Schaltungsentwurf von Schaltnetzteilen. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik

Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Netzteile

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Schaltnetzteile (USV) werden zunehmend in Haushalts- und Industriegeräten eingesetzt. Moderne USV-Schaltkreise sind so weit entwickelt, dass sie hinsichtlich der Anzahl der Elemente linearen Netzteilen ebenbürtig sind und in vielerlei Hinsicht die Leistung linearer Netzteile übertreffen.

Der Betrieb einer USV in Netzwerken, in denen eine Wechselspannung von 220 V (im Überlast- oder Phasenungleichgewichtsmodus) eine Parameterspanne von 160 bis 280 V aufweist, bietet einen großen Vorteil gegenüber linearen Stromversorgungen. Darüber hinaus können Sie durch die hohe Effizienz den Energieverbrauch aus dem Netz deutlich reduzieren (was für Familien mit niedrigem Einkommen wichtig ist).

Schaltnetzteile werden in Single-Cycle-Spannungswandler (OSC) und Push-Pull unterteilt. Single-Ended-Wandler werden wiederum in PN mit umgekehrter Verbindung der Diode (RPNO) (Flyback) Abb. 1, a und mit direkter Verbindung der Diode RFNP (forward) Abb. 1, b unterteilt.

Push-Pull-Modelle werden in PN mit einem Halbbrückenschaltkreis (Abb. 2, a) und mit einem Brückenschaltkreis (Abb. 2, b) unterteilt.

Gemäß der in [1] durchgeführten Analyse hängt der Umfang der PN-Anwendung von der Lastleistung ab (Abb. 3), während die PN-Schaltkreise unterschiedlich sind. In importierten Haushaltsgeräten findet man am häufigsten eine Flyback-PN-Schaltung, da diese nur über eine sehr geringe Anzahl von Elementen verfügt. Für den normalen Betrieb dieser Schaltung sind jedoch hochwertige Elemente erforderlich, die in einer breiten Palette elektronischer Komponenten auf dem ukrainischen Markt nicht verfügbar sind. Der Betrieb minderwertiger Funkkomponenten hat großen Einfluss auf viele USV-Indikatoren.

Betrachten wir den Betrieb eines Single-Ended-Spannungswandlers mit umgekehrter Verbindung der Diode. Sie werden oft als Flyback bezeichnet, da in dem Moment, in dem der Transistorschalter ausgeschaltet wird, Energie auf die Last übertragen wird. Abbildung 4 zeigt ein vereinfachtes Diagramm einer modernen Flyback-Pumpe.

Zeitraum t0 - t1. Sobald die Versorgungsspannung +Ep angelegt wird, fließt Strom durch Rogr, RD1, RD2, während C3 mit Strom über Rogr, Rd1, C3, den B-E-Übergang des Transistors VTk, aufgeladen wird (Abb. 5,a). Der Transistor VTk öffnet sich allmählich t0 t1 (Abb. 5, b), ein Kollektorstrom IKVT entsteht (Abb. 5, c), der entlang des Pfades fließt: + Ep, Rogr, w1, Übergang EB des Transistors VTk - Masse. Gemäß dem Gesetz der Selbstinduktion (Beginn des Punktes auf den Wicklungen) wird an der Wicklung w2 eine EMF derselben Polarität induziert wie die an w1 angelegte Spannung. Die selbstinduktive EMK Plus wird über VD1, Rb an den B-E-Übergang VTk angelegt, der Transistor wird noch mehr entsperrt.

Beachten Sie, dass im Lastkreis kein Strom fließt. Der Kollektorstrom VTk steigt bis zur Sättigung des Transistors, während der Induktorstrom in w1 von Null auf ILmax ansteigt und während sich der Kollektorstrom ändert und ansteigt, kommt es zu einer Magnetisierung des Induktorkerns L. Abbildung 6 zeigt die Hystereseschleife. Da die magnetische Feldstärke direkt proportional zum in der Wicklung w1 fließenden Strom ist, gilt Iw1= Hl/w, wobei H die magnetische Feldstärke ist; l ist die Weglänge der magnetischen Linie; Wenn w die Anzahl der Windungen ist, steigt auch die magnetische Feldstärke im Induktorkern allmählich von Null auf HIm an (Abb. 6, Kurve 1).

