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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK 10 kW Schaltnetzteil für einen Konzertverstärker. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Netzteile Die Leistungsaufnahme von Verstärkersystemen in Beschallungsanlagen für Diskotheken und kleine Veranstaltungsorte beträgt 2...10 kW. In diesem Fall benötigen die Endstufen der Verstärker Versorgungsspannungen von ±80 bis ±160 V (und höher). In diesem Artikel wird ein bipolares Schaltnetzteil (SMPS) (Abb. 1) vorgeschlagen, das die Endstufen eines Konzert-UMZCH mit Strom versorgen soll. Unter den derzeit auf den Seiten des Magazins beschriebenen Stromversorgungsgeräten ist dieses SMPS das leistungsstärkste. Das SMPS liefert eine konstante bipolare Ausgangsspannung, die nach dem Pulsweitenprinzip stabilisiert wird, und verfügt außerdem über ein Überstromschutzsystem (ein Schutz vor Überhitzung von Komponenten ist nicht vorgesehen). Das SMPS wird aus einem 3-Phasen-Netzwerk mit einer Frequenz von 50 Hz gespeist. Das Anschließen der Quelle an das Netzwerk ohne Ausgangslast führt nicht zu einem Unfall, sondern wirkt sich nur negativ auf den Spannungsstabilisierungskoeffizienten aus. Es muss jedoch betont werden, dass die normale Inbetriebnahme des SMPS erst nach dem vorläufigen Einschalten aller anderen Einheiten und Systeme des Audiokomplexes erfolgt. Die Wandlungsfrequenz des Gerätes ist relativ niedrig (25 kHz) und liegt an den Frequenzeigenschaften der leistungsstarken Tasttransistoren des Impulswandlers. Wenn kein Phasenungleichgewicht vorliegt. Der Leistungsfaktor des SMPS kann bis zu 0,955 erreichen, was auf die Besonderheit der Funktionsweise des Larionov-Gleichrichters mit einer Nulldiode und einem Filter mit induktiver Reaktion zurückzuführen ist.
Zweck der Komponenten Für den Schutz des Versorgungsnetzes im Falle einer Gerätestörung sorgt der 3-Phasen-Leistungsschalter FU1. Die Varistoren RU1, RU6 blockieren kurzfristig auftretende Überspannungen im Netz. Die Drosseln L2...L5 erfüllen zusammen mit den Kondensatoren C7, C10, C11, C22, C28 C32, C34, C35, C37, C39, C44, C45, C221...C223 die Funktion eines Hochfrequenz-Blindfilters, der Welligkeiten unterdrückt die in das Stromversorgungsnetz gelangen könnten. Die Widerstände R45...R47 dämpfen die Drosseln L3...L5 und reduzieren so deren Selbstinduktions-EMF. Die gefilterte Netzwechselspannung wird an einen Larionov-Gleichrichter VD35 mit einer Nulldiode VD36 angeschlossen. Die Welligkeitsfrequenz an seinem Ausgang beträgt 300 Hz. Die Drossel L11 mit kleiner Induktivität ist erforderlich, um die Hochfrequenzkomponente zu filtern, die in das Versorgungsnetz gelangen kann, und um sicherzustellen, dass der Leistungsfaktor praktisch nicht abnimmt, wenn die Kondensatoren C317, C346 C381 an den Ausgang des Larionov-Gleichrichters angeschlossen werden und die Form des Phasenstroms wird nicht verzerrt. Für den normalen Betrieb des Impulsumrichters sind Polypropylenkondensatoren C317, C346, C381 erforderlich. Die Festwiderstände R63...R66 entladen die Kondensatoren C317, C346.C381 nach Fertigstellung des Gerätes. Dank der Wicklung II des Zweiwicklungsinduktors L11 und der Diode VD38 wird die im Magnetfeld des Induktors gespeicherte Energie in die Kondensatoren C317, C346, C381 des Stromversorgungskreises des Wandlers zurückgewonnen. Die Varistoren RU7 und RU8 unterdrücken Überspannungsimpulse, die durch die Selbstinduktions-EMK der Induktivität L11 verursacht werden. Wenn die dreiphasige Versorgungsspannung 3 V beträgt und keine Phasenunsymmetrie vorliegt, sind die Phasenspannungen Uph gleich
Bei der Nennnetzspannung im Leerlauf beträgt die konstante Spannung am Ausgang des Larionov-Gleichrichters
Aufgrund der Tatsache, dass an den Gleichrichterdioden VD35, dem offenen Thyristor VS1, der Wicklung I der Induktivität L11 usw. Spannungsabfälle auftreten, kann die dem Impulsumrichter zugeführte konstante Spannung in der Realität etwa 10 % geringer sein. Die Ladung der Kondensatoren C317, C346...C381 im Moment des Einschaltens der Quelle erzeugt einen Stromimpuls, der durch die Larionov-Brücke VD35 fließt. Um zu verhindern, dass es durch die Aufladung der Filterkondensatoren zu Stromüberlastungen kommt, kommt eine Stufenstartschaltung zum Einsatz, deren Stellglied der Thyristor VS1 ist. Beim Einschalten der Quelle ist VS1 geschlossen und der Ladestrom C317, C346...C381 fließt durch den Widerstand R53 und begrenzt ihn auf 22,6 A (bei maximaler Netzspannung). Dieser Strom stellt