käfigläuferwicklung). ; 2 - Permanentmagnete; 3 - magnetische Shunts).

Um einen asynchronen Anlauf zu gewährleisten, verfügen alle Rotoren wie bei einem Asynchronmotor über eine kurzgeschlossene Stabwicklung.

Universalmotoren

Kollektormotoren mit Reihenerregung werden als universell bezeichnet, da sie sowohl an einem Gleichstromnetz als auch an einem Wechselstromnetz betrieben werden können. Sie bilden die wichtigste Gruppe der Mikromaschinen. Die Motordrehzahl ist nicht von der Frequenz der Versorgungsspannung abhängig, wodurch diese Motoren im Gegensatz zu Asynchronmotoren eine Drehzahl von mehr als 3000 U/min erreichen können. Der Vorteil von Universalmotoren liegt in der einfachen Drehzahlregelung durch Umschalten der Anzapfungen der Reihenerregerwicklung oder durch Phasenanschnittsteuerung mittels Triacs. Als Nachteil sind die höheren Kosten eines Universalmotors im Vergleich zu einem Asynchronmotor zu verzeichnen, da auf dem Rotor eine Wicklung und eine Bürsten-Kollektor-Anordnung vorhanden sind (die außerdem zusätzliche Geräusche verursacht und schnell verschleißt).

Design. Universalmotoren sind zweipolig aufgebaut. Um Verluste durch Wirbelströme zu reduzieren, sind die Magnetkreise von Stator und Rotor laminiert.

Abbildung 14 zeigt mehrere Möglichkeiten für die Gestaltung des Motorstators: Abbildung 14, a - Stator mit maschinell gefertigter Wicklung; Abb.14,b - Stator mit Erregerwicklung, von Hand gefertigt und verlegt; Abb. 14, c - Stator mit zwei externen Erregerwicklungen; Abb.14,d – Stator mit einer entfernten Erregerwicklung. Die Statorwicklung (Erregerwicklung) eines Universalmotors besteht üblicherweise aus zwei Abschnitten oder Spulen, zwischen denen sich ein Anker befindet, dessen Wicklung in Reihe mit der Erregerwicklung geschaltet ist. Sie können die Ankerwicklungen mit einem Doppeldraht bewickeln. Bei einer rechteckigen Form der Rotornuten sind die Spulen parallel zueinander angeordnet. Die Ankerwicklung besteht aus zwei parallelen Zweigen, die den durch die Bürsten fließenden Motorstrom verteilen.

Besonderes Augenmerk sollte beim Universalmotor auf die Bürsten-Kollektor-Baugruppe gelegt werden.

Die am häufigsten verwendeten Ausführungen von Bürstenhaltern sind in Abb. 15, a, b dargestellt, die Ausführungen von Abb. 15, c, d sind günstiger und werden in leistungsschwächeren Motoren verwendet, Abb. 15, e zeigt eine Bürste mit Sicherungen ( 1 - Abdeckung; 2 Ausgang; 3 - Halter; 4 - Bürste; 5 Kollektor; 6 - Filterdrossel; 7 Drehachse; 8 - Ring; 9 - Haken; 10 - Kupferlamelle; 11 - Nut; 12 - Isolator; 13 - Ausgang; 14 - Feder; 15 dielektrischer Nippel). Der Bürstenkörper hat einen zylindrischen Hohlraum. Die Konstruktion der Bürste (Abb. 15, e) ist so, dass der Nippel an der Oberfläche des Kollektors anliegt, wenn die Bürste bis zum Ende des Hohlraums bewegt wird. Da der Nippel aus Isoliermaterial besteht, wird der Kontakt der Bürste mit dem Kommutator unterbrochen und ein weiterer Betrieb des Motors wird unmöglich.

Merkmale der Arbeit an Gleichstrom. Wenn der Motor über ein Gleichstromnetz betrieben wird, hängt der Spannungsabfall an den Anker- und Erregerwicklungen nur von ihrem aktiven Widerstand ab. Daher sind bei sonst gleichen Bedingungen Spannung, Strom, magnetischer Fluss und EMF in der Ankerwicklung wichtiger als bei Wechselstrombetrieb. Dies führt zu einer Änderung der Motordrehzahl. Wenn es bei der Stromversorgung über Gleich- und Wechselstromnetze erforderlich ist, dass der Motor mit der gleichen Drehzahl läuft, ist für den Gleichstrommodus eine größere Windungszahl in der Feldwicklung des Motors erforderlich.

Geschwindigkeitskontrolle. Wenn in der Erregerwicklung zusätzliche Schlussfolgerungen vorgenommen werden, können Sie durch deren Umschaltung die Rotationsfrequenz ändern (Abb. 16, a). Mit abnehmender Drehzahl steigt die Drehzahl. Die zweite Möglichkeit besteht darin, einen variablen Widerstand in Reihe mit den Motorwicklungen zu installieren (Abb. 16, b). Wenn der Widerstandswert des Widerstands zunimmt, verringert sich die Motordrehzahl. Die dritte Möglichkeit besteht in der Verwendung eines Regeltransformators (Abb. 16, c). Eine Erhöhung der Versorgungsspannung führt zu einer Erhöhung der Motordrehzahl. Die vierte Methode besteht darin, die Ankerwicklung mit einem variablen Widerstand zu überbrücken (Abb. 16, d). Wenn der Widerstandswert des Widerstands abnimmt, verringert sich auch die Drehzahl. Diese Methode ist gut, da der Motor beim Weglassen der Last nicht wild läuft.

Eine präzise Geschwindigkeitsregelung kann in einer elektronischen Triac-Schaltung erreicht werden (Abb. 17). Der Triac führt die „Abschaltung“ eines Teils der Halbwelle der Wechselspannung durch. Um den Motor umzukehren, ist es notwendig, die Polarität des Anschlusses der Ankerwicklung oder der Erregerwicklung zu ändern.

Geschwindigkeitsstabilisierung. Universalmotoren haben eine sehr weiche mechanische Eigenschaft, d.h. starke Abhängigkeit der Drehzahl vom Lastmoment. Zur Stabilisierung der Drehzahl bei wechselnder Belastung werden insbesondere mechanische Regler eingesetzt. Beispielsweise können Sie einen Fliehkraftschalter verwenden, dessen Kontakt parallel zum Zusatzwiderstand geschaltet ist. Diese Methode bietet eine Geschwindigkeitsstabilität innerhalb von 1 %, jedoch nur für den Geschwindigkeitswert, für den der Fliehkraftschalter ausgelegt ist. Daher kommen zunehmend elektronische Regler zum Einsatz.

In elektronischen Reglern (Abb. 17) wird beispielsweise die EMK der Ankerwicklung als Rückführsignal proportional zum Istwert der Drehzahl genutzt. Mit einer Erhöhung des vorgegebenen Wertes wird der Triac-Steuerwinkel vergrößert, was zu einer Verringerung der Motordrehzahl führt. Die Stabilisierungsgenauigkeit beträgt bei dieser Methode 10 %. Es gibt komplexere (aber auch teurere) Wege.

Gleichstrommotoren mit Permanentmagneterregung

Derzeit werden solche Motoren hauptsächlich mit einer Versorgungsspannung von 12 V hergestellt und in Autoantrieben, Schreibmaschinen, medizinischen Geräten und Haushaltsgeräten eingesetzt.

Designs Permanentmagnetmotoren sind sehr vielfältig. Dies liegt an den unterschiedlichen Leistungs- und Kostenanforderungen der Motoren.

Abbildung 18a zeigt die Strukturelemente einfacher und billiger Motoren mit Ringmagneten aus Ferritverbindungen (1 – Magnetsegmente; 2 – Rotor; 3 – Statorpaket; 4 – Pol; 5 – Ringmagnet; 6 – radiale Magnetisierung; 7 – diametral Magnetisierung; 8 - rechteckiger Magnet). Diese Magnete sind in radialer oder axialer Richtung magnetisiert. Das Motorgehäuse besteht aus laminiertem weichmagnetischem Material entweder in Form eines Zylinders oder in Form eines länglichen Topfes. Das Gehäuse dient dazu, den magnetischen Fluss von Permanentmagneten zu schließen. Das Rotorpaket besteht aus Elektroblechen ohne Siliziumzusätze (1 mm dick). Der Rotor befindet sich in selbstzentrierenden Lagern und enthält eine geringe Anzahl von Nuten, was die Kosten für die Ankerwicklung senkt.

Abbildung 18b zeigt Elemente teurerer Konstruktionen von Permanentmagnetmotoren (wobei 9 Pole und 10 Polschuhe sind). Sie verwenden hartmagnetische Materialien Alnico (Al, Ni, Co) und Magnete aus Seltenerdmetallen. Diese Motoren haben ein massives Gehäuse und der Rotor besteht aus hochwertigem Elektrostahl. Der Wirkungsgrad solcher Motoren liegt bei über 80 %. Den Motor einschalten. Wenn ein Gleichstrommotor von einer Batterie gespeist wird und seine Drehzahl reguliert werden muss, werden Impulsregler verwendet (Abb. 19, a, wobei U die Versorgungsspannung ist; Um die Impulsspannung ist; Ra, La und Ui sind). bzw. aktiver Widerstand, Induktivität und EMF-Ankerwicklungen; Fr - magnetischer Fluss des Pols).

Abbildung 19b zeigt den Verlauf der Spannung Um und des Stroms i(t) im Motor. Die Drehzahl des Motors ist direkt proportional zum Tastverhältnis der über einen Thyristor oder einen leistungsstarken Transistor eingeschalteten Spannungsimpulse.

Der Gleichstrommotor wird vom Wechselstromnetz über einen Gleichrichter gespeist, der in einer einphasigen Brückenschaltung angeschlossen ist (Abb. 20). In diesem Fall kann die Drehzahl auf die oben beschriebene Weise gesteuert werden.