Zeitraum t1 - t2. Im Moment der Sättigung des Transistors VTk (beachten Sie, dass dieser Moment aufgrund der Konstruktionsmerkmale der Schaltung nicht mit dem Moment der Kernsättigung zusammenfällt) erreicht der Kollektorstrom des Transistors VTk seinen Maximalwert (alle Hauptwerte). Träger des NPN-Übergangs beteiligt sind) und ändert sich nicht. In w1 ändert sich auch der Induktorstrom nicht, was bedeutet, dass in w2 keine Selbstinduktions-EMK mehr induziert wird. In diesem Fall ist VTk gesperrt. Der Induktorkern L beginnt sich zu entmagnetisieren, die Energie des Kerns wird auf die Last übertragen, da die Selbstinduktions-EMK in w3 die Polarität in die entgegengesetzte Richtung ändert. In diesem Fall erscheint ein Strom in w3 durch VD2 und Rн, Sph. Da die EMF das Vorzeichen geändert hat, fließt in w2 kein Strom und VTk schließt schließlich. C3 ist bereits aufgeladen und VTk kann nicht geöffnet werden. Der Entmagnetisierungsstrom Im nimmt allmählich von t1 bis t2 ab (Abb. 5d). Auch die magnetische Feldstärke nimmt vom Punkt A zum Punkt Br allmählich ab (Abb. 6, Kurve 2).

Der Kondensator SF2 lädt sich schnell auf und der Laststrom fließt durch Rн. Sobald die Feldstärke auf Null sinkt, stoppt der Strom in w3, der Kern hat einen Restwert der Magnetfeldinduktion Br, sodass der Kern nicht vollständig entmagnetisiert ist (zur vollständigen Entmagnetisierung muss eine Koerzitivkraft, -Hc, angewendet werden . In Gegentakt-Brücken- oder Halbbrückenschaltungen wird der Kern gegenüber dem Schaltungsarm entmagnetisiert und neu magnetisiert. Diese Funktion ist bei der Berechnung der Drossel sehr wichtig, da Bm (der Amplitudenwert der Induktion in den Formeln) 60 beträgt -80 % weniger (abhängig von der Qualität des Kerns) als der Tabellenwert.

Zeitraum t2 – t3. Sobald der Induktorkern auf einen Restwert Br entmagnetisiert ist, während sich die magnetische Feldstärke nicht ändert und gleich Null ist, hört der Strom in w3 auf zu fließen und die EMK in w2 ändert das Vorzeichen ins Gegenteil, VTk beginnt sich zu öffnen Mit dem Basisstrom erhöht sich dadurch der Kollektorstrom VTk, wodurch die EMK bei w2 aufgrund eines Anstiegs des Stroms durch w1 zunimmt.

Der Transistor VTk öffnet bis zur Sättigung (Abb. 5, c), der Kern ist magnetisiert (Abb. 6, Kurve 3), am Punkt A für HIm entspricht der Induktionswert BS. Verwenden Sie bei der Berechnung anstelle von Bm die Differenz ∆B = Bs - Br, d. h. Der Konverter arbeitet mit einer privaten Hystereseschleife. Daher werden in Single-Ended-Spannungswandlern Ferrite mit einem minimalen Br und einem maximalen Bs (schmale Hystereseschleife) verwendet. Eine ähnliche Schleife gibt es bei Hochfrequenzferriten, daher stellen viele ausländische Unternehmen Konverter mit einer Umwandlungsfrequenz von 0,1 bis 1 MHz her. Der Betrieb des Konverters bei einer solchen Frequenz erfordert den Einsatz hochwertiger HF-Elemente (Leistung).

