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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Schneller Netzspannungskomparator auf einem CMOS-Chip. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Schutz der Geräte vor Notbetrieb des Netzes, unterbrechungsfreie Stromversorgungen Ein wichtiger Bestandteil einer unterbrechungsfreien Stromversorgung, eines diskreten Hochgeschwindigkeits-Netzwerkspannungsstabilisators oder eines Geräts zum Schutz vor Notabweichungen der Netzwerkspannung ist eine Netzwerkspannungsüberwachungseinheit oder ein Netzwerkspannungskomparator (VSC). Die auf den ersten Blick scheinbare Einfachheit des Problems täuscht. Die Schwierigkeit besteht darin, dass am Eingang des VSC eine wechselnde oder pulsierende Spannung anliegt und das Ausgangssignal des VSC kontinuierlich sein muss. In diesem Fall ist es nicht möglich, verschiedene RC- und LC-Filter zur Glättung zu verwenden, da sie die Reaktion des VS auf Änderungen der Netzspannung erheblich verzögern. Folglich muss der SSC die Eingangsspannung periodisch und synchron zur Netzfrequenz mit der Referenzspannung vergleichen und sich das Ergebnis des vorherigen Vergleichs bis zum nächsten merken. Da die Netzspannung sinusförmig ist und in der Regel einen niedrigen Harmonischenkoeffizienten (<6 %) aufweist, ist es möglich, den Amplitudenwert der Netzspannung zu steuern und daraus den Wert des effektiven Spannungswertes zu beurteilen. Als Spannungsamplitudendetektor kann der sogenannte Peak-Detektor [3] eingesetzt werden. Der Nachteil bei der Verwendung eines Spitzenwertdetektors besteht darin, dass dieser vor jeder neuen Messung zurückgesetzt werden muss. Ein funktional einfacheres Gerät kann auf einem wiederstartbaren Monovibrator mit einer Schaltung zur Überwachung der Überschreitung des Netzspannungsniveaus aufgebaut werden. Dabei kann die Schaltung auf digitalen Chips, insbesondere auf CMOS-Schaltungen aufgebaut werden. Diese Wahl ist kein Zufall, denn die Schaltparameter von CMOS-Schaltungen weisen eine außergewöhnlich hohe Temperaturstabilität auf [1]: Schwankungen der Umgebungstemperatur im Bereich von -55 bis +125 °C verändern einzelne Abschnitte der Übertragungskennlinie um maximal 5 % . Es ist zu erwarten, dass sich im Temperaturbereich von +15 bis +35° C (typisch für Wohnräume) die Übertragungseigenschaften um nicht mehr als 0,6 % ändern, was deutlich besser ist als die geforderten 1...2 %. . Darüber hinaus haben CMOS-Schaltkreise einen extrem geringen Stromverbrauch, was beim Einsatz von SSCs in Tracking-Geräten wichtig sein kann.
In der Schaltung (Abb. 1) wird die vorgleichgerichtete Test-Netzspannung an den INPUT-Eingang angelegt. Ist eine galvanische Trennung erforderlich, wird die Netzspannung über einen Trenntransformator zugeführt. Über einen Teiler, bestehend aus einem Abstimmwiderstand R1 und den Widerständen R2, R3, wird der KSN auf eine bestimmte Ansprechschwelle eingestellt. Die Werte der Teilerwiderstände sind für den Fall angegeben, dass +UP=5 V ist und die Spannungsamplitude am INPUT-Eingang 17 V (~12 V rms) beträgt. Der Kondensator C1 dient zum Filtern von Kurzimpulsrauschen aus dem Netzwerk. Die Diode VD1 begrenzt die Ausgangsspannung des Teilers auf +UP. Die ersten drei Wechselrichter DD1 und die Widerstände R4, R5 enthalten einen Schmitt-Trigger, der ausgelöst wird, wenn die Netzspannung den Triggerpegel Us1 erreicht. Der wiederstartbare Einzelvibrator (SW) besteht aus einer KS-Kette R6, C2 und einem Schmitt-Trigger, montiert auf den restlichen drei Wechselrichtern und Widerständen R7, R9. Der Widerstand R8 ist erforderlich, um eine Hysterese für den Betrieb des gesamten Geräts zu erhalten. Mit +UP meinen wir eine Versorgungsspannung der CMOS-Schaltung von 3...15 V. Abb. 2 zeigt die Zeitdiagramme für die in Abb. gezeigte SCV-Schaltung. 1. Während die Amplitude der Netzspannung die Auslöseschwelle Uc1 des Schmitt-Triggers nicht erreicht hat, liegt an seinem Ausgang (Pin 6 von DD1) ein hoher Logikpegel (LU) an. Am OUTPUT-Ausgang des KSN (Pin 8 von DD1) liegt ein Low-LU, was anzeigt, dass die Netzspannung unter einem festgelegten Wert liegt.