Eine weitere Möglichkeit zur Drehzahlregelung ist der Einsatz von Bürsten mit einstellbarer Position relativ zum Anker. Die Versorgungsspannung kann an die Bürsten angelegt werden, die sich auf dem geometrischen Neutralleiter (a-a) befinden, oder an eine dieser Bürsten und eine zusätzliche Bürste a' (Abb. 21), die in einem Winkel β relativ zur zweiten Bürste angeordnet ist. In diesen beiden Fällen hat das Verhältnis der Motordrehzahlen die Form

n₀/n = 2/(1 + cosβ).

Gleichstrommotoren mit nichtmagnetischem Rotor. Servomotoren und Automatisierungsmotoren stellen häufig hohe Anforderungen an die Werte elektromagnetischer oder elektromechanischer Zeitkonstanten, die möglichst klein sein sollten. Um dieses Problem zu lösen, wurden zwei Arten von Motorkonstruktionen entwickelt: 1) mit einer Hohl- oder Glockenform; 2) mit Scheibenrotor. Die ersten werden für eine Leistung von 1 bis 20 W hergestellt, die zweiten für eine Leistung über 20 W.

Bei Motoren mit Hohlrotor besteht dieser aus einem Glas aus synthetischem Elektroisoliermaterial, auf dessen Oberfläche eine Wicklung befestigt ist (Abb. 22, wobei 1 ein Kollektor ist; 2 eine Bürste ist; 3 ist ein Gehäuse; 4 ist die obere Wicklungsschicht; 5 ist die untere Wicklungsschicht). Der Rotor dreht sich im Magnetfeld von Permanentmagneten, die am Stator montiert sind und ein zwei- oder vierpoliges Erregersystem bilden.

Bei Motoren mit Scheibenrotor hat dieser die Form einer Scheibe, auf der sich Ring- oder Segmentmagnete befinden, die einen magnetischen Fluss in axialer Richtung erzeugen (Abb. 23, wobei 1 eine Bürste ist; 2 zylindrisch und Ringmagnete sind; 3 ist ein Scheibenrotor).

Auf beiden Seiten der Rotorscheibe können sich Magnete befinden. Bei Motoren geringer Leistung besteht die Rotorscheibe aus elektrisch isolierendem Material mit einer aufgedruckten oder gestanzten Wicklung. Das Drehmoment an der Motorwelle ändert sich praktisch nicht, da die Wicklung gleichmäßig über den Rotorumfang verteilt ist. Daher eignen sich solche Motoren am besten für Elektroantriebe, die eine stabile Drehzahl aufrechterhalten müssen. Diese Motoren benötigen keinen Kommutator, der bei herkömmlichen Gleichstrommotoren verwendet wird, da die Bürsten über die Enden der gedruckten Wicklungsleiter gleiten. Bei Motoren höherer Leistung wird ein Rotor mit einer Wicklung verwendet, die zur Befestigung am Rotor mit einer speziellen Masse gefüllt ist. Solche Motoren haben eine herkömmliche Verteilerbauweise.

Ventilmotoren

In modernen Kleinstantrieben werden an Motoren immer höhere Anforderungen gestellt. Einerseits müssen sie eine hohe Zuverlässigkeit und einfache Konstruktion von Asynchronmotoren aufweisen, andererseits müssen sie einfach sein und einen großen Drehzahlregelungsbereich für Gleichstrommotoren bieten. Motoren mit elektronischer Steuerschaltung bzw. bürstenlose Motoren erfüllen diese Anforderungen vollständig. Gleichzeitig weisen sie nicht die Nachteile von Asynchronmotoren (Blindleistungsaufnahme, Rotorverluste) und Synchronmotoren (Drehzahlwelligkeit, Synchronverlust) auf.

BLDC-Motoren sind berührungslose Gleichstrommaschinen mit Permanentmagneterregung und einem ein- oder mehrwickelnden Stator. Die Umschaltung der Statorwicklungen erfolgt abhängig von der Position des Rotors. Der elektronische Steuerkreis umfasst spezielle Rotorpositionssensoren. Ventilmotoren werden in hochwertigen Instrumenten und Apparaten eingesetzt, beispielsweise in elektrischen Antrieben von Tonband- und Videorecordern, in der Messtechnik sowie in solchen elektrischen Antrieben, bei denen eine hochpräzise Positionierung des Rotors erforderlich ist und das dazugehörige Arbeitsgremium. In dieser Eigenschaft konkurrieren sie erfolgreich mit Schrittmotoren.

Bei Kollektor-Gleichstrommotoren hat der Erregermagnetfluss die gleiche Richtung und ist im Raum stationär. Die Magnetisierungskraft der Ankerwicklung Θ2 liegt in einem Winkel von 90° relativ zum magnetischen Erregerfluss Ф₁ (Abb.24). Dank des Kollektors bleibt der 90°-Winkel auch bei rotierendem Rotor erhalten.

Beim Ventilmotor befinden sich Permanentmagnete am Rotor, die einen magnetischen Erregerfluss erzeugen, und die Ankerwicklung befindet sich am Stator (Abb. 25, a – in der Ausgangsposition; b – bei Drehung um einen Winkel α). Die Statorwicklung wird so versorgt, dass zwischen ihrer Magnetisierungskraft Θ1 und dem Erregerfluss Ф₂ der 90°-Winkel bleibt erhalten. Bei rotierendem Rotor kann diese Position beim Schalten der Statorwicklungen beibehalten werden. In diesem Fall müssen die Statorwicklungen zu bestimmten Zeitpunkten und in einer bestimmten Reihenfolge geschaltet werden.

Die Position des Rotors wird beispielsweise über einen Hall-Sensor ermittelt. Der Positionssensor steuert die Funktion elektronischer Schlüssel (Transistoren). Ohne eine elektronische Schaltung ist der Betrieb eines bürstenlosen Motors daher nicht möglich. Mit zunehmender Anzahl der Statorwicklungen steigt die Komplexität des elektronischen Steuerkreises. Daher werden in solchen Motoren üblicherweise nicht mehr als vier Wicklungen verwendet. Billige Motorkonstruktionen enthalten eine einzelne Wicklung.

Das Diagramm eines Einwicklungsmotors ist in Abb. 26, a. Am Stator befindet sich eine Wicklung 1, die über den Transistor VT1 an die Versorgungsspannung angeschlossen ist (Abb. 26, b). Der Motorrotor besteht aus einem Permanentmagneten und hat ein Polpaar. Das Steuersignal an die Basis des Transistors wird vom Hallsensor HG geliefert. Trifft dieser Sensor auf ein Magnetfeld, beispielsweise einen Zusatzmagneten, so entsteht an seinem Ausgang eine Spannung Un, die den Transistor einschaltet. Der Transistor kann nur offen oder nur geschlossen sein.

Abb. 27a zeigt die Position des Hall-Sensors und eines zusätzlichen Magneten (Schnitt entlang der Achse) und Abb. 27b - quer zur Achse. Der Hallsensor reagiert auf den Nordpol des Zusatzmagneten (N).

Abbildung 28, a zeigt ein Strukturdiagramm eines Motors mit zwei Wicklungen.

Auf dem Stator befinden sich zwei Wicklungen 1 und 2, durch die entweder Ströme mit entgegengesetztem Vorzeichen fließen oder die Wicklungen entgegengesetzte Wicklungsrichtungen haben. Die Wicklungen werden abwechselnd über die Transistoren VT1 und VT2 (Abb. 28, b) geschaltet. Dazu muss der Hall-Sensor über zwei Ausgänge verfügen, zum einen erscheint der Impuls beim Passieren des Nordpols des Zusatzmagneten, zum anderen beim Passieren des Südpols. Der angegebene Modus kann auch in einem Einwicklungsmotor implementiert werden, hierfür sind jedoch zwei Netzteile und zwei Transistoren erforderlich. Man spricht in diesem Fall von einem Einwicklungsmotor mit bipolarer Stromversorgung.

Abbildung 29, a zeigt ein Diagramm eines Dreiwicklungsmotors. Auf seinem Stator befinden sich entlang seines Umfangs drei Wicklungen (1, 2, 3), die in einem Winkel von 120° zueinander angeordnet sind. Jede der Wicklungen ist über einen separaten Transistorschalter mit einer Stromquelle verbunden. Zur Ansteuerung von Transistoren werden drei Hall-Sensoren eingesetzt. Für ein Drittel der Periode fließt Strom durch jede der Wicklungen. Dieser gepulste Strom hat einen Konstantanteil, der kein Drehmoment erzeugt, aber die Wärmeverluste der Wicklungen erhöht. Ein Dreiwicklungsmotor kann nach einer Vollwellenschaltung eingeschaltet werden, die sechs Transistoren enthält (Abb. 29, b).

Ein Motor mit vier Wicklungen am Stator ist relativ kostengünstig, da er mit vier Transistoren nur zwei Hall-Sensoren verwendet, was die Steuerschaltung vereinfacht. Die Wicklungen 1-4 (Abb. 30, a, b) sind in einem Winkel von 90° auf dem Stator angeordnet. Hallsensoren werden durch die Permanentmagnete des Motorrotors erregt. Es gibt zwei Möglichkeiten, den Motor zu steuern: 90-Grad- und 180-Grad-Kommutierung. Bei einer 90-Grad-Kommutierung fließt zu jedem Zeitpunkt Strom nur durch eine der vier Wicklungen.

Der Motorsteuerkreis ist in Abb. 31 dargestellt, und die Position der Steuermagnete und Hall-Sensoren ist in Abb. 32 dargestellt. Bei dieser Anordnung schalten sich die Transistoren in der folgenden Reihenfolge ein: VT1, VT3, VT2, VT4.

Bei der 180-Grad-Kommutierung ist der Aufbau des Motors derselbe, allerdings fließt der Strom jeweils für eine halbe Periode in jeder der vier Wicklungen, was zu einer Überlappung der Ströme in den Wicklungen führt. Hallsensoren arbeiten nicht mit Permanentmagneten, sondern mit einem magnetisierten Rotor. Daher ist die Form der Ausgangsspannung der Hall-Sensoren kosinusförmig und die Transistoren VT1-VT4 arbeiten nicht im gepulsten, sondern im linearen Modus. Der 180-Grad-Schaltmodus kann auch in einem Motor mit zwei Wicklungen umgesetzt werden, wenn im Stromkreis jeder Wicklung zwei Transistoren mit zwei Stromversorgungen enthalten sind.