Es ist wichtig zu beachten, dass die Dauer des offenen Zustands VTk durch die Amplitude des Kollektorstroms Ikmax, die Induktivität L und die Versorgungsspannung Ep bestimmt wird und nicht von der Ausgangslast abhängt. Die Dauer des geschlossenen Zustands hängt direkt von der Belastung ab. Daher werden drei Betriebsmodi des PN unterschieden.

1. intermittierender Strommodus

Der Lastwiderstand ist niedrig (fast ein Kurzschluss und der Kondensator SF2 hat keine Zeit zum Aufladen, während bei Rн Spannungs- und Strompulsationen zu beobachten sind.

2. Dauerstrommodus

Auf dem Sph sammelt sich genügend Energie an, sodass der Strom in der Last ohne Welligkeit fließt und die Spannung konstant ist.

3. Modus nur für OP

ABER - Leerlaufmodus. Die Last ist unbedeutend oder vollständig ausgeschaltet, die Dauer des geschlossenen Zustands des Transistors erhöht sich (aufgrund des langsamen Abfalls des Entmagnetisierungsstroms), aber da sich die im Magnetfeld des Transformators gespeicherte Energie nicht ändert, bleibt die Spannung eingeschaltet Die Sekundärwicklung und damit die Last erhöht sich auf Unendlich. Dieser Modus ist der gefährlichste, da SF2 durch Überspannung explodieren kann. Deshalb sollten Flyback-Spannungswandler auf keinen Fall im x.x-Modus verwendet werden. (Ausnahmen sind Lasersysteme, Fotoblitze und medizinische Hochspannungsspeichergeräte).

Kerne von PN-Flyback-Drosseln. Kerne bestehen hauptsächlich aus Ferriten. Ferrite sind eine gesinterte Mischung aus Eisenoxid und Oxiden eines oder mehrerer zweiwertiger Metalle [2]. Ferrite sind sehr hart, spröde und haben ähnliche mechanische Eigenschaften wie Keramik (meist dunkelgraue oder schwarze Farbe).

Die Dichte von Ferriten ist deutlich geringer als die Dichte metallischer magnetischer Materialien und beträgt 4,5–4,9 g/cm3. Ferrite werden mit abrasiven Materialien gut geschliffen und poliert. Sie können mit BF-4-Kleber nach bekannter Technik verklebt werden (mit Schleifpapier abkratzen, mit Benzin entfetten, Kleber auftragen und etwas trocknen lassen, mit einer Presse mehrere Stunden lang fest andrücken, aber um den Ferrit nicht zu spalten) . Ferrite sind Halbleiter und verfügen über elektronische Leitfähigkeit. Ihr spezifischer Widerstand (je nach Marke) liegt zwischen 10 und 10¹⁰ Ohm x cm

Tabelle 1

Die Haupteigenschaften ferromagnetischer Materialien sind in Tabelle 1 angegeben:

• Bm ist die Sättigungsinduktion, deren Wert dem Sättigungszustand entspricht, d.h.
• ein solcher Zustand eines ferromagnetischen Materials, in dem sich die magnetische Induktion nicht ändert, wenn sich die magnetische Feldstärke ändert;
• Br – Restinduktion, der Wert, der erhalten wird, wenn die Feldstärke auf Null reduziert wird;
• Hc ist die Koerzitivkraft, der Wert der magnetischen Feldstärke, bei der die Induktion einen Nullwert annimmt;
• µ – magnetische Permeabilität – ein Koeffizient, der angibt, wie oft die magnetische Induktion in einem ferromagnetischen Material größer ist als in Luft. Die magnetische Permeabilität eines ferromagnetischen Materials hängt von der Feldstärke, der Temperatur und anderen Faktoren ab;
• µн ist die anfängliche magnetische Permeabilität, sie wird aus dem Anfangsabschnitt der Hauptmagnetisierungskurve durch die Tangentensteigung bestimmt und entspricht der Arbeit des Materials in schwachen Feldern;
• tgδ – Verlustfaktor, charakterisiert Verluste in ferromagnetischen Materialien und je größer, desto größer das Volumen des Materials, die Fläche der Hystereseschleife und die Frequenz der Magnetisierungsumkehr sowie je niedriger der volumetrische Widerstand (elektrisch) des Material;
• TKµ ist der Temperaturkoeffizient der magnetischen Permeabilität bei einer Temperaturänderung um 1 °C.