für VD35-Dioden keine Gefahr dar (die maximale Stromaufnahme eines Impulswandlers beträgt ca. 24 A). Nach dem Laden der Filterkondensatoren wird R53 vom Thyristor VS1 überbrückt, der mit einer durch die C287-R57-Kette bestimmten Verzögerung eingeschaltet wird. Der Feldeffekttransistor VT1 öffnet VS12, der Widerstand R55 begrenzt den Steuerelektrodenstrom (Widerstand R55 ist so gewählt, dass der Steuerelektrodenstrom den Entriegelungsstrom um einiges übersteigt). Der Kondensator C286 verhindert eine versehentliche Aktivierung des Thyristors durch Störungen. Die Schaltung zur Begrenzung des Stromimpulses, der durch die Ladung der Kondensatoren C317, C346...C381 erzeugt wird, wird vom parametrischen Stabilisator R54-VD37-VT11 gespeist. Der Kondensator C288 unterdrückt Spannungswelligkeiten. Die Lüfter M1...MZ werden vom gleichen Stabilisator gespeist, die selbstinduktive EMK der Wicklungen wird durch die VD39-Diode unterdrückt. Der Stabilisator ist an einen Impulsgleichrichter mit Anti-Aliasing-LC-Filter an C228, C229, L6, VD27, VD30 angeschlossen. Drossel L6 demoduliert. Dies ist erforderlich, damit die Spannung an den Kondensatoren C228 und C229 proportional zum effektiven Spannungswert und nicht zum Amplitudenwert an Wicklung II des Transformators T4 ist. Der Polypropylen-Kondensator C229 mit niedrigem parasitären Widerstand und geringer Induktivität umgeht den Elektrolytkondensator C228 bei hoher Frequenz und verhindert so dessen Überhitzung. Die Primärwicklung des Lineartransformators T2 ist über die Sicherung FU2 mit dem Netzfilter verbunden. und die Sekundärwicklung ist mit einem Brückengleichrichter VD24 mit einem Glättungsfilter C36, C38 verbunden. Die gleichgerichtete Spannung wird einem parametrischen Stabilisator R34-VD13-VT9 zugeführt, dessen stabilisierte Spannung dem U-förmigen Filter C14-C19 zugeführt wird -L1, C23, C27, C30. Der SMPS-Masteroszillator basiert auf der DA1-Mikroschaltung – einem 2-Zyklus-Controller UC3825 von Texas Instruments (Unitrode) mit Verdrahtungsschaltungen.“ Der maximale Strom jedes der Schlüsseltransistoren des angegebenen IC beträgt 2 A bei einer Impulsdauer von 0,5 μs (0,5 A bei konstantem Strom). Die Pinbelegung des UC3825 IC im DIP-16-Kunststoffgehäuse (Abb. 2) ist wie folgt: 1 - invertierender Eingang des Fehlerverstärkers,
An den Widerständen R2, R10, R52, R58 (Abb. 1) ist ein Teiler der Ausgangsspannung des SMPS organisiert, der an die Kondensatoren C230...C257, C258...C285 angelegt wird. Die Elemente C5 und R11 erhöhen die Störfestigkeit des automatischen Steuerungssystems. Die an den Widerständen R2 und R10 abfallende konstante Spannung wird mit dem invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers des DA1-Chips verbunden. Gemäß den Referenzdaten des Herstellers sollte diese Spannung im Bereich von -0,3...+7 V relativ zu Pin 10 der Mikroschaltung liegen. Wenn dem Teiler R2-R10-R52-R58 eine konstante Spannung von 200 V zugeführt wird, kann durch Anpassen des Widerstands R10 eine Spannung an Pin 1 von DA1 im Bereich von +0,27...+5,3 V (relativ) erreicht werden auf das Potential der Pins 10 und 12). Es ist zu beachten, dass die Einstellung von R10 die Ausgangsspannung und damit die Spannung am invertierenden Eingang des Fehlersignalverstärkers ändert. Das System zur Stabilisierung der Ausgangsspannung funktioniert auf diese Weise. Wenn die Ausgangsspannung des SMPS aus irgendeinem Grund ansteigt, steigt auch die vom Teiler an Pin 1 von DA1 gelieferte Spannung. Dies führt zu einer Verringerung des Tastverhältnisses der von der Mikroschaltung erzeugten Impulse, die in die Leistungsmodule gelangen, d. h. Reduzierung der Dauer multipolarer Impulse bei konstanter Erzeugungsfrequenz. Die effektiven Spannungen an den Sekundärwicklungen des Impulstransformators T4 werden reduziert und die konstante Spannung nach der Demodulationsdrossel L7, angelegt an den Kondensatoren C230...C285, kehrt auf ihren ursprünglichen Wert zurück. Die Gleichspannungsregelung erfolgt genau am Eingang des Leistungs-Hochfrequenzfilters und nicht an dessen Ausgang, da das Vorhandensein einer übermäßigen Phasenverschiebung zu einer Instabilität des automatischen Ausgangsspannungsregelungssystems führen würde (anstelle einer negativen Rückkopplung, einer positiven). es könnte zu Rückkopplungen und Selbsterregung des SMPS kommen). Es ist äußerst wichtig, dass die Kondensatoren C230...C243 und C258...C271 minimale parasitäre Widerstands- und Induktivitätswerte aufweisen. Die Kette R9-C8 ist ein korrigierender