Um den eingestellten Wert der Rotationsfrequenz des bürstenlosen Motors beizubehalten, können Sie das Schema von Abb. 33 verwenden.

Als Rückkopplungssignal wird die EMK der Statorwicklung genutzt, die proportional zur Rotordrehzahl ist. Die Auswahlschaltung für die maximale Spannung ist auf Dioden aufgebaut. Von den vier Dioden ist nur eine offen, die aktuell die höchste Spannung hat. Das Ergebnis ist ein vierphasiger Gleichrichter, dessen konstanter Anteil der Ausgangsspannung proportional zur Drehzahl ist. Am Eingang des Transistors VT6 ist ein Kondensator C6 enthalten, der die Welligkeit des Gleichrichters glättet. Mit zunehmender Drehzahl steigt der Strom des Transistors VT6, was zu einer Abnahme des Stroms im Transistor VT5 führt, was bedeutet, dass der Strom von den Ausgängen der Hall-Sensoren zu den Transistoren VT1-VT4 abnimmt. Dies führt zu einer Reduzierung der Motordrehzahl.

Schrittmotoren

Es gibt viele Geräte und Vorrichtungen, bei denen dem elektrischen Antrieb die Aufgabe der schnellen und genauen Positionierung eines bestimmten Aggregats oder Arbeitskörpers übertragen wird. In diesen Fällen kommen Elektromotoren mit diskreter (schrittweiser) Bewegung des Rotors zum Einsatz. Ein Motor, der elektrische Impulse in mechanische Impulse umwandelt, wird Schrittmotor genannt.

Zusätzlich zum Schrittmotor umfasst der Aufbau des elektrischen Schrittantriebs eine elektronische Steuereinheit (Abb. 34), wobei 1 der Master ist; 2 - Kontrollschema; 3 - elektronische Einheit oder Mikroprozessor; 4 - Schalter; 5 - Leistungsblock; 6 - Versorgungsnetz; 7 - Motor). Schrittmotoren arbeiten hauptsächlich nach dem Prinzip eines Synchronmotors und haben daher ähnliche Nachteile – die Möglichkeit, aus dem Gleichlauf zu geraten und die Neigung des Rotors, beim Ausarbeiten des Schritts zu schwingen.

Design. Ein Schrittmotor besteht sozusagen aus mehreren Motoren, deren Wicklungen Vorwärts- und Rückwärtswicklungsrichtungen haben. Da die Wicklungen gleichmäßig über den Umfang des Stators verteilt sind, folgt der Rotor den nacheinander geschalteten Wicklungen (Abb. 35). Der Rotor besteht aus hartmagnetischem oder weichmagnetischem Material sowie deren Kombination. In den letzten beiden Fällen hat der Rotor Zähne. In Abb. 35, b hat jeder Teil des Rotors vier Zähne. Bei der Anzahl m Paketen und 2p Polen macht der Rotor in einer Umdrehung z Schritte z = 2pm. Die Anzahl der Schritte bestimmt die Schrittgröße im Hinblick auf den Winkel αt; = 2p/z. Die Struktur in Abb. 35b hat m = 3 und 2p = 4, was z = 12 und α = 30° entspricht.

Die Betriebsart mit Umschaltung einzelner Wicklungen wird als Vollschrittbetrieb bezeichnet. Es ist jedoch möglich, bei der Konstruktion von Abb. 35, a gleichzeitig zwei benachbarte Wicklungen einzuschalten. während sich der Rotor einen halben Schritt dreht. Dieser Modus wird als Bruchschrittmodus bezeichnet. In diesem Fall sollte der Koeffizient k unter Berücksichtigung der Betriebsart des Motors in den Ausdruck für z eingeführt werden. Für den Vollschrittmodus ist k = 1, für den Teilschrittmodus ist k = 2. Durch die Stufenaufteilung können Sie die Anzahl der Wicklungen reduzieren, den Steuerkreis vereinfachen und die Kosten des Antriebs senken.

Zusätzlich zur Erhöhung der Anzahl der Windungen kann die Steigung durch eine Erhöhung der Anzahl der Pole oder der Rotorzähne verringert werden. Dabei werden erhöhte Anforderungen an die Genauigkeit der Fertigung des Rotors gestellt. Darüber hinaus ist ein mehrpoliger Rotor wesentlich schwieriger zu magnetisieren. Daher ist nicht nur der Rotor verzahnt, sondern auch der Stator (Abb. 36).

Stator und Rotor unterscheiden sich in der Anzahl der Zähne. Die „zusätzlichen“ Zähne des Rotors befinden sich zwischen den Statorpolen. In diesem Design ist es auch möglich, Voll- und Teilschrittmodi zu implementieren. Wenn Ströme einer bestimmten Größe durch die Statorwicklung geleitet werden, kann im Prinzip jeder Schritt erreicht werden, was jedoch zu einer erheblichen Komplikation der Steuereinheit führt. Zur Reduzierung der Steigung können auch Reduzierstücke eingesetzt werden. In diesem Fall nimmt das Moment an der Welle des angetriebenen Mechanismus zu und sein Trägheitsmoment ab, und die Reibung im Getriebe trägt zur Dämpfung der Schwingungen des Schrittmotorrotors bei. Die Verwendung eines Getriebes führt jedoch zu einer Erhöhung des Fehlers bei der Ermittlung der Stufe.

Ein Motor mit einem Permanentmagnetrotor wird als Aktivrotormotor (PM-Motor) bezeichnet. Ein Motor, dessen Rotor aus einem weichmagnetischen Material besteht, wird Reluktanzmotor (VR-Motor) genannt. Dieser Motor muss mindestens drei Wicklungen haben, während bei einem PM-Motor zwei Wicklungen ausreichen. Darüber hinaus gibt es Konstruktionen, die die Eigenschaften von Motoren mit aktivem und reaktivem Rotor kombinieren. Bei diesen Hybridkonstruktionen verfügt auch der Permanentmagnetrotor über Zähne.

Der Vergleich von drei Arten von Schrittmotoren ist in Tabelle 1 dargestellt

Tabelle 1

Schrittmotoren können nicht nur eine Rotations-, sondern auch eine Translationsbewegung des elektrischen Antriebsmechanismus ermöglichen. Solche Schrittmotoren werden als linear bezeichnet. Sie dienen beispielsweise der Positionierung verschiedener Geräte auf der XY-Ebene, wobei die Bewegung entlang jeder Koordinate über eine separate Wicklung erfolgt. Neben elektromagnetischen Linearschrittmotoren gibt es auch piezoelektrische. Abbildung 37a zeigt ein Diagramm eines solchen Motors. Seine Konstruktion umfasst zwei Elektromagnete M1 und M2 (1), die auf einem Stahlträger 4 gleiten können, und ein piezoelektrisches Kabel 3.

Der Aufbau des piezoelektrischen Kabels ist in Abb. 37b dargestellt. Wird an die Elektroden 2 eine Spannung angelegt, so werden je nach Polarität die Elemente des Kabels 5 gestaucht oder gedehnt. Wenn Spannung an die Wicklungen der Elektromagnete angelegt wird, werden diese am Stahlträger befestigt. Abbildung 37c zeigt die Abfolge der an die Wicklungen der Elektromagnete und an die Elektroden des piezoelektrischen Kabels angelegten Spannungsimpulse sowie den Vorgang der Bewegung der Elektromagnete.

Kontrollschemata. Abbildung 38 zeigt Schrittmotor-Steuerschaltungen, in denen zwei Hauptsteuermethoden implementiert sind – unipolar und bipolar. Bei der unipolaren Steuerung (Abb. 38, a) wird ein Schrittmotor mit zwei Paketen verwendet, wobei auf jedem Paket der Statoren A und B zwei Wicklungen A1, A2 und B1, B2 vorhanden sind. Die Wicklungen jedes Pakets bilden ein Polpaar und erzeugen eine Magnetisierungskraft mit unterschiedlichem Vorzeichen.

Abbildung 39 zeigt ein Diagramm der Einbindung eines Motors mit Hybridrotor. Die Ringwicklung jedes Klauenpol-Statorpakets enthält zwei Halbwicklungen.

Die Steuerschaltung von Abb. 38, a ist einfach, beeinträchtigt jedoch die Nutzung des Motors, da nur eine der beiden Statorwicklungen in Betrieb ist. Bei der bipolaren Steuerung (Abb. 38b) steigt der Einsatz des Motors, allerdings wird auch die Steuerung komplizierter. Daher wird diese Steuerungsmethode bei Elektromotoren mit erhöhten Anforderungen an Gewichts- und Größenindikatoren eingesetzt.

Motorsteuerung

Die Gleichungen, die den Motor für jede Phase beschreiben, lauten:

Vm = RmIm + Em;

Em=K₁w;

M=K₂ich bin,

wobei Vm die angelegte Spannung ist; Ich bin - verbrauchter Strom; Em - Selbstinduktionsspannung; Rm - Wicklungswiderstand; M Moment der Kräfte auf die Welle; w - Winkelgeschwindigkeit des Rotors; ZU₁ und K₂ - Proportionalitätskoeffizienten.

Somit wird der Motor für jede Phase der Eingangsspannung durch eine Ersatzschaltung dargestellt, die aus einem Widerstand und einer in Reihe geschalteten Spannungsquelle besteht. Der Widerstand ist der Widerstand der Wicklungen, die Spannungsquelle ist die Selbstinduktionsspannung der Wicklungen (Abb. 40).