Moderne weichmagnetische Ferrite können in mehrere Gruppen eingeteilt werden, die sich in ihren elektromagnetischen Parametern und ihrem Zweck unterscheiden. Bei der Bezeichnung der Ferritsorte entsprechen die Zahlen dem Nennwert der anfänglichen magnetischen Permeabilität, der erste Buchstabe H bedeutet, dass der Ferrit niederfrequent ist, der zweite Buchstabe M ist Mangan-Zink-Ferrit, H ist Nickel-Zink; Die Buchstaben HF weisen darauf hin, dass der Ferrit für den Betrieb bei hohen Frequenzen ausgelegt ist.

Ferrite der Güteklassen 6000NM, 4000NM, 3000NM, 2000NM, 1500NM, 1000NM werden bei Frequenzen bis zu mehreren hundert kHz sowohl in schwachen als auch in starken Feldern eingesetzt. Bei schwachen Feldern werden Ferrite dieser Gruppe eingesetzt, wenn keine erhöhten Anforderungen an die Temperaturstabilität gestellt werden. Für den Einsatz in Magnetkernen werden Ferrite der ersten drei Qualitäten anstelle von Permalloyblechen mit einer Dicke von 0,1–0,02 mm oder weniger empfohlen.

Ferrite der Sorten 2000НМ1, 1500НМI, 1500НМ2, 1500НМ3, 1000НМ3 und 700НМ sind für den Einsatz in schwachen und mittleren Feldern bei Frequenzen bis 3 MHz vorgesehen. Sie weisen über einen weiten Temperaturbereich geringe Verluste und einen niedrigen TKµ auf. Bei erhöhten Anforderungen an die thermische Stabilität µ in einem weiten Temperaturbereich ist der Einsatz von Ferriten der letzten drei Qualitäten vorzuziehen.

Ferrite der Güteklassen 2000NN, 1000NN, 600NN, 400NN, 200NN und 100NN werden in schwachen Feldern im Frequenzbereich bis zu mehreren MHz eingesetzt. Die ersten drei Ferritsorten sind Mangan-Zink-Ferriten mit den gleichen µ-Werten deutlich unterlegen, aber sie sind billiger und werden daher häufig in verschiedenen Geräten mit geringen Anforderungen an Stabilität und Verluste verwendet. Andere Ferrite werden häufig in Spulen von Schaltkreisen und magnetischen Antennen verwendet.

Ferrite der Qualitäten 150VCh, 100VCh, 50VCh2, 30VCh2 und 20VCh sind für den Einsatz in schwachen Feldern bei Frequenzen bis 100 MHz vorgesehen. Sie zeichnen sich durch geringe Verluste und einen niedrigen TKµ in einem weiten Temperaturbereich aus und werden daher am häufigsten für Hochfrequenzinduktivitäten sowie für Antennen tragbarer Funkempfänger verwendet.

Ferrite der Sorten 300НН, 200НН2, 150НHI, 90НН, 60НН, 55НН, 33НН und 10ВЧ1 zeichnen sich durch geringe Verluste bei hohen Feldern aus. Ihr Hauptzweck sind die Kerne von Spulen von durch Magnetisierung abstimmbaren Schaltkreisen und Schaltkreisen von Magnetmodulatoren. In schwachen Feldern tgδ und TKµ gibt es deutlich mehr dieser Ferrite als Ferrite der HF-Gruppe. Grundlegende Daten zu weichmagnetischen Ferriten sind in Tabelle 2 aufgeführt. Umrechnungseinheiten für das SI-System: 1 Gs - 10^-4 T. T.