Fehlersignalverstärker. Die Referenzspannung (+5,1 V) wird direkt an den nichtinvertierenden Eingang 2 des Fehlerverstärkers angelegt. Der Keramikkondensator C2 filtert Wellen. Die Bewertungen R1, R4 und C1 legen die Frequenz der Impulse fest, die DA1 erzeugt. Die Kapazität C1 bestimmt die Dauer der Pause („Totzeit“) zwischen Impulsen unterschiedlicher Polarität. Je größer die Kapazität C1, desto länger die Totzeit. Die Komponenten C6, R3, VT1 bilden die „Sanftstart“-Schaltung des Master-Oszillators DA1. Die Elemente R12, C12, C13 sind ein passiver Filter, der hochfrequente Welligkeiten unterdrückt und die stromarmen Vorstromkreise und die stromstarke Endstufe DA1 „trennt“. Die Kondensatoren C12 und C13 müssen möglichst geringe parasitäre Widerstände und Induktivitäten aufweisen. Der Kondensator C13 ist aus Keramik. Die Nennspannung des Tantal-Kondensators C12 sollte nicht unter 50 V liegen, da es sonst zu einem Durchschlag kommen kann und Tantal-Kondensatoren in der Regel mit einem Kurzschluss ausfallen. Zwischen der Ausgangsstufe der DA1-Mikroschaltung und den Schaltkreisen zum Erzwingen der Entladung der Gate-Emitter-Kondensatoren der Schlüsseltransistoren der Leistungsmodule VT2 und VT10 befindet sich ein Treiber mit zwei MOSFETs VT5 und VT6. Ihr Zweck besteht darin, die der Wicklung I des Anpassungstransformators T1 zugeführten Impulse zu verstärken. Die Widerstände R16 und R17 verzögern das Entsperren und Schließen der Transistoren VT5 und VT6, und R18 und R19 entladen ihre Gate-Source-Kapazitäten. Zur Dämpfung der primären Halbwicklungen des Impulstransformators T20 sind die RC-Ketten C22-R21 und C23-R1 erforderlich. Ohne sie wäre die Form der Steuerimpulse der Schlüsseltransistoren der VT2- und VT10-Module stark verzerrt, was unweigerlich zu einem Notfall führen würde. Die Stärke des Stroms, der durch die Primärwicklung I des Leistungsimpulstransformators fließt. T4, überwacht Stromwandler TK. Stromimpulse, die durch die Widerstände R39, R40, R43 und R44 fließen, erzeugen an ihnen Spannungsabfälle, deren Größe proportional zum Primärwicklungsstrom ist. Der Spannungsanstieg an diesen Widerständen wird durch die RC-Ketten C40-R37 und C41-R38 reduziert, die darüber hinaus zur schnellen Dämpfung parasitärer Schwingungsprozesse beitragen. Bidirektionale Transils (Transil - Transient Voltage Suppression Diode) VD20 und VD21 begrenzen die Amplituden von Überspannungsimpulsen. Die Impulse werden durch Schottky-Dioden VD16 und VD17 gleichgerichtet, die auf C3Z und R33 geladen sind und einen Spitzenwertdetektor bilden. Die gleichgerichtete Spannung wird dem Spannungsteiler R27-R32 zugeführt. Durch Drehen des Schiebers des eingestellten Widerstands R27 wird die erforderliche Empfindlichkeit eingestellt, die das Stromschutzsystem haben sollte. Vom Spannungsteiler wird das Überlastsignal an einen mehrstufigen Filter C9-C29-C31-R15-R26 gesendet, der hochfrequente Welligkeiten unterdrückt. Je größer die Kapazitäten C9, C29, C31 und je höher die Widerstände R15 und R26 sind, desto größer ist die Trägheit des Stromschutzsystems. Ist es zu träge, kann es seine Schutzfunktionen nicht erfüllen, ist es zu schnell, sind Fehlalarme möglich. Die gefilterte Spannung des Überlastsignals wird dem Eingang 9 des DA1-Mikroschaltkreises zugeführt, der im Falle eines Notfallanstiegs des Stroms den Controller blockiert. Während die Spannung an Pin 9 von DA1 +0,9...+1,1 V relativ zu Pin 10 beträgt, verringert sich das Tastverhältnis, und wenn diese Spannung +1,25...+1,55 B erreicht, stoppt die Impulsbildung. Die typische Ausschaltverzögerungszeit an Pin 9 der ICs UC1825, UC2825 und UC3825 beträgt nur 50 ns, und die maximale Verzögerungsdauer überschreitet 80 ns nicht. Laut Nachschlagewerk beträgt die maximale Spannung, die an Eingang 9 relativ zu Pin 10 angelegt werden kann, +6 V und überschreitet bei diesem Gerät 3,8 V nicht. Der Anpasstransformator T1, der Stromtransformator T3 und der Leistungsimpulstransformator T4 sorgen für eine galvanische Trennung der Eingangs- und Ausgangskreise des Geräts. Der Transformator T1 übernimmt die Funktion der galvanischen Trennung der Zwangsentladekreise der Gate-Kapazitäten der IGBT-Module VT2 und VT10 untereinander und vom Transistortreiber. Die Zwangsverriegelungskreise der IGBT-Module VT2 und VT10 werden durch vier Komponentengruppen dargestellt: R13, R20, R24, VD5, VD7, VD9, VT3; R14, R21, R25, VD6, VD8, VD10, VT4; R28, R30, R35, VD11, VD14, VD18, VT7; sowie R29, R31, R36, VD12, VD15, VD19, VT8. Die Widerstände R20, R21, R30 