Sobald die Amplitude der Netzspannung die Auslöseschwelle Uc1 des Schmitt-Triggers überschreitet, erscheinen an seinem Ausgang (Pin 6 von DD1) netzfrequenzsynchrone Low-LU-Impulse. Diese Impulse werden über die Diode VD1 an den Softwareeingang gesendet. Die Zeitkonstante der RC-Kette R6C2 ist so gewählt, dass der Ausgang der Software kontinuierlich auf einem hohen Pegel bleibt, während an seinem Eingang Triggerimpulse vom Ausgang des Schmitt-Triggers empfangen werden. Folglich liegt am OUTPUT-Ausgang des VOS eine hohe LU an, solange die Netzspannung über dem angegebenen Wert liegt. Abbildung 3 zeigt eine vereinfachte VSC-Schaltung mit einer kleineren Anzahl von Wechselrichtern. Der Unterschied zwischen dieser Schaltung und der in Abb. 1 gezeigten SCH-Schaltung besteht darin, dass sie traditionell nicht die RC-Kette R6C2 enthält.
Die oben beschriebenen SSCs (nennen wir sie SSCs des ersten Typs) sind am effektivsten bei der Kontrolle des Anstiegs der Netzwerkspannung über einen bestimmten Wert. Bei Ausfall der Netzspannung erzeugt diese Schaltung aufgrund der Ladezeitkonstanten der Software-RC-Schaltung mit einer Zeitverzögerung von 7...10 ms ein Signal zur Absenkung des Netzpegels. Der zweite VSC-Typ, der nach dem Prinzip der Messung der Pausendauer DT arbeitet, wenn die momentane Halbsinuswellenspannung am INPUT-Eingang anliegt, ermöglicht die teilweise Beseitigung der angegebenen Verzögerung bei der Überwachung eines Abfalls der Netzwerkspannung unter einen bestimmten Wert ist kleiner als Uc (Abb. 4).
Die Amplitude Ua der gemessenen Netzspannung bestimmt gemäß dem Ausdruck das Intervall DT DT=Arkussin(Uc/Ua)/πf. Die Nichtlinearität des gemessenen Spannungsverlaufs im Zeitintervall DT=10° kann vernachlässigt werden [2]. Wenn DT=10°, dann ist Ua=11Uc und die Ansprechverzögerung des VS bei Netzspannungsabfall beträgt ca. 0,6 ms. Das Diagramm des SCV, das nach dem angegebenen Prinzip arbeitet, ist in Abb. 5 dargestellt, und die Zeitdiagramme sind in Abb. 6 dargestellt.
Mit dem Eingangsteiler R1, R2, R3 wird das erforderliche Verhältnis von Ua und Uc erreicht. Da Uc in unserem Fall gleich der Schaltspannung des CMOS-Schaltkreises ist, gleich UP/2, muss für eine Verzögerung von <0,6 ms Ua = 5,5UP gewählt werden. Die Diode VD1 begrenzt die Ausgangsspannung des Teilers auf +UP. Die Spannung vom Ausgang des Teilers wird dem Eingang des Komparators zugeführt, bei dem es sich um einen Schmitt-Trigger handelt, der auf den ersten beiden Invertern DD1 montiert ist. Ein Komparator ist erforderlich, um Impulse mit hoher LU zu erzeugen, wenn der Halbsinuspegel den Uc-Schwellenwert überschreitet. Der hohe LU am Ausgang des Komparators wird über die Diode VD2 dem Eingang der ersten Software zugeführt, die am dritten und vierten Inverter DD1 über die Widerstände R7, R9, R10 und den Kondensator C2 aufgebaut ist. Mit dem Trimmwiderstand R1 wird am Software-Ausgang ein kontinuierliches High-LU-Signal bei einer höheren Netzspannung als der angegebenen erreicht. Wenn die Netzwerkspannung abnimmt, erscheinen am Ausgang der ersten Software niedrige LU-Impulse, die über die Diode VD3 an den Eingang der zweiten Software gesendet werden, die am fünften und sechsten DDI-Wechselrichter, den Widerständen R6, R11, R12 und dem Kondensator aufgebaut ist C3. Aus diesen Impulsen am OUTPUT-Ausgang des KSN generiert die zweite Software einen kontinuierlichen Low-LU, der signalisiert, dass die Netzwerkspannung unter einem festgelegten Wert liegt oder überhaupt nicht vorhanden ist. Der Widerstand R8 wird verwendet, um die erforderliche Hysterese der VS-Schaltcharakteristik zu erhalten. Aus dem Zeitdiagramm (Abb. 6) ist ersichtlich, dass sich bei steigender Netzspannung mit einer Verzögerung von ca. 10 ms eine hohe LU am Ausgang des VSC zweiten Typs bildet. Bei der Wiederholung von Schaltungsentwurfslösungen sollte berücksichtigt werden, dass es aufgrund einiger Streuungen der Schaltparameter von CMOS-Schaltungen erforderlich sein kann, den Wert des Widerstands R6 von RC-Schaltungen zu klären. Um die Hysterese der Schalteigenschaften des SCV zu ermitteln, muss der Wert des Widerstands R8 geklärt werden, der sich im positiven Rückkopplungskreis befindet. Литература:
Autor: W. Ja. Wolodin
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