Tabelle 2

Flyback-PN-Kerne werden in Form von U-förmigen oder W-förmigen Magnetkernen hergestellt (Abb. 7).

Da der Transformator als Drossel fungiert, wird eine Seite des Kerns mit einem abrasiven Material (vorzugsweise einer Diamantfeile) gefeilt. Der nichtmagnetische Spalt wird innerhalb von 0,1...0,3 mm hergestellt; bei der Montage wird Pappe in den Spalt eingelegt. Die gängigsten Gesamtabmessungen W-förmiger Magnetkerne sind in Tabelle 3 und Abb. 8 angegeben.

Tabelle 3

(zum Vergrößern klicken)

Berechnung von Flyback-Drosseln PN

Der Induktorkern muss die erforderliche Spitzenenergie in einem kleinen Spalt speichern, ohne in die Sättigung zu geraten, und akzeptable Verluste im Magnetkreis aufweisen. Darüber hinaus muss es die erforderliche Windungszahl aufnehmen, um akzeptable Wicklungsverluste zu gewährleisten. Nutzen wir die bekannte Formel [3]:

Pgab = IkUk = 4fwkBmSc10^-4Ich k; (eines)

Uk = 4fwkBmSc10^-4, (1a)

wobei Rgab die Gesamtleistung des Transformators W ist; Ik – durchschnittlicher Kollektorstrom, A; Uk ist die an der Primärwicklung des Induktors angelegte Spannung V; f - Umwandlungsfrequenz, Hz; Bm – Magnetfeldinduktion, T (für Einzelzyklus-PNs beträgt Bm = Bs – Br etwa 0,7 aus dem Tabellenwert); Sc ist die Querschnittsfläche des Magnetkerns, cm2; wk ist die Windungszahl der Primärwicklung.

Aus (1) folgt, dass die Windungszahl der Primärwicklung wie folgt ermittelt werden kann:

w1 = 0,25Uk10⁴/(fBmSc). (2)

Drosselinduktivität:

L = µ0 µr (w1)2 Sc/l, (3)

wo L - Induktivität, H; µ0 = 4π10^-7 - absolute magnetische Permeabilität; µr – relative magnetische Permeabilität; Sc ist die Querschnittsfläche des Magnetkreises, m2; l ist die Weglänge der magnetischen Linie, m.

Um den erforderlichen Kernquerschnitt grob abzuschätzen, können Sie den Ausdruck verwenden:

Sc = (10...20) (Pn/f)^1/2(4)

wo Pn - Lastleistung, W; Sc ist die Querschnittsfläche des Kerns, cm2; f - Umwandlungsfrequenz, Hz.

Mithilfe der Formeln (2) und (4) sowie der Analyse der Daten in Tabelle 2 ermitteln wir die Gesamtabmessungen des Kerns und die Anzahl der Windungen der Primärwicklung. Für die Sekundär- und andere Wicklungen ist wí = w1 Uk/Un, wobei Un die Spannung an der Last ist.

Für die Feldwicklung w2 (siehe Abb. 4) wird eine Spannung von ca. 5 V empfohlen. Drahtdurchmesser

d = 1,13 (I/j)^1/2(5)

wobei d der Drahtdurchmesser in mm ist; I – durchschnittlicher Strom in der Wicklung, A; j ist die Stromdichte in der Wicklung (empfohlen 2,5...5 A/mm2), und für die innere Wicklung sollte die Stromdichte am niedrigsten sein.

Um die Berechnungen zu überprüfen, berechnen wir die von jeder Wicklung eingenommene Fläche und summieren sie; die folgende Ungleichung muss erfüllt sein:

Sok = w1d1 + w2d2 + w3d3 + ... + wndn + hz, (6)

wobei Sok der tabellarische Wert der Fensterfläche ist, cm2; wn Anzahl der Windungen in der Wicklung n; dn - Durchmesser des Drahtes in der Wicklung n; Hz ist die Gesamtdicke des Rahmens und der Wicklungsisolierung.

Die Rahmen, auf denen die Transformatorwicklungen gewickelt sind, werden aus Kunststoff gepresst, aus Elektrokarton geklebt oder aus Einzelteilen aus laminiertem Textolith, Pressspan oder Elektrokarton zusammengesetzt; bei kleinen Abmessungen kommt jeder beliebige Karton zum Einsatz. Die Standardherstellung eines Kartonrahmens ist in [4] ausführlich beschrieben. Für Transformatoren mit geringer Leistung schlägt der Autor eine zweite Methode zur Herstellung eines Transformators vor, Abb. 9. Es besteht aus drei Rohlingen. Die Hülle besteht aus Pappe (Abb. 9, b), die Linien 1 des Werkstücks werden leicht ausgeschnitten, anschließend wird es zu einem Parallelepiped gerollt und die Kanten 2 werden mit Seidenpapier entlang der Kontur 3 verklebt.

Der Rohling (Abb. 9a) wird in einer Menge von 2 Stück hergestellt. Gleichzeitig wird Kern 1 ausgeschnitten und mit einer an den Kanten sorgfältig angespitzten Spritzennadel werden Löcher D0,3 mm gestanzt und anschließend nummeriert (in der oberen Hälfte des Rahmens als H1, H2, H3, .. ., und in der unteren Hälfte als K1, K2, K3, ...). Die obere und untere Hälfte des Rahmens werden mit Seidenpapier auf die Hülle geklebt und die Struktur mehrere Stunden lang unter einem schweren Gegenstand belassen. Das Aufwickeln der Wicklungen auf den Rahmen erfolgt ähnlich wie in [4] in der folgenden Reihenfolge: Wcontrol, W1, Wload (für experimentelle Optionen kann Wcontrol das letzte sein).

Montage

In einen Rahmen mit gewickelten Wicklungen werden Ferritstäbe eingelegt. Um die Lücke zu füllen, wird zunächst ein 0,2 mm dickes Pappquadrat auf einen der Kerne geklebt. Nach der seitlichen Montage des Kerns wird eine Bandage aus Kupferfolie um den Kern gelegt, gespannt und verlötet.

Merkmale des Schlüsseltransistors

Da die Last des Kollektors des Transistors VTk eine Drossel mit der Induktivität L ist, tritt im Moment des Sperrens von VTk an seinem Kollektor ein Spannungsstoß auf (Abb. 10, a, Kurve 1). Der Abfall des Kollektorstroms erfolgt nicht sofort, sondern während der Resorption von Minoritätsträgern des Kollektor-Emitter-Übergangs (Abb. 10b). Die Spannung am Kollektor variiert sinusförmig aufgrund der Induktivität L und der Kapazität der Kollektor-Emitter-Verbindung. Infolgedessen löscht VTk am K-E-Übergang eine große Energiemenge, die in Wärme umgewandelt wird. Daher kann VTk überhitzen und ausfallen.

Um diesen Effekt zu verhindern, wird eine Zeitverzögerung t3 für die Vorderseite des Anstiegs der Kollektorspannung (Kurve 2) relativ zum Beginn des Abfalls tc des Kollektorstroms (Abb. 10, a) mithilfe einer RCD-Schaltung (Abb . 11). Wenn VTk ausgeschaltet ist, lädt der durch die Streuinduktivität der Induktivität fließende Strom den Dämpfungskondensator Sdf über VDdf auf. Nach dem Entsperren von VTk wird Sdf über Rр und K-E VTk entladen. Mit dieser Schaltung können beliebig kleine Werte der vom Kollektorübergang abgegebenen Momentanleistung erreicht werden [1]. Der Wunsch, diese Leistung zu reduzieren, führt jedoch zu einem Anstieg der im SDF angesammelten Energie; sie ist parasitär und wird von der Nutzleistung abgezogen.

Bei Verwendung hoher Leistungen in der Last ist es für den normalen Betrieb des Wandlers erforderlich, spezielle Schaltmodi für den Transistor zu implementieren. Betrachten wir zwei transiente Prozesse.

Der Übergangsprozess zum Einschalten eines n-p-n-Transistors mit OE, wenn an seinem Eingang ein Sprung des positiven Basisstroms vorgegeben wird (Abb. 12) [5].

In der Anfangsphase des Einschaltens ist der Kollektorstrom klein, während die Werte von b klein sind und der Differenzeingangswiderstand des Transistors hoch ist. Daher können wir davon ausgehen, dass der Basisstrom die Eingangskapazität des Emitters auflädt und sich gleichzeitig die Spannung am Emitter von Null auf einen bestimmten Wert Ueo ändert, der dem Einschaltzustand des Transistors entspricht. Für Siliziumtransistoren Ueo = 0,7 V. Die erste Einschaltstufe hat eine Verzögerungszeit t3 (Abb. 13b). Im nächsten Schritt – dem Anstieg des Kollektorstroms – sammelt der Basisstrom Trägerladung in der Basis.

Befindet sich während des Einschwingvorgangs ein Widerstand Rk im Kollektorkreis, ändert sich die Spannung am Kollektorübergang, die Sperrkapazität Ck wird umgeladen, was die Dauer des Einschwingvorgangs verlängert (Abb. 13, c) tнр. Wenn der Transistor im Schaltmodus arbeitet, wird seinem Eingang ein Entsperr-Basisstrom zugeführt, der größer ist als der Sättigungsstrom des Transistors Ibn = Ikn/β. Dieser Strom entspricht der Grenzladung der Elektronen in der Basis Qgrn = Ibn τ.

Der Vorgang des Ausschaltens des Transistors durch einen Impuls mit negativem Basisstrom Ib = - Ib2. Zum Zeitpunkt t2 (Abb. 13, a) nimmt der Basisstrom schlagartig um den Wert ∆Ib = Ib1+ Ib2 ab.

Die überschüssige Ladung der Löcher in der Basis nimmt aus zwei Gründen ab: durch die Rekombination von Löchern mit Elektronen und durch die Entfernung von Löchern aus der Basis durch die Basiselektrode in den externen Stromkreis. In ähnlicher Weise nimmt die überschüssige Ladung der Minoritätsträger – Elektronen, die aufgrund der elektrischen Neutralität numerisch gleich der Ladung von Löchern ist – ab. Die Änderung des Kollektorstroms beginnt nach einiger Zeit trac (der Zeit der Resorption der überschüssigen Ladung in der Basis). Die Resorptionszeit nimmt mit zunehmendem Entriegelungsbasisstrom Ib1 zu und mit zunehmendem Verriegelungsbasisstrom Ib2 ab.

Nach der Resorptionsphase folgt die Phase der Bildung der negativen Front des Kollektorstroms, deren Dauer als Abklingzeit tсп des Kollektorstroms bezeichnet wird und mit zunehmendem Ib2 ebenfalls abnimmt. Allerdings ist zu bedenken, dass auch beim erzwungenen Einschalten von TNR und Ausschalten von TSP eine physikalische Grenze besteht, d.h. Diese Zeiten dürfen nicht kürzer sein als die Flugzeit der Elektronen durch die Basis.

Литература:

1. Sergeev B.S. Schaltungsentwurf von Funktionseinheiten sekundärer Stromversorgungen. - M.: Radio und Kommunikation, 1992.
2. Tereschtschuk R.M. usw. Kleine Funkgeräte. Ref. Funkamateur. - K.: Nauk. Gedanken, 1972.
3. Zhuravlev A.A., Mazel K.B. Gleichspannungswandler auf Transistoren. - M.: Energia, 1972.
4. Pronsky I. N. Einfaches halbautomatisches Schweißgerät // Radioamator-1999.-№7.
5. Tugov N.M., Glebov B.A. Halbleiterbauelemente. - M.: Energoatomizdat, 1990.

Autor: A. V. Kravchenko

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