und R31 werden benötigt, um das Ein- und Ausschalten der entsprechenden Transistoren in den Leistungsmodulen VT2 und VT10 zu verlangsamen und so die Amplitude und Dauer von Schwingungsvorgängen zu reduzieren. Andernfalls bestünde die Gefahr eines Verlusts der Steuerbarkeit von IGBT-Modulen durch „Latching“ parasitärer Thyristorstrukturen, verursacht durch eine zu hohe Signalanstiegsgeschwindigkeit. Spezialisten von Powerex, Inc., Hersteller von CM300DU-24NFH-Leistungsmodulen, empfehlen Gate-Widerstandswiderstände im Bereich von 1...10 Ohm. Die Widerstände R24, R25, R28 und R29 dämpfen parasitäre Schwingungen, die in den Schaltkreisen auftreten. Wenn wir die Lasten der Wicklungen II, III, IV und V des Anpassungstransformators T1 und der Widerstände R24, R25, R28 und R29 entfernen, nimmt die Form der Spannungsimpulse an den Sekundärwicklungen dieses Transformators die in Abb. 3 gezeigte Form an (Sweep-Dauer - 5 μs/Div.) . Der Empfang von Impulsen mit solch gedämpften Schwingungsvorgängen sollte vermieden werden.
Beim Einschalten der Quelle wird die Versorgungsspannung des Wandlers an parasitäre Spannungsteiler angelegt, die aus den Gate-Emitter- und Gate-Kollektor-Kondensatoren der IGBT-Module bestehen. Wenn Sie die Spannung zwischen Gates und Emittern nicht auf einen für die Transistoren sicheren Wert begrenzen, kommt es zu einem Durchbruch. Die Gate-Emitter-Spannung in den IGBT-Modulen CM300DU-24NFH sollte ±20 V nicht überschreiten, was ein typischer Wert für diese Geräteklasse ist. Die Gate-Emitter-Schaltkreise werden durch bidirektionale Klemmdioden VD5, VD6, VD18 und VD19 geschützt. Für eine beschleunigte Entladung der Gate-Emitter-Kapazitäten von IGBT-Modulen sorgen die bipolaren PNP-Transistoren VT3, VT4, VT7 und VT8, die beim Öffnen die Steuereingänge elektronischer Schlüssel umgehen. Die Widerstände R13, R14, R35, R36 tragen außerdem zur Entladung der Gate-Emitter-Kondensatoren bei. Leistungsstarke Begrenzungsdioden VD3, VD4, VD22 und VD23 schützen wichtige Transistoren vor Überspannungen. Dämpfungsketten C3-R7-VD1; C4-R8-VD2; C42-R41-VD25; C43-R42-VD26 sind „Snubber“. Fehlen sie, würde bei jedem Einrasten der Schlüssel in den IGBT-Kristallen kurzzeitig eine große Leistung von vielen Kilowatt aus den Leistungsmodulen VT2 und VT10 freigesetzt werden, was zu einer starken Verschlechterung der Halbleiter der Leistungstransistoren und führen würde , letztendlich dazu führen, dass sie außer Betrieb genommen werden. Die Kondensatoren C46.C220 verhindern eine langfristige Gleichstromvorspannung des Impulstransformatorkerns. T4, was zu einer Sättigung des T4-Magnetkreises führen könnte. Auf leistungsstarken VD31-Dioden. VD34, überbrückt durch die Snubber C224-R48, C225-R49, C226-R50 und C227-R51, sind zwei separate Ausgangsimpulsgleichrichter montiert. Die Drossel L7 dient der Demodulation und Gruppenspannungsstabilisierung. Den Ausgang bilden die Kondensatoren C230...C285, C289...C316, C318...C345 und die Drosseln L8...L10. U-förmiger Filter, der hochfrequente Wellen glättet. Die Kondensatoren C230.C243, C258...C271, C289.C316 müssen einen minimalen parasitären Widerstand und eine minimale Induktivität aufweisen. Die Widerstände R60 und R61 entladen die Ausgangsfilterkondensatoren, nachdem das SMPS abgeschlossen ist. Die LED HL1 zeigt den Einschaltzustand des Geräts an und die Widerstände R59 und R62 begrenzen den durch das Gerät fließenden Strom. Die Sicherungen FU3 und FU4 trennen im Falle eines Überstroms die Last von den SMPS-Ausgangsfilterkondensatoren. Möglicher Komponentenaustausch Der 0A1-Chip der Marke UC3825 kann durch einen UC2825, UC1825 oder K1156EU2 ersetzt werden. Der Frequenzeinstellkondensator C1 muss über eine Temperaturstabilitätsgruppe MPO verfügen. Geeignet ist beispielsweise ein Markenkondensator. K71-7. Verwenden Sie keine Kondensatoren, bei denen es zu Kapazitätsflimmern kommen kann. Zum Einsatz kommen die Kondensatoren C3, C4, C42 und C43 in Dämpfungskreisen mit einer Kapazität von 15 nF und einer Nennspannung von 4 kV (bei Gleichstrom) mit einem Polypropylen-Dielektrikum der Marke Snubber FKP15N/4000 von WIMA. Sie können durch Snubber FKP15N/3000-Geräte ersetzt werden. Die Kondensatoren C7, C10, C11, C34, C35, C37 sind aus Keramik vom Yl-Typ und C22, C28, C32, C39, C44, C45, C221...C223 sind metallisiertes Polypropylen vom X1-Typ. Die Verwendung der Kondensatoren C7, C10, C11, C34, C35, C37 DECE33J222ZC4B ist zulässig und kann durch ähnliche Marken DHRB34C102M2FB oder K15-5 mit einer Kapazität von 2.2 