Motoren arbeiten in einem von zwei Modi. Im ersten Modus wird die Motordrehzahl durch die Frequenz der ihm zugeführten Spannung eingestellt. Im zweiten Modus stellt der Motor selbst durch Schalten der Wicklungen mit Bürsten oder Schalten der Wicklungen entsprechend den Signalen der Positionssensoren die Drehzahl in Abhängigkeit von der angelegten Spannung und der Belastung der Welle ein. Die Steuerung von Gleichstrommotoren beschränkt sich darauf, ihnen die erforderliche Spannung einer bestimmten Polarität zuzuführen, da der Spannungswert die Geschwindigkeit und die Polarität die Drehrichtung vorgibt. Eine typische Endstufenschaltung und die Wirkungsweise der Steuerbefehle sind in Abb.41 dargestellt.

Von den Steuerkreissignalen F (vorwärts) – vorwärts und R (rückwärts) – zurück. Diese Signale ändern die Polarität der am Motor anliegenden Spannung. Werden diese Befehle gleichzeitig angelegt (F = R = 1) oder weggenommen (F = R = 0), dann läuft der Motor entweder im Bremsmodus oder im Stoppmodus. Der Unterschied besteht darin, dass der Motor beim Abbremsen praktisch kurzgeschlossen wird. Im Stoppmodus läuft der Motor nahezu im Leerlauf, d. h. rotiert durch Trägheit. Beim Bremsen stoppt der Motor am schnellsten, da die im Rotor gespeicherte kinetische Energie über den Wicklungswiderstand abgebaut wird.

Wie in Abbildung 41 zu sehen ist, darf die an den Motor angelegte Spannung nicht größer sein als die Spannung am Vc-Pin (Spannungssteuerung). Die Spannung an diesem Pin ist nicht linear, sondern monoton mit der Spannung am Motor verbunden und dient daher der Drehzahlregelung.

Abbildung 42 zeigt die Verwendung des ROHM BA6219B-Chips zur Steuerung des Gleichstrommotors der VCR-Antriebswelle. Hier legen die F- und R-Befehle wie oben die Drehrichtung fest. Sie werden vom Mikrocomputer geliefert, der das Bandlaufwerk steuert, die Steuerspannung Vc wird im Servoprozessor erzeugt

Schrittmotorsteuerung

Bei einem Schrittmotor erfolgt die Drehung auf den minimalen Winkel (Schritt), wenn sich die Phase der Versorgungsspannung ändert. Für einen Motor mit p Polpaaren beträgt die Steigung π/(np). Um die Anzahl der Schritte im Binärcode einfacher einstellen zu können, wird die Anzahl der Windungen gleich der Potenz von 2 (normalerweise 4) gewählt. Aus Signalen, die am Eingang der Steuerschaltung in digitaler Form ankommen, werden Wanderwellenspannungen gebildet, die ein rotierendes Magnetfeld erzeugen. Ein Merkmal der Funktionsweise eines Schrittmotors besteht darin, dass der Rotor nach der Drehung um einen bestimmten Winkel seine eingenommene Position beibehalten muss, d. h. Durch die Wicklungen muss Strom fließen. Daher werden die Wicklungen durch Strom und nicht durch Spannung gespeist. Eine visuelle Version der Ausgangsstufe des Schrittmotor-Steuerkreises ist in Abb. 43 dargestellt.

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Die digitalen Signale D0 und D1, aus denen die Wanderwellenspannungen gebildet werden, werden vom Umkehrzähler CT2 erzeugt. Die Anzahl der Schritte NS wird durch den Schreibbefehl WR in den Zähler geladen. Der Zähler zählt, bis sein Inhalt Null ist. In diesem Moment erscheint Null am Übertragungsausgang P und die Zählung stoppt, da das Signal P das Ventil schließt, das Impulse der Schrittfrequenz FS an den Zähleingang des Zählers liefert. Die Kadenz wird üblicherweise durch einen Zähler oder Timer aus der Taktfrequenz generiert. Das FR-Signal legt die Zählrichtung und damit die Drehrichtung des Motors fest. Das STOP-Signal dient zum Stoppen des Motors.

Praktische Steuerschaltungen verfügen über eine stärker verzweigte Steuerlogik, eine überbrückte Ausgangsstufe und enthalten in der Regel einen Pulsweitenstrombegrenzer. Die Steuerlogik wird üblicherweise durch Sperr- und Phasendrehsignale ergänzt. Die Brückenausgangsstufe wird installiert, um die Richtung des Stroms in der Motorwicklung zu ändern, wenn sie von einer unipolaren Quelle gespeist wird. Der Befehl zur Phasendrehung ändert die Richtung des Stroms: Je nach Wert arbeiten die Transistoren nur einer der Diagonalen der Endstufe. Der Pulsweitenstrombegrenzer dient zur Reduzierung der Verlustleistung der Endstufe.

Der Aufbau einer typischen Schrittmotor-Steuerschaltung ist in Abb. 44 dargestellt (nur eine Ausgangsstufe).

Der Polaritätssteuereingang P öffnet das Gate G1 oder G2, sodass das digitale Signal vom Eingang IN1 (Phase-1-Eingang) die Transistoren nur einer der Brückendiagonalen öffnet: T1, T4 bei P = 1 und T2, T3 bei P = 0. Die Polarität der an der Motorwicklung anliegenden Spannung ändert sich entsprechend. Der Pulsweitenbegrenzer besteht aus einem Strommesswiderstand, einem Komparator und einem Timer. Der Timer besteht aus einer Diode, einer RC-Schaltung und einem Schmitt-Trigger. Der Begrenzer stabilisiert den Strom in der Wicklung entsprechend dem Wert Imax =Vref/Rs wie folgt. Nehmen wir an, dass zu einem gegebenen Zeitpunkt P = 1, IN1 = 1, Q = 1 (der Kondensator der Timer-RC-Schaltung ist entladen) die Spannung am Strommesswiderstand Rs kleiner als Vref ist: IL Rs < Vref (IL ist der Strom durch die Wicklungsinduktivität). In diesem Fall sind die Transistoren T1 und T4 geöffnet und der Strom IL steigt allmählich auf Imax an. Nachdem der Komparator ausgelöst wurde, wird der Kondensator der Timer-RC-Schaltung über die Diode D aufgeladen. Für die Zeit Tm (Kondensatorentladungsdauer) werden die Transistoren T1 und T4 geschlossen. Während dieser Zeit liegt an der Wicklung eine Spannung umgekehrter Polarität an und der Strom nimmt um dI = VL(Tm/L) ab. VL \u1d Vm – Spannung an der Wicklung, L – Induktivität der Motorwicklung. Nach Ablauf des Timerimpulses öffnen die Transistoren T4 und T2 und die Polarität der Spannung an der Wicklung ändert sich erneut. Der Strom in der Wicklung beginnt wieder anzusteigen, und um den Wert von dI wird er fast gleichzeitig mit Tm ansteigen, da während des Stromabfalls die Spannung an der Wicklung fast die gleiche ist wie während des Anstiegs. Daher ist der durchschnittliche Strom Iw in der Wicklung Iw = Imax - dI/XNUMX.

Ein Schrittmotor kann im Freilaufmodus betrieben werden, dann wird seine Drehzahl durch die angelegte Spannung und die Belastung der Welle bestimmt. Dazu ist es erforderlich, dass die Impulse, aus denen die Spannungen der Wanderwelle gebildet werden, in Abhängigkeit vom Drehwinkel des Rotors erzeugt werden, d. h. seine Position. Der Aufbau und die Funktionsweise des Schrittmotor-Steuerkreises im Freilaufmodus sind in Abb. 45 dargestellt.

Der Übersichtlichkeit halber verfügt der betrachtete Motor über ein Rotorpolpaar und zwei Statorwicklungen. Die Wicklungen sind über strombegrenzende Widerstände verbunden, die Spannungen der Sensoren werden den Eingängen der Schmitt-Trigger zugeführt. Abbildung 45, c zeigt alle vier möglichen Kombinationen der Stromvorzeichen in den Wicklungen und die entsprechenden Positionen des Rotors. Sie stehen im 45°-Winkel zur Vertikalen, genau gegenüber den Encodern. Befindet sich der Rotor in der Nähe des Sensors, wird der entsprechende Auslöser aktiviert, wodurch den Wicklungen Strom zugeführt wird, der den Rotor in Drehrichtung zum nächsten Sensor zieht. Bei Drehung in negativer Richtung (im Uhrzeigersinn) wird der Schaltkontakt angehoben (FR = 1), die Spannung V1 schaltet den Strom I1 in Wicklung 1, V0 - den Strom I0 in Wicklung 0. In der Ausgangsstellung, wenn kein Strom vorhanden ist Wenn Strom durch die Wicklungen fließt, wird der Rotor polweise vom Kern einer der Spulen angezogen, d. h. nimmt eine Position in einem Winkel von 0 oder 90° zur Vertikalen ein.

Wenn Strom angelegt wird, werden die Auslöser auf bestimmte Zustände eingestellt, und der Rotor neigt dazu, die entsprechende Position einzunehmen. Gleichzeitig erreicht oder passiert es den Sensor, wodurch der entsprechende Auslöser ausgelöst wird, woraufhin der Rotor beginnt, sich gleichmäßig zu drehen. Beachten Sie, dass der beschriebene Betrieb und insbesondere der Startvorgang zuverlässig ist, wenn die Sensoren nur eine Positionsabhängige Spannung erzeugen, ohne Einfluss auf die Rotorgeschwindigkeit. Die einfachsten und zuverlässigsten Sensoren mit diesen Eigenschaften sind Hall-Sensoren, sie haben also praktisch alle anderen in Motoren verwendeten Sensortypen ersetzt.

Ein Kassettenrecorder verfügt normalerweise über einen einzelnen Gleichstrommotor, der die Richtung nicht ändert. In den allermeisten Tonbandgeräten ist ein dreipoliger Rotormotor verbaut, dessen Funktionsweise und Aufbau in Abb. 45 dargestellt sind.

Die Anforderungen an die Drehzahlstabilität werden durch eine Regelschaltung erfüllt, die durch Messung der Selbstinduktivitätsspannung des Motors arbeitet. Diese Spannung ist direkt proportional zur Drehzahl und kann daher als Geschwindigkeitssensor dienen. Die Stabilisierungsschaltung muss die Selbstinduktionsspannung auf dem angegebenen Wert halten.

Abbildung 46 zeigt eines der anschaulichsten Schemata, die diese Idee umsetzen. Bei diesem Schema erfolgt die Drehzahlstabilisierung durch den Vergleich der Spannungen am Motor und seinem Modell. Der Motor wird durch einen Widerstand Rm und eine Spannungsquelle Em dargestellt. Das Modell besteht aus einem Widerstand R2 und einer Steuerspannungsquelle Vc. Widerstand R2 stellt den Widerstand des Motors dar; Vc – Selbstinduktionsspannung einstellen. Die Widerstände R1, Rm, R2, R3 bilden eine Brücke zur Messung der Spannungsdifferenz Vc und Em. Bei einer ausreichend großen Verstärkung können wir V1 = V2 annehmen und der Motor dreht sich unabhängig von der Belastung seiner Welle mit einer bestimmten Drehzahl w0.

Abbildung 47 zeigt ein Blockdiagramm des integrierten Schaltkreises Toshiba TA7768F, in dem die Referenzspannung direkt von der Motorspannung subtrahiert wird. Um diesen Chip verwenden zu können, müssen Sie das Widerstandsverhältnis der Widerstände R1 / R2 kennen.

Für eine feste Geschwindigkeit ist die Drei-Pin-Schaltung am beliebtesten (Abb. 48). Dabei wird dem Widerstand R1 über den Stromspiegel ein Strom kIm zugeführt, der proportional zum durch den Motor fließenden Strom Im ist. Der Strom im Widerstand R2 und der vom Steuerkreis aufgenommene Strom fließen auch durch den Widerstand R1, daher muss der Motorstrom so groß sein, dass er vernachlässigbar ist.

Bei Tonbandgeräten mit umgekehrter Bandbewegung ist es erforderlich, die Drehzahl des Motors in beide Richtungen zu stabilisieren. Dazu wird ein herkömmlicher Stabilisator um einen Schalter zum Anschließen des Motors in einer bestimmten Polarität ergänzt.

Beim Aufbau der beschriebenen Schaltungen wird zunächst ein Widerstand ausgewählt, der den Widerstand der Motorwicklungen simuliert, ausgehend von der Bedingung der minimalen Auswirkung der Last auf die Motordrehzahl. Dann wird ein Widerstand ausgewählt, der die Drehzahl einstellt. Der VCR-Antriebswellenmotor ist mehrphasig, um die Ungleichmäßigkeit seiner Drehung zu reduzieren, und an die Wicklungen werden sinusförmige Spannungen angelegt. In den allermeisten Fällen werden Drehstrommotoren mit Hall-Sensoren verwendet. Die Motorvorrichtung ist in Abb. 49, a. Seine Funktionsweise ist die gleiche wie die eines Schrittmotors.

Die Schaltung in Abb. 49, a besteht aus drei identischen Blöcken (Kanälen), in denen jeweils eine Spannung V für die Wicklung seiner Phase gebildet wird. Der Block besteht aus einem Sensor, einem Schmitt-Trigger, einem Shaper und einer Ausgangsstufe. Der Motor wird durch einen zweipoligen Rotor dargestellt, die Wicklungen liegen den Sensoren gegenüber. In dem in Abb. 49, a gezeigten Moment befindet sich der Nordpol des Rotors am Phase-A-Sensor, d.h. Bis zu diesem Zeitpunkt floss ein Strom durch die Wicklung der Phase A und zog den Rotorpol an. Wenn sich der Rotor dem Sensor der Phase A nähert, schaltet die darin induzierte Spannung den Auslöser der Phase A um. Durch das Umlegen des Auslösers wird abhängig von der Drehrichtung Strom in eine andere Phase der Wicklung eingespeist: damit der Rotor Drehen gegen den Uhrzeigersinn, Strom muss der Wicklung der Phase C zugeführt werden, und um sich im Uhrzeigersinn zu drehen, muss Strom in die Wicklung der Phase B eingespeist werden. Das Zeitdiagramm des Betriebs ist in Abb. 49, b.

Die Stabilisierung der Drehzahl der Antriebswelle erfolgt durch den phasengenauen Schaltimpuls der Köpfe. Der Kopfschaltimpuls ist ein symmetrischer Rahmenfrequenzimpuls, der eindeutig den Rahmenfeldern zugeordnet ist. Bei der Aufnahme wird ein Impuls verwendet, der an den Steuerkopf angelegt wird und bei der Wiedergabe von diesem ausgelesen wird. Das Blockschaltbild der Antriebswellenmotorsteuerung ist in Abb. 50 dargestellt.

Der Geschwindigkeitssensor besteht aus einer am Motorrotor montierten Zahnradscheibe und einem am Stator angebrachten Hallsensor. Die Frequenz der Spannungsimpulse am Ausgang des Hall-Sensors ist direkt proportional zur Drehzahl des Rotors. Das Signal des Geschwindigkeitssensors wird verstärkt, begrenzt und Frequenz- (FR) und Phasendetektoren (PD) zugeführt. Die Ausgangssignale der Detektoren werden summiert und der Ausgangsstufe zugeführt. Auch Bremsbefehle und Drehrichtung werden dorthin gebracht. Die Endstufenspannung wird an den Motor angelegt.

Der Aufbau integrierter Schaltkreise zur Motorsteuerung umfasst nur einzelne Knoten des Strukturdiagramms Abb.50. Meistens umfasst es eine Endstufe und einen Geschwindigkeitssensorverstärker, da diese direkt mit dem Motor verbunden sind.

Abbildung 51, a zeigt ein Blockdiagramm des KA8329-Chips (Samsung) und Abb. 51, b - HA13406W (Hitachi).

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Berechnung von Elektromotoren

Die Nenndaten des Motors heißen Leistung, Drehzahl und Spannung. Die Motorleistung wird in Watt angegeben. Hierbei handelt es sich nicht um die von der Quelle aufgenommene Leistung, sondern um die mechanische Leistung auf der Welle. Die Wahl der Leistung hängt vom Einsatzzweck des Motors ab. Für elektrische Spielzeuge und Modelle reicht also eine Leistung von bis zu 3 W, für einen kleinen Ventilator 10-15 W und für eine Kreissäge Hunderte Watt. Die Motorleistung hängt eng mit der Drehzahl zusammen.

Bei gleicher Leistung gilt: Je höher die Motordrehzahl, desto kleiner ist die Größe und es werden weniger Materialien benötigt. Gleich- und Wechselstrom-Kollektormotoren können für jede Drehzahl (sogar bis zu 10000 U/min) ausgelegt werden. Aufgrund der Bedingungen für einen zuverlässigen Betrieb der Bürsten am Kollektor wird jedoch nicht empfohlen, Motoren für eine Drehzahl von mehr als 5000 U/min zu bauen.

Bei Asynchronmotoren aller Art hängt die Rotordrehzahl von der Frequenz des Wechselstroms ab, die unverändert bleibt. Bei den am häufigsten verwendeten zweipoligen Motoren beträgt die Synchrondrehzahl bei 50 Hz 3000 U/min (einschließlich Schlupf 2900 U/min). Solche Drehzahlen werden selten direkt genutzt, meist wird ein Getriebe zwischen Motor und angetriebenem Mechanismus platziert.

Die Motorspannung wird durch das Netzteil bestimmt. Ein Automobil-Elektromotor beispielsweise verlässt sich auf die Batteriespannung.

Die Berechnung von Gleichstrommotoren beginnt mit der Bestimmung zweier Hauptmaße: Durchmesser und Länge des Ankers. Diese Maße sind in der Formel enthalten

D²l = Pa 10⁹/1,1 AS B n (cm³), (eines)

wobei D der Durchmesser des Ankers ist, cm; l - Ankerlänge, cm; Pa - Auslegungsleistung, W; AS – lineare Belastung des Ankers, A/cm; B – magnetische Induktion im Luftspalt, Gs; n - Nenndrehzahl, U/min.

Die linke Seite der Formel (1) ist proportional zum Ankervolumen. Wie aus der rechten Seite von (1) ersichtlich ist, ist das Ankervolumen proportional zur Motorleistung Pa und umgekehrt proportional zur Drehzahl n. Daraus können wir schließen, dass je höher die Drehzahl des Motorankers ist, desto kleiner sind seine Abmessungen, und die Abmessungen der anderen Teile des Motors hängen von der Größe des Ankers ab.

Geschätzte Motorleistung

Pa = EI = P(1 + 2y)/3y (W), (2)

wobei E die EMK ist, die in der Ankerwicklung induziert wird, wenn sie sich in einem Magnetfeld dreht; I – vom Motor aus der Quelle verbrauchter Strom, A; P – Motornennleistung, W; y - Motorwirkungsgrad, dessen Wert aus Abb. 52 ermittelt werden kann (wie aus der Kurve ersichtlich ist, nimmt der Wirkungsgradwert mit abnehmender Motorleistung stark ab). Die Nennleistung des Motors ist immer größer als die Nennleistung.

Vom Motor verbrauchter Strom

Ich \u3d P / U y (A), (XNUMX)

wobei U die Nennspannung ist.

Lassen Sie uns das EMF E definieren:

E \u4d Pa / I (B). (vier)

Lineare Ankerlast

AS = NI/2πD (A/cm). (5)

In Formel (5) bezeichnet N die Anzahl der Ankerwicklungsleiter, die beiden im Nenner zeigen, dass sich der gesamte Ankerstrom I zwischen zwei Wicklungsleitern verzweigt, das Produkt πD ist der Ankerumfang.

Die lineare Belastung AS und die magnetische Induktion im Luftspalt B werden elektromagnetische Belastungen genannt. Sie zeigen an, wie stark der Motor elektrisch und magnetisch belastet ist. Diese Werte dürfen einen bestimmten Grenzwert nicht überschreiten, da der Motor sonst im Betrieb überhitzt.

Die Motorerwärmung hängt nicht nur von elektromagnetischen Belastungen ab, sondern auch von der Betriebszeit. Manche Motoren laufen lange Zeit ohne anzuhalten (Lüftermotoren). Andere Motoren arbeiten intermittierend und haben dabei Zeit zum Abkühlen (Motoren von Staubsaugern, Kühlschränken). Den Betrieb des Motors mit Unterbrechungen nennt man Aussetzbetrieb.

Die lineare Belastung und die magnetische Induktion können Sie nach Abb. 53 und 54 ermitteln (auf der horizontalen Achse sind die Nennleistungen dividiert durch die Nenndrehzahlen aufgetragen, z. B. bei einer Leistung von 15 W und einer Drehzahl von 3000 U/min). Sie müssen die Zahl 5 entlang der Abszissenachse nehmen.

Wenden wir uns der Formel (1) zu. Dabei stehen Durchmesser und Länge des Ankers in einem bestimmten Verhältnis zueinander. Bezeichnen Sie das Verhältnis l/D = k. Der Wert von k liegt für Kleinmotoren im Bereich von 0,7 bis 1,2. Wenn ein Motor mit kürzerer Länge, aber größerem Durchmesser benötigt wird, dann wählen Sie k = 0,7. Wenn der Motor hingegen in einem Rohr mit kleinem Durchmesser untergebracht werden muss, wählen Sie k = 1,2. Durch die Einführung der Beziehung l/D = k in (1) entfernen wir ein unbekanntes l und Formel (1) nimmt die folgende Form an:

D = (Pa 10⁹/1,1k AS B n)^1/3 (cm). (6)

Nachdem wir den Wert von D berechnet haben, finden wir l durch den Koeffizienten k. Dadurch werden die Hauptabmessungen des Motors bestimmt. Berechnen wir nun die Ankerwicklungen. Dazu müssen Sie den magnetischen Fluss des Motors bestimmen. Multipliziert man die magnetische Induktion im Luftspalt mit der Fläche, durch die die Kraftlinien in den Anker eintreten, erhält man den Motorfluss

Ф = B atl, (7)

wobei t die Polteilung ist, d.h. Teil des Ankerumfangs pro Pol. Bei einem zweipoligen Motor ist t = πD/2. Der Koeffizient a wird normalerweise mit 0,65 angenommen. Der Wert von B ergibt sich aus dem Diagramm in Abb. 54. Die Anzahl der Ankerleiter wird durch die Formel bestimmt

N = E 60 10⁸/F n. (acht)

Die Anzahl der Leiter kann keine ganze Zahl sein. Die Leiter der Ankerwicklung müssen gleichmäßig über die Ankernuten verteilt sein. Die Anzahl der Rillen Z wird aus der Beziehung Z = 3D bestimmt. Es wird empfohlen, die nächste ungerade Zahl zu nehmen. Um die Wicklung zweilagig zu wickeln, muss die Anzahl der Leiter in der Nut Nz = =N/Z gerade sein. Diese Wahl wird anhand eines Beispiels erläutert.

Der Querschnitt des Drahtes für die Ankerwicklung S lässt sich ermitteln, indem man den Strom im Leiter I durch die Stromdichte g dividiert: S = I / 2g. Zur Auswahl der Stromdichte kann Kurve 1 in Abb. 55 verwendet werden.

Dieser Abschnitt ist vorläufig. Laut Nachschlagewerk (z. B. „Radio Components and Materials“, S. 8) müssen Sie den Querschnitt eines Standarddrahtes ermitteln, der dem berechneten am nächsten kommt. In derselben Tabelle finden wir den Durchmesser des Drahtes d.

Bestimmen wir nun die Größe der Nut. Sein Querschnitt W, notwendig zur Aufnahme der Wickeldrähte,

B=d² Nz/Kz (mm²). (9)

Der Koeffizient Kz wird als Füllfaktor der Nut bezeichnet. Es zeigt, wie dicht die Leiter die Nut ausfüllen. Bei der Berechnung können Sie mitnehmen

Kz = 0,6–0,7.

Bei der Herstellung des Dübels sollte der Nutabschnitt noch größer sein als nach Formel (9), da darin noch eine Isolierhülse 2 0,2 ​​mm dick und ein Keil 3 aus Pappe 0,3 mm dick passen müssen (Abb. 56) .

Die von der Hülse eingenommene Fläche,

Sg = p tg (mm2), (10)

wo p - Rillenumfang, mm; tg - Hülsendicke, mm.

Keilbereich

Sc = hk bk (mm2), (11)

wo hk - Keildicke, mm; bk - Keilbreite, mm.

Somit beträgt der Gesamtquerschnitt der Nut Sp = W + Sg + Sk. Für eine runde Nut lässt sich der Durchmesser aus ihrem Vollquerschnitt dp = 2 Sp / p (mm) ermitteln.

Nachdem die Größe der Nut gemäß Abb. 56 bestimmt wurde, kann die Dicke des Zahns berechnet werden. Zuerst ermitteln wir den Durchmesser des Kreises Dn, auf dem die Mittelpunkte der Rillen liegen. Ziehen Sie dazu den Durchmesser der Nut + 1 mm vom Durchmesser des Ankers ab

D_n = D - (gest_n +1).

Abstand zwischen benachbarten Schlitzen

t = pD_n/Z (mm),

Zahndicke

b_z = t - d_n (mm). (vier)

Die Dicke des Zahns an der Engstelle muss mindestens 2 mm betragen. Wenn dies nicht funktioniert, müssen Nuten mit komplexer Form geschnitten werden. Da dies schwierig ist, ist es möglich, den Durchmesser des Ankers so zu vergrößern, dass Zähne mit einer Dicke von mindestens 2 mm erhalten werden. Der Schlitz der Nut „a“ muss 1 mm größer sein als der Drahtdurchmesser d_von.

Querschnitt einer Kohle- oder Graphitbürste

S_щ = Ich/d_щ(5)

wobei d_щ - Stromdichte unter der Bürste.

Wir wenden uns der Berechnung des magnetischen Systems zu. Für einen selbstgebauten Motor ist es am einfachsten, ein offenes Magnetsystem zu verwenden (Abb. 57, wobei 1 imprägniertes Papier, 2 ein Flansch und 3 eine Spule ist).

Zunächst bestimmen wir den Luftspalt q zwischen dem Anker und den Polen. Bei Gleichstrommaschinen wird ein vergrößerter Spalt eingenommen, der die entmagnetisierende Wirkung des Ankermagnetfeldes verringert. Luftspalt

q = 0,45 t AS/B (cm). (6)

Die Abmessungen des Magnetsystems werden aus magnetischen Induktionen berechnet. Bei der Berechnung des magnetischen Systems von Polen und Rahmen sollte der Wert des Magnetflusses um 10 % erhöht werden, da sich ein Teil der Kraftlinien zwischen den Seiten des Rahmens schließt und den Anker umgeht. Daher der magnetische Fluss der Pole und des Bettes

Fst \u1,1d XNUMXF.

Wir akzeptieren Induktion im Rahmen Vst = 5000 Gs (0,5 T).

Die Länge des Bettes Lst ermitteln wir anhand der Skizze in Abb. 58.

Entspricht die Form des Rahmens Abb. 59 (wobei 1 eine Spule, 2 ein Pol, 3 eine Niete ist), muss der Fluss des Rahmens Fst in zwei Hälften geteilt werden, da er sich entlang zweier paralleler Pfade gabelt.

In Abb. 58 zeigt die gestrichelte Linie den Verlauf des magnetischen Flusses. Es besteht aus folgenden Abschnitten: zwei Luftspalten, zwei Zähnen, einem Anker und einem Rahmen. Um herauszufinden, welche Magnetisierungskraft Iw die Feldspule haben sollte, muss man Iw für jeden dieser Abschnitte berechnen und sie dann alle addieren.

Beginnen wir mit dem Luftspalt. Magnetisierungskraft im Luftspalt

I_w = 1,6 qkB, (7)

wobei q der Luftspalt von der Seite des Ankers (cm) ist; k - Koeffizient, der angenommen werden kann k = 1,1; B - Induktion im Luftspalt (Gs).

Um die Magnetisierungskraft (n.s.) der Ankerzähne zu bestimmen, müssen Sie die Induktion im Zahn kennen. Die Dicke des Zahns wird durch die Formel (4) bestimmt. Der magnetische Fluss gelangt über den Teil des Ankerumfangs pro Zahn in den Zahn. Sie wird Zahnteilung genannt und durch die Formel bestimmt

t₁ = pD/Z. (acht)

Die Induktion im Zahn wird um ein Vielfaches größer sein als die Induktion im Luftspalt, um wie viel die Dicke des Zahnes kleiner ist als die Zahnteilung. Darüber hinaus muss berücksichtigt werden, dass ein Teil der Länge der Armatur von Isolierschichten zwischen den Blechen eingenommen wird, die 10 % ausmachen. Daher die Induktion im Zahn

B_z = B_t/b_z 0,9 (9)

Diese Induktion entspricht nach Tabelle 2 der Feldstärke Hz.

Tabelle 2

Zur Berechnung von n.s. mit zwei Zahnhöhen muss Hz mit der doppelten Zahnhöhe I multipliziert werden_wz = H_z 2h_z. In der Tabelle ist in der vertikalen Spalte die magnetische Induktion in Tausend Gauß und in der horizontalen Linie in Hunderten Gauß aufgetragen. Beträgt die Induktion beispielsweise 10500 Gs, so liegt der gewünschte Wert der Feldstärke am Schnittpunkt von Zeile 10000 und Spalte 500 (in diesem Fall 6,3). Die Magnetisierungskraft kann durch Multiplikation der Intensität mit der Länge der Feldlinie ermittelt werden.

Bei der Berechnung der Induktion im Ankerkern ist zu berücksichtigen, dass sich der magnetische Fluss darin verzweigt und daher nur die Hälfte des Flusses auf einen Abschnitt fällt. Der Querschnitt des Ankerkerns (nach Abb. 58) ist gleich dem Abstand h_a vom Nutgrund bis zur Welle, multipliziert mit der Ankerlänge h_a = D/2 - h_z - D_b/2. Sie müssen auch die Isolierschichten zwischen den Blechen berücksichtigen. Somit erfolgt die Induktion im Ankerkern

B_a = Ф/(2h_al 0,9).

Diese Induktion in der obigen Tabelle entspricht Ha. Magnetisierungskraft des Ankerkerns I_w = HL_a, wo l_a - die Länge der Stromleitung im Kern gemäß Abb. 58:

L_a = n(D - 2h_z - h_a)/2 (cm).

Wie in Abb. 58 zu sehen ist, hat dieser Motor keine hervorstehenden Pole, die mit dem Rahmen verschmolzen sind. Daher reduziert sich die Berechnung des festen Teils des Magnetkreises auf die Berechnung des Rahmens.

Die Breite des Rahmens wird durch die gegebene Induktion B = 5000 Gs bestimmt.

Daher

b_cm = F_cm/5000 x l x 0,9 (cm).

Die Feldstärke Hcm für eine Induktion von 5000 Gs ist in Tabelle 2 aufgeführt. Bei der Bestimmung der Länge der Feldlinie im Rahmen gibt es Schwierigkeiten. Schließlich hängt die Länge der Bettseite von der Dicke der Spule ab, ist aber unbekannt. Daher nehmen wir an, dass die Spulendicke 30 Werten des Luftspalts entspricht. Nachdem wir anhand der Skizze die Länge der Feldlinie im Rahmen Lst ermittelt haben, berechnen wir die Magnetisierungskraft (n.s.) für den Rahmen

Iw_Jahrhunderte = L._Jahrhunderte Н_Jahrhunderte.

Jetzt fügen wir die n.s. Alle Standorte

Iw₀ =Iw_d +Iw_z +Iw_a +Iw_Jahrhunderte .

So ein n.s. sollte im Leerlauf des Motors eine Spule erzeugen, bei Belastung tritt jedoch die entmagnetisierende Wirkung des Magnetfelds des Ankers auf. Daher benötigen wir eine Marge, die wir nach der Formel berechnen

Iw_p = 0,15 t AS (A-Wenden). (zehn)

Aus dem Gesamt-Iw lässt sich die Windungszahl der Spule berechnen: w = Iw/I. Um den Querschnitt des Drahtes zu bestimmen, müssen Sie den Strom durch die Stromdichte dividieren (wir ermitteln sie aus Kurve 2 in Abb. 55). Gemäß den Tabellen des Nachschlagewerks „Radio Components and Materials“ ermitteln wir den nächstgelegenen Standardquerschnitt und Durchmesser des Drahtes in der Isolierung d_von. Die von den Windungen der Spule eingenommene Fläche, F = wd_von2 / k_з (k_з - Füllfaktor). Teilen Sie die Fläche F durch die Länge der Spule (auf der Skizze l)._к) und erhalte seine Breite b_к = F/l_к.

Berechnungsbeispiel für Gleichstrommotoren

Motornenndaten: P = 5 W, U = 12 V, n = 4000 U/min. Gemäß der Kurve in Abb. 52 ermitteln wir den Motorwirkungsgrad von 30 %, gemäß Formel (2) – die geschätzte Motorleistung

Pa \u5d 1 (2 + 0,3x3) / 0,3x8,9 \uXNUMXd XNUMX W.

Um die Werte von AS und B gemäß den Kurven in Abb. 53 und 54 zu ermitteln, berechnen wir das Verhältnis der Motorleistung, ausgedrückt in Milliwatt, zur Drehzahl 5000/4000 = 1,25. Aus Abb. 53 ergibt sich AS = 50 A/cm. Ebenso ergibt sich nach Abb. 54 die Induktion im Luftspalt B = 2200 Gs. Wir nehmen das Verhältnis l/D = 1. Setzen Sie die Zahlenwerte der berechneten Werte in Formel (6) ein und ermitteln Sie den Ankerdurchmesser D=(8,9x10⁹/1,1x50x2200x4000)^1/2 = 2,6cm.

Bei k = 1 beträgt die Ankerlänge l = 2,61 = 2,6 cm.

Ankerstrom nach Formel (3)

Ich \u5d 0,3 / 12x1,4 \uXNUMXd XNUMX A.

EMK der Ankerwicklung nach Formel (4)

E \u3,14d 2,6 1,4 / 6,3 \uXNUMXd XNUMX V.

Polteilung des Ankers t \u3,14d 2,6 x 2 / 4,1 \uXNUMXd XNUMX cm.

Magnetischer Fluss nach Formel (7)

F \u0,65d 4,1 x 2,6 x 2200 x 15200 \uXNUMXd XNUMX.

Die Anzahl der Leiter der Ankerwicklung nach der Formel (8) N = = 6,3 x 60 x 10⁸/ 15200x4000 = 620. Die Anzahl der Ankernuten z = 3x2,6 = 7,8. Runden Sie auf die nächste ungerade Zahl z = 7 auf. Die Anzahl der Leiter im Schlitz beträgt Nz = =620/7= 88. Diese Zahl ist durch 2 teilbar, sodass keine Rundung erforderlich ist. Der Querschnitt des Ankerwicklungsleiters bei d = 10A / mm2 s = 1,4 / 2x10 = 0,07 mm2.

Gemäß Kurve 1 Abb.55 mit einem Querschnitt von 0,07 mm² Es ist eine Stromdichte von 8 A/mm2 anzunehmen. Stellen Sie den Drahtquerschnitt auf 0,07x10/8 = 0,085 mm ein² und Drahtdurchmesser 0,33 mm. Unter Berücksichtigung der Dicke der Isolierung beträgt der Durchmesser des isolierten Drahtes 0,37 mm². Der Querschnitt der Nut nach der Formel (9) S = diz2 88/0,7 = 17,2 mm2. Der Durchmesser des von den Leitern der Wicklung eingenommenen Kreises d0 = (4x17,2 / 3,14) 1/2 = 4,7 mm. Der Umfang der Isolierhülse p = = 3,14 x 4,7 = 14,7 mm. Die von der Hülse eingenommene Fläche der Nut beträgt nach Formel (10) Sg = 14,7 · 0,2 = 2,9 mm². Die vom Keil eingenommene Nutfläche beträgt gemäß Formel (11) Sc = 0,3 3 = 0,9 mm². Vollständiger Abschnitt der Nut Sp \u17,2d 2,9 + 0,9 + 21 \uXNUMXd XNUMX mm². Nutdurchmesser dp \u4d (21x3,14 / 1) 2/5,2 \u26d 5,2 mm. Der Durchmesser des Kreises, auf dem sich die Mittelpunkte der Rillen befinden, beträgt Dp = 1 - (19,8 + 3,14) = 19,8 mm. Der Abstand zwischen benachbarten Rillen beträgt 7 8,9/8,9 = 5,2 mm. Die Dicke des Zahnes an der Engstelle beträgt bz = 3,7 - 0,37 = 1 mm. Schlitzschlitz a \u1,37d 7 + 1,4 \u6d 0,23 mm. Die Anzahl der Kollektorplatten K \uXNUMXd XNUMX. Der Querschnitt der Bürste Ssh \uXNUMXd XNUMX / XNUMX \uXNUMXd XNUMX cm². Sie können einen quadratischen Pinsel mit einer Seitenlänge von 5 x 5 mm nehmen. Der Luftspalt zwischen Anker und Pol beträgt nach der Formel (6, RD 10/2000) 0,45x4,1x50/2200 = 0,4 mm.

Zur Bestimmung von n.s. Spulen berechnen wir den Magnetkreis nach Abb. 58. N.s. Luftspalt nach der Formel (7, RD 10/2000) Iwd = 1,6x0,04x1,1x2200 = 155 A-Windungen.

Zahnteilung nach Formel (8, RE 10/2000) t1 = 3,14x2,6/7 = 1,2 cm. Induktion im Zahn nach Formel (9, RE 10/2000) Bz = 2200x1,2 / 0,37x0,9 , 8000 = 10 Gauss. Die Intensität des Zahnfeldes beträgt laut Tabelle (RD 2000/10, S. 4,05) Нz = 4,05. N.s. Zähne Iwz \u2d 0,57x4,6x15200 \u2d 0,5 Avitkov. Induktion im Ankerkern Ba = 2,6 / 0,9x6500x3,2x3,2 = 1,5 Gs. Nach derselben Tabelle für diese Induktion ist Na = 4,8. N.s. für den Ankerkern Iw = 1,1x15200 = 16700 A-Windungen. Wir bestimmen die n.s. für feste Teile des Magnetkreises. Der magnetische Fluss des Bettes Fst = XNUMXxXNUMX = XNUMX.

Nehmen wir die Induktion im Bett 5000 Gauss. Dann beträgt die Bettbreite bst = 16700/5000x2,6x0,9 = 1,4 cm. Laut Tabelle entspricht die Induktion von 5000 Gs dem Wert Hst = 2,5. Um die Länge der Feldlinie im Rahmen zu bestimmen, nehmen wir die Dicke der Spule bk \u30d 30d \u0,04d 1,2x58 \u4,5d 2,5 cm. Gemäß Abb. 4,5 bestimmen wir die durchschnittliche Länge der Feldlinie Lst \ u11d 0 cm. Betten Iwct \u155d 4,6x4,8 \u11d 175 A-Turns. Jetzt fügen wir die n.s. hinzu. alle Abschnitte IwXNUMX = XNUMX + XNUMX + XNUMX + XNUMX = XNUMX A-Kurven.

Entmagnetisierungskraft nach der Formel (10) Iwp = 0,15x4,1x50 = 31 A-Windung. Dann n.s. bei Motorlast Iw = 175 + 31 = 206 A-Umdrehungen. Die Anzahl der Spulenwindungen beträgt w = 206 / 1,4 = 147 Windungen. Wir gehen davon aus, dass die Stromdichte in der Spule 5 A / mm beträgt², dann beträgt der Leitungsquerschnitt s = 1,4/5 = 0,28 mm2. Der nächste Abschnitt eines Standarddrahtes ist s = 0,273 mm² und Drahtdurchmesser 0,59 mm. Der Durchmesser des isolierten Drahtes beträgt 0,64 mm. Die von den Windungen der Spule eingenommene Fläche F = 147x0,642 / 0,7 = 86 mm². Die Länge der Spule gemäß Abb. 58 beträgt lk = 12 mm. Daher ist die Dicke der Spule bk=86/12=7,2 mm.

Berechnung von Einphasen-Asynchronmotoren

Wir stellen die Motorleistung P (W), die Spannung U (V) und die Drehzahl n (U/min) ein. Geschätzte Motorleistung

Wert η cos φ wird der Kurve in Abb.60 entnommen.

Außendurchmesser Stator

Da = (14Pa)^1/3 (cm). ( 2 )

Innendurchmesser des Stators

D = 0,55 Da (cm). ( 3 )

Statorlänge l = D (cm). Polteilung t = 3,14 D/2 (cm). Wir wählen die magnetische Induktion im Luftspalt B gemäß der Kurve in Abb. 54. Der magnetische Fluss wird wie oben durch die Formel Ф = a B t l bestimmt. Für Einphasenmotoren kann der Wert „a“ gleich 0,72 gewählt werden.

Die Anzahl der Statornuten für Motoren mit schaltbarer Anlaufwicklung wird als Vielfaches von 6 gewählt. Für Motoren mit einer Leistung bis 10 W können 12 Statornuten belegt werden. Davon werden 8 von der Arbeitswicklung und 4 von der Startwicklung belegt. Für Motoren mit größerer Leistung sind 18 Statorschlitze erforderlich (12 Schlitze - Arbeitswicklung, 6 - Start). Anzahl der Windungen der Arbeitswicklung

w_p = U10^6/2,5 F. ( 4 )

Die Anzahl der Leiter in der Nut der Arbeitswicklung

N_z = 2w_p/z_p, ( 5 )

wo z_p - die Anzahl der von der Arbeitswicklung belegten Schlitze. Strom in der Arbeitswicklung

Ich=P_a/U(A). (6)

Der Querschnitt des Leiters der Arbeitswicklung S = I / d. Den Durchmesser des isolierten Drahtes ermitteln wir wie oben. Die Abmessungen der Nuten werden analog zur Berechnung von Gleichstrommotoren ermittelt. Die Startwicklung belegt 1/3 der Statornuten. Die Windungszahl der Anlaufwicklung hängt davon ab, welches Element beim Anlauf in Reihe mit der Anlaufwicklung eingeschaltet wird. Wenn der aktive Widerstand als Element dient, ist die Anzahl der Windungen der Startwicklung 3-4 mal geringer als die Anzahl der Windungen der Arbeitswicklung. Es belegt jedoch 2-mal weniger Schlitze, daher gibt es in jedem Schlitz 1,5 bis 2-mal weniger Windungen als im Schlitz der Arbeitswicklung. Wir wickeln die Startwicklung mit dem gleichen Draht wie die Arbeitswicklung. Wird als Anlaufelement ein Kondensator verwendet, so ist die Windungszahl der Anlaufwicklung gleich der Windungszahl der Arbeitswicklung.

Damit die Startwicklung in ihre Nuten passt, muss der Drahtquerschnitt halb so groß gewählt werden. Das Wickelschema und die Reihenfolge der Verlegung in den Nuten sind in Abb. 61 dargestellt.

Die Anzahl der Rotornuten wird abhängig von der Anzahl der Statornuten gewählt. Bei 12 Statornuten sind 9 Rotornuten möglich, bei 18 Statornuten sind es 15 Rotornuten. Der Durchmesser der Rotornut wird so gewählt, dass der Gesamtquerschnitt der Rotorstäbe 1,5-2 mal größer ist als der Gesamtquerschnitt der Leiter der Arbeitsstatorwicklung. In die Nuten des Rotors müssen Kupferstäbe eingetrieben werden, die mit den Abschlussringen an den Enden des Rotors verlötet werden. Der Querschnitt des Schließrings sollte etwa das Dreifache des Stangenquerschnitts betragen. Das Anlaufdrehmoment des Motors hängt vom Widerstand der Rotorwicklung ab, daher sollten bei einem Motor mit großem Anlaufdrehmoment die Rotorstangen aus Messing oder Bronze bestehen. Der Luftspalt zwischen Stator und Rotor bei Asynchronmotoren sollte so klein wie möglich gewählt werden. Bei Werksmotoren beträgt der Spalt üblicherweise 0,25 mm. Bei selbstgebauten Motoren 0,3-0,4 mm.

Der Anlaufkondensator für Motoren mit geringer Leistung beträgt typischerweise 3–10 uF. Es ist zu beachten, dass an den Anschlüssen des Kondensators eine Spannung erzeugt wird, die viel höher ist als die Netzspannung. Daher müssen die Kondensatoren auf eine Spannung eingestellt werden, die dem Dreifachen der Netzspannung entspricht. Mit abnehmender Spannung erhöht sich die Kapazität des Kondensators nach einem quadratischen Gesetz, daher müssten für eine Betriebsspannung von 12 V Kondensatoren mit großer Kapazität (bis zu 1000 Mikrofarad) genommen werden.

Ein Beispiel für die Berechnung eines Einphasen-Asynchronmotors

Nenndaten: Leistung 3 W, Spannung 220 V, Drehzahl 3000 U/min, intermittierender Betrieb des Motors. Gemäß der Kurve in Abb. 60 finden wir das Produkt η cos φ = 0,25.

Geschätzte Motorleistung nach Formel (1) Р_а = 3 / 0,25 = 12 V.A. Der Außendurchmesser des Stators gemäß der Formel (2)

D_a =(14x12)^1/3 = 5,5cm.

Nehmen wir zur Vereinfachung die Form des Stators in Form eines Quadrats, das in der Nähe des Außendurchmessers beschrieben wird (Abb. 62).

Der Innendurchmesser des Stators nach der Formel (3) D = 0,55x0,55 = 3 cm. Die Länge des Stators l = 3 cm. Polteilung t = 3,14x3/2 = 4,7 cm. Magnetische Induktion in der Luft Der Spalt entlang der oberen Kurve (siehe Abb. 54) beträgt 2800 Gauss, bei einem quadratischen Stator muss er jedoch auf 4000 Gauss erhöht werden. Magnetischer Fluss Ф \u0,72d 4000x4,7x3x40600 \u12d 8. Die Anzahl der Statorschlitze beträgt 4, davon 4 für die Arbeitswicklung, XNUMX für die Startwicklung. Die Anzahl der Windungen der Arbeitswicklung gemäß (XNUMX)

w_p = 220х10⁶/ 2,5x40600 = 2170 Umdrehungen.

Die Anzahl der Leiter in der Nut der Arbeitswicklung N_z \u2d 2170x8 / 542 \u6d 12. Stromstärke in der Arbeitswicklung gemäß Formel (220) I \u0,055d 5/XNUMX \uXNUMXd XNUMX A. Bei Stromdichte d \uXNUMXd XNUMX A/mm² Drahtquerschnitt s = 0,055/5 = 0,011 mm². Dieser Abschnitt entspricht dem Durchmesser des PEL-Drahts in der Isolierung 0,145 mm. Bei einem Füllfaktor der Nut mit Leitern von 0,5 beträgt die von den Leitern eingenommene Nutfläche s = 0,1452x542 / 0,5 = 27 mm². Der Durchmesser des Kreises, der von den Leitern der Wicklung eingenommen wird, d₀ \u4d (27x3,14 / 1) 2/5,9 \u3,14d 5,9 mm. Der Umfang der Isolierhülse p = 18,3 x XNUMX = XNUMX mm. Von der Hülse eingenommener Nutbereich, S_z = 18,3 x 0,2 = 3,7 mm². Vom Keil eingenommene Nutfläche Sk = 0,3x3 = 0,9 mm². Der Gesamtquerschnitt der Nut S = 27 + 3,7 + 0,9 = 31,6 mm2. Nutdurchmesser dn = (4x31,6 / 3,14) 1/2 = 6,3 mm, aufgerundet auf 6,5 mm. Der Durchmesser des Kreises, auf dem sich die Mittelpunkte der Rillen befinden, D_n = 30 + (6,5 + 1) = 37,5 mm.

Der Abstand zwischen benachbarten Rillen t \u3,14d 37,5x12 / 9,6 \u9,6d 6,5 mm. Die Zahndicke an der Engstelle beträgt bz = 3,1 - 0,145 = 1 mm. Nutschnitt a = 1,145 + 1,2 = XNUMX mm, aufgerundet auf XNUMX mm.

Der Luftspalt wird mit 0,3 mm angenommen. Rotordurchmesser Dp = 30 - 2x0,3 = 29,4 mm. Die Anzahl der Rotornuten beträgt 9. Der gesamte Kupferquerschnitt in den Nuten der Arbeitsstatorwicklung beträgt 0,011 x 542 x 8 = 47 mm². Der gesamte Kupferquerschnitt in den Rotornuten beträgt 47x1,5 = 70,5 mm2. Querschnitt des Rotorstabes 70,5: 9 = 7,8 mm². Rotorstangendurchmesser (4x7,8/3,14)^1/2 = 3,1 mm. Der nächstliegende Standarddrahtdurchmesser beträgt 3,05 mm. Rotorschlitzdurchmesser mit Spielraum für Antriebsstangen 3,05 + 0,25 = 3,3 mm. Der Durchmesser des Kreises, auf dem die Mittelpunkte der Rotorschlitze liegen, beträgt 29,4 - (3,3 + 1) = 25,1 mm. Der Abstand zwischen benachbarten Rillen beträgt 3,14x25,1/9 = 8,7 mm. Die Dicke des Rotorzahns an der Engstelle beträgt 8,7 - 3,3 = 5,4 mm.

Autor: A. D. Pryadko

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