nF und einer Nennspannung von 6,3 kV ersetzt werden. Kondensatoren C22, C28, C32, C39, C44, C45, C221...C223 - MKP10N330K1K0-27 von „WIMA“ mit selbstverlöschendem Gehäuse. Die angegebenen Kondensatoren sind austauschbar durch MKP10470N/2K, MKP10 1U/1.6K oder ähnliches. Es können metallisierte Polypropylen-Kondensatoren mit einer Kapazität der Serien 0,33 µF, 0,47 µF oder 0,68 µF verwendet werden. MKR1840 von Vishay, ausgelegt für eine Spannung von 600 V AC. Kondensatoren C46.C220 mit einer Kapazität von 47 nF und einer Nenngleichspannung von 2 kV – Hochfrequenz-Polypropen, FKP14 7N/2000. Die Gesamtkapazität einer Gruppe von 175 parallel geschalteten Kondensatoren beträgt etwa 8,2 μF. Die Kondensatoren C230, C243, C258, C271, C289...C316 sind Polypropylen-Hochfrequenzkondensatoren der Güteklasse FKP4 0.1U/630 oder MKR10 0.1U/630. Diese Kondensatoren müssen eine minimale parasitäre Induktivität und einen minimalen Widerstand aufweisen. Kondensator C317 mit einem Dielektrikum aus metallisiertem Polypropylen – Typ DC-LINK NS VZ. Anstelle eines 255 µF-Kondensators können Sie auch einen 340 µF-Kondensator des gleichen Typs und der gleichen Nennspannung verwenden. Kondensatoren C346...C381 – Polypropylen-Hochfrequenz, FKP147N/2000. Kondensatoren C244, C257, C272, C285, C318, C345 - NQ-Serie f. „Aihuan Technology Group“. Der Kondensator dieser Serie mit einer Kapazität von 1600 μF und einer Nennspannung von 450 V hält einem Welligkeitsstrom von 9,8 A bei einer Frequenz von 300 Hz und einer Temperatur von 85 °C stand. Um sicherzustellen, dass die Amplitude der Wellen auf ihnen den maximal zulässigen Wert nicht überschreitet, war es notwendig, parallel geschaltete Kondensatoren zu Gruppen zusammenzufassen. Sie können versuchen, die Abstimmwiderstände R1, R10, R27 der Marke SP5-2V durch Widerstände SPZ-19A, SPZ-39, SP5-ZV, SP5-16 oder SP5-22 zu ersetzen. Ersatz durch Widerstände der Serien PVZ3A oder PVM4 von Murata Manufacturing ist möglich. Importierte Trimmwiderstände haben jedoch eine andere Widerstandsreihe, und daher ist es beim Austausch erforderlich, die Widerstände der in Reihe mit den Trimmern geschalteten Konstantwiderstände anzupassen. Widerstände R7, R8, R41, R42 – PA6 (nicht induktiv) von LAET im Gehäuse. TO-247. Zur Kühlung der Widerstände werden separate HS104-50-Kühler mit den Abmessungen 100x102x24,5 mm verwendet. Als Widerstände R48, R51 können entweder PA6 der gleichen Marke oder Widerstände der SMHP-Serie mit einer Leistung von 20 W im TO-263-Gehäuse von TT electronics verwendet werden, oder sie bestehen aus 4 nichtinduktiven Widerständen mit einer Leistung von 5 W. Festwiderstand R53 – Draht, C5-43V-50 oder C5-35V. Wichtig ist, dass dieser Widerstand kurzzeitigen Stromüberlastungen problemlos standhält. Widerstände R63, R66 – drahtgewickelt, C5-47V. CVTs RU1...RU6 Typ S20K680 können von den Marken B72220-S 681-K101, TVR20112 oder CNR20D112 übernommen werden. Der Varistor RU7B72220-S102-K101 arbeitet mit einer Spannung von 895 V DC und kann Energie bis zu 410 J aufnehmen. Er kann durch zwei parallel geschaltete Varistoren B72220-S681-K101 ersetzt werden (jeder arbeitet mit einer Spannung von 895 V). und kann Energie bis zu 250 J aufnehmen). Der Varistor RU8 TVR20241 hat eine DC-Betriebsspannung von 200 V und ist in der Lage, die höchste Energie von 108 J aufzunehmen. Der angegebene Varistor kann durch B72220-S2131-K101, JVR-20N241K, S20K130E2 oder S20K150 ersetzt werden. Die Dioden VD1, VD2, VD25, VD26, VD36 und VD38 der Marke DSDI60-16A können durch DSDI60-18A-Dioden desselben Herstellers oder durch RHRG75120, RHRU100120 f ersetzt werden. Fairchild Semiconductor Corporation". Die Dioden sind auf separaten Kühlern HS143-100 oder ähnlich montiert. Bidirektionale Begrenzungsdioden VD3. VD4, VD22 und VD23 (ONS261-10-9) können durch ONS261-Yu-8 oder ONS261-10-10 ersetzt werden Geeignete Kühler sind 0171 oder 0371. Bidirektionale Begrenzungsdioden VD5, VD6, VD18 und VD19 der Marke 1.5KE18CA können durch 5KR15CA oder ersetzt werden. P6KE18CA. Die Schottky-Dioden VD7...VD12, VD14, VD15 (SB5100) werden durch MBR750 ersetzt. SB560, SB860 oder SB860F. Die Zenerdiode VD13 1N5354B hat eine Durchbruchspannung von 17 V. Sie kann durch 1SMA5930B, 1N5355B-MBR oder 1N5353B ersetzt werden. Die Schottky-Dioden VD16 und VD17 (1N5819) werden durch 11DQ06, 11DQ10, MBR160, SB140...SB160 ersetzt. SB1100, SR1100, SR106 oder SR180. Die bidirektionalen Dioden VD20 und VD21 (1.5KE8.2CA) können durch die Schutzdioden P6KE8.2CA, P6KE10CA oder 1.5KE10CA ersetzt werden. Die VD24-Diodenbaugruppe vom Typ MB154W kann durch eines der Geräte BR154, BR156, BR158 oder MB156W ersetzt werden. Es ist auf einem Kühler montiert, zum Beispiel der Marke HS183 mit den Abmessungen 30x50x17 mm, hergestellt von Kinsten Industrial. Die ultraschnellen Dioden VD27...VD30 HFA15PB60 können durch DSEI12-06A ersetzt werden. FES16DT. FES16FT oder HFA15TB60. Sie sind auf vier separaten HS184-30-Kühlern mit Gesamtabmessungen von 30x41x30 mm oder ähnlich montiert. Ultraschnelle Dioden VD31.VD34 150EBU04 ermöglichen einen Durchlassstrom von 150 A (bei einer Temperatur von 104 °C) und halten der höchsten Sperrspannung von 400 V stand. Ihre typische Sperrverzögerungsdauer beträgt 172 ns (bei einem Durchlassstrom von 150 A). , einer Sperrspannung von 200 V und einer Temperatur von 125 °C). Der maximale Durchlassspannungsabfall an der 150EBU04-Diode beträgt 1.17 V bei 150 A Strom und 125 °C. Diese Komponenten können durch HFA320NJ40C- oder HFA280NJ60C-Baugruppen ersetzt werden, die aus zwei Dioden bestehen. Es ist jedoch zu beachten, dass die darin enthaltenen Dioden eine gemeinsame Kathode haben. Ein Ersatz durch MUR20060CT ist ebenfalls akzeptabel. Alle vier Dioden (VD31...VD34) sind auf unabhängigen Kühlern HS153-100 f montiert. „Kinsten Industrial“ oder ähnlich. Die dreiphasige Diodenbrücke VD35 der Marke RM75TC-2H kann durch eine ähnliche Brücke 160MT160KV ersetzt werden. Die Diodenbrücke wird auf einem HS153-50-Kühler oder ähnlichem montiert. Die Zenerdiode VD37 der Marke 1N5350B hat eine Durchbruchspannung von 13 V (±5 %). Sie kann durch eine der Zenerdioden 1N5351V, BZX85C-13V oder ZY13 ersetzt werden. Die VD39-Diode der Marke MUR420 kann durch BYD1100, BYV28-100 ersetzt werden. SBYV28-200. SF22. SF54 oder SB5100. Es ist wünschenswert, dass die HL1-LED grün oder blau leuchtet. Anstelle der LED L-7113CGCK können Sie eines der Geräte KIPM01V-1L, KIPM07G-1L, L-383SGWT, ARL2-5213PGC oder L-1503SGC verwenden. Der stromsparende PN-P-Transistor KT361G (VT1) kann durch andere Transistoren der KT361-Serie sowie durch ähnliche Geräte ersetzt werden. VS 157, VS 158 VS250V, VS250S. Die Leistungsmodule VT2 und VT10 enthalten jeweils zwei leistungsstarke IGBTs in Halbbrückenschaltung mit integrierten Gegendioden. Transistoren der CM300DU-24NFH-Module ermöglichen den Betrieb bei Frequenzen bis zu 30 kHz mit harter Schaltung und bei Frequenzen von 60...70 kHz im Resonanzmodus. Der Gleichstrom der Transistorkollektoren beträgt bis zu 300 A, der Impulsstrom beträgt 600 A und die maximale Kollektor-Emitter-Spannung beträgt 1200 V (bei einer Temperatur von 25 °C). Die höchste Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung der Modultransistoren beträgt 6,5 V und ihr typischer Wert beträgt 5 V. Jedes Leistungsmodul muss auf einem separaten Kühler, zum Beispiel „DAU“ der IHV- oder IHM-Serie, und einer Länge installiert werden von 300 mm ist ausreichend. Anstelle dieser Komponenten können CM200DU-24NFH-Module oder mehrere diskrete Transistoren verwendet werden, beispielsweise IRGPS60B120KDP. Letztere haben einen konstanten Kollektorstrom von 105 A, einen Impulsstrom von 240 A und eine maximale Kollektor-Emitter-Spannung von 1200 V (bei einer Temperatur von 25 °C). Das Gerät verwendet die Komponenten, die der Autor hatte. Bei der Auswahl von Schlüsseltransistoren ist zu berücksichtigen, dass der zulässige Kollektorstrom von IGBTs mit zunehmender Wandlungsfrequenz und Temperatur stark abnimmt. Mit zunehmender Temperatur sinkt auch die zulässige Verlustleistung der Transistoren. Der höchste Strom der Primärwicklung eines Leistungsimpulstransformators. T4 beträgt ca. 24 A, was ebenfalls berücksichtigt werden muss. Die Transistoren VT3, VT4, VT7 und VT8 (2SA1244) können durch 2SB1202 ersetzt werden. Die MOSFETs VT5, VT6 und VT12 (IRF530N) können durch IRFU3910, IRF530, IRL530N oder IRFI540G ersetzt werden. Die Transistoren VT5 und VT6 sind auf Miniaturkühlern KG-331 von Kingcooler montiert, und der Transistor VT12 ist auf einem Kühler HS115-50, HS113-50 „Kinsten Industrial“ oder einem ähnlichen Wirkungsgrad montiert. Die Komponente VT9 der Marke 2N6284 kann durch 2N6283 ersetzt werden. KT827A, KT827B. Der Transistor ist auf einem Kühler HS143-150 oder ähnlichem montiert. Der Bipolartransistor VT11 der Marke 2N6284 kann durch einen KT827A ersetzt werden. Er sollte auf einem Kühler HS153-50 oder ähnlichem montiert werden. Der Thyristor VS1 der Marke T161-160-18 ist auf einem Kühler 0171 oder 0371 montiert. Er kann durch T161-160-14, T161-160-15, T161-160-16, T261-160-18 oder T161-200 ersetzt werden. 14. Drossel L1 - LPV2023-501KL f. „Bourns“. Referenzdaten zufolge beträgt die Induktivität seiner Wicklung 500 (±10 %) μH und sein höchster Widerstand beträgt 0,28 Ohm. Die Drossel verträgt einen maximalen Strom von 1,5 A. Der L2-Induktor besteht aus zwei zusammengefalteten ringförmigen Magnetkernen aus zerstäubtem Eisen. T650-26 oder T650-52 Standardgröße K165,0x88,9x50,8 f. „Mikrometalle“. Die Induktorwicklungen werden gleichzeitig in drei Drähte gewickelt. Jede Wicklung muss 18 Windungen enthalten und eine Induktivität von 265 μH haben. Als Wickeldraht darf ein „Pigtail“ aus 10 Litzen Kupferdraht PEV-2 oder PETV 0,55 mm (für Kupfer) verwendet werden. Die Drosseln L3...L5 bestehen aus Ringkernen aus zerstäubtem Eisen T400-26D der Standardgröße K102x57.2x33 mm mit einem „Pigtail“ aus 10 Litzen aus PEV-2- oder PETV-Kupferdraht mit einem Durchmesser von jeweils 0,55 mm (z Kupfer). Jede Wicklung besteht aus 32 Windungen, ihre Induktivität beträgt 265 μH. Drossel L6 wird von LPV2023-501KL f übernommen. „Bourns“. Es hat einen maximalen Strom von 1,5 A, eine Wicklungsinduktivität von 500 (±10 %) μH und seinen Widerstand beträgt nicht mehr als 0,28 Ohm. Der Zweiwicklungsinduktor L7 besteht aus einem ringförmigen Magnetkern aus zerstäubtem Eisen. T650-26 oder T650-52 K165x88,9x50,8 mm. Die Induktorwicklungen werden gleichzeitig in zwei Drähten verlegt, bis die Induktivität jeder Wicklung 35 μH beträgt (die Windungszahl jeder Wicklung beträgt 10). Die Wicklungen bestehen aus einem „Pigtail“ aus 90 Drahtlitzen PEV-2, PETV oder PELSHO jeweils 0,55 mm (Kupfer). Aufgrund der Tatsache, dass der Ausgangsgleichrichter ein Vollwellengleichrichter ist, haben die gleichgerichteten Spannungswelligkeiten eine Frequenz, die doppelt so hoch ist wie die Umwandlungsfrequenz. Die Drosseln L8...L10 bestehen aus Ringmagnetkernen aus zerstäubtem Eisen. T650-26 oder T650-52 K165x88,9x50,8 mm. Die Anzahl der Windungen jeder Wicklung beträgt 10 und die Induktivität jedes Induktors beträgt 35 μH. Der Wickeldraht ist ein „Pigtail“ aus 90 Adern mit einem Durchmesser von jeweils 0,62 mm. Der Zweiwicklungsinduktor L11 ist auf zwei zusammengefalteten toroidalen Magnetkernen aus zerstäubtem Eisen aufgebaut. T650-26 oder. T650-52 Standardgröße K165x88,9x50.8 mm, hergestellt von Micrometals. Die Wicklungen sind in „Pigtails“ aus 22 Strängen aus PETV- oder PEV-2-0,55-mm-Draht (auf Kupfer) gewickelt. Die Wicklungen mit jeweils 29 Windungen sind zu zwei Drähten gewickelt. Die Induktivität jeder Wicklung beträgt etwa 675 μH. Der T1-Impulstransformator besteht aus einem toroidalen Magnetkern aus M2000NM-A-Ferrit der Standardgröße K39x24x7. Wicklung I ist mit vierfach gefalteten PEV-2- oder PETV-Drähten von 0,38 mm gewickelt, Wicklungen II, III, IV und V - mit in zwei Hälften gefalteten Drähten der gleichen Güteklasse von 0,38 mm. Wicklung I hat 130+130 Windungen, Wicklung II, III, IV und V jeweils 130 Windungen. Die Isolierung zwischen den Windungen erfolgt mit Polyester- oder Lavsanband. Die Induktivität der Wicklungen II, III, IV und V sowie aller Primärhalbwicklungen beträgt 22 mH. Der T1-Transformator kann auch auf einen B36-Panzerkern aus M2000NM1-Ferrit gewickelt werden (ohne Trimmer und Spalt). In diesem Fall müssen die Wicklungen II, III, IV und V sowie jede der Primärhalbwicklungen 88 Drahtwindungen gleicher Güte und gleichen Durchmessers enthalten. Auch die Induktivität der Wicklungen ändert sich nicht. Anstelle eines linearen Einphasentransformators der Marke T2. OSM1 -0,063 380/5-24, Sie können den Transformator OSM 1-0,063 380/36, OSM 1-0,1 380/5-24, OSM 1-0,16 380/5-24 oder ähnlich nehmen. Stromwandler. T3 besteht aus einem Magnetkern Ø 12x15 aus Mangan-Zink-Ferrit 2500NMS1-11 oder 3000NMS. Die Primärwicklung besteht der Einfachheit halber aus einer Windung und besteht aus einem Bündel von 22 Adern aus PEV-2- oder PETV-0,55-mm-Draht (für Kupfer). Der Durchmesser jeder Ader beträgt unter Berücksichtigung der Dicke der Isolierbeschichtung 0,62 mm. Um die elektrische Festigkeit der Isolierung zu erhöhen, wird die Primärwicklung des Stromwandlers durch ein Glasfaserrohr geführt. Die Sekundärwicklung enthält 74+74 Windungen aus zwei gefalteten einadrigen Drähten der gleichen Qualität von 0,33 mm (für Kupfer). Um eine Sättigung zu verhindern, bleibt im Kern ein nichtmagnetischer Spalt von 0,05 mm Dicke. Leistungsimpulstransformator. T4 kann aus fünf Sätzen Magnetkernen hergestellt werden, die durch 0,05 mm dicke Isolierpads zusammengefaltet sind. Sh20x28 aus Ferrit 2500NMS1, ausgelegt für den Betrieb in starken Magnetfeldern. Bei dieser Konfiguration werden die meisten Wicklungen vom Ferrit um die Seitenkerne abgeschirmt. Es ist sinnvoll, im Magnetkern einen nichtmagnetischen Spalt von 0,02+0,02 mm vorzusehen, der die maximal zulässige Magnetfeldstärke im Kern erhöht. Der Einsatz großer Magnetkerne ist auf die Wandlungsfrequenz von 25 kHz zurückzuführen, deren Wahl mit der zulässigen Schaltgeschwindigkeit der Transistoren der VT2- und VT10-Module zusammenhängt. Wicklung I T4 hat 9 Windungen „Pigtail“ aus 18 Litzen PEV-2 oder PETV 0,47 mm Draht. Wicklung II hat 1 Windung von 0,47 mm. Die Wicklungen III und IV sollten möglichst identisch sein und aus 2+2 Windungen eines „Pigtails“ aus 38 Adern à 0,4 mm bestehen. Zwischen den Wicklungen müssen Sie eine dünne Isolierung (nicht mehr als 0,3 mm) verlegen, die jedoch die erforderliche elektrische Festigkeit bieten muss. Es ist zu beachten, dass das Verlegen der Wicklungen sehr schwierig ist, da das Fenster des Magnetkreises fast vollständig gefüllt ist. Mindestens 4 Strahler der Marke KG-370 oder KG-222 sollten durch isolierende Glimmerdichtungen mit dem Transformatorkern verklebt werden. Der dreiphasige Leistungsschalter FU1 der Marke ABB S203 C40A kann durch ABB S203R C32, Moeller ZR PL6-C40/3, Moeller 3P PL6-C32/3 ersetzt werden. Die Sicherungen FU3 und FU4, ausgelegt für einen Betriebsstrom von 120 A, können für Kfz-Sicherungen der Marke „FLOSSER“, Typ „B“ oder Marke verwendet werden. PN-2. Die von Jamicon Corporation hergestellten Ventilatoren M1...MZ JF0825B1Н mit einer Versorgungsspannung von 12 V und einem Stromverbrauch von 0,19 A haben die Abmessungen 80x80x25 mm und eine Kapazität von 1,1 m3/min. Sie können durch JF0815B1H ersetzt werden. JF0825S1H,EC8025M12SA.KF0820B1H, KF0820S1H oder ähnlich, der einen Strom von nicht mehr als 0,2 A verbraucht. Design Das Netzteil wird über ein flexibles Markenkabel mit dem Netzwerk verbunden. KGET-6 3x10+1x6+1x6 (TU16.K09-125-2002) oder ähnlich. Die Kondensatoren C12, C13 müssen in unmittelbarer Nähe der Pins 12 und 13 des DA1-Mikrocontrollers platziert werden. Die Länge der Leiter und Gleise sollte so gering wie möglich sein. Die Platine mit dem Master-Oszillator befindet sich in einer elektromagnetischen Abschirmung und ist elektrisch mit den Pins 10 und 12 von DA1 verbunden. Die Kondensatoren C46.C220 sind dicht nebeneinander auf beiden Seiten einer langen doppelseitigen Leiterplatte angelötet, die an ein Lineal erinnert, auf der nur 4 Busbahnen eingraviert sind: zwei auf einer Seite und zwei auf der gegenüberliegenden Seite. Die Kondensatoren C346...C381 sind direkt an die Anschlüsse der Schlüsseltransistoren der Module VT2 und VT10 angeschlossen. Die Dämpfungsschaltungen C3-R7-VD1, C4-R8-VD2, C42-R41-VD25 und C43-R42-VD26 sind direkt an die Kollektor-Emitter-Anschlüsse der Transistoren der Module VT2 und VT10 angeschlossen. Die RC-Dämpfungskreise C40-R37, C41-R38, C224-R48, C225-R49, C226-R50 und C227-R51 sind möglichst nahe an den entsprechenden Bauteilen angeordnet; Stromwandler T3 und Dioden VD31...VD34. An Kühlern montierte Teile werden mit Wärmeleitpaste der Marke ALSBG-3, KPT-8 oder ähnlichem installiert. Leistungsimpulstransformator. T4 wird im Luftstromweg eines der Lüfter M1...MZ platziert, da sich der Transformator im Langzeitbetrieb des SMPS mit maximaler Ausgangsleistung recht stark erwärmt. Das gesamte SMPS ist abgeschirmt, die elektromagnetische Abschirmung ist mit einem gemeinsamen Draht verbunden. Unter dem Kondensator C8 und dem Widerstand R9 sowie den sie verbindenden Leiterbahnen auf der gegenüberliegenden Seite der doppelseitigen Platine empfiehlt es sich, ungeätzte Folie zu belassen, die als Abschirmung dient und mit den Pins 10 und 12 verbunden ist die DA1-Mikroschaltung. Einstellung und Anpassung. Bevor Sie Einstellungen vornehmen, müssen Sie die Installation und Phasenlage der Transformatoren T1, T4, Drosseln L2, L7 und L11 sorgfältig prüfen und dann den Widerstand der Abstimmwiderstände anpassen. Der Widerstand R27 sollte maximal sein und die Schieberegler der Widerstände R1 und R10 sollten auf die mittlere Position eingestellt sein. Jetzt können Sie mit der Einzelprüfung des Geräts beginnen. Dazu benötigen Sie ein Oszilloskop, ein Labornetzteil, ein Multimeter, Lastäquivalente (starke Widerstände) und zwei 300-W-Glühlampen. Zunächst müssen Sie sicherstellen, dass der Überspannungsschutz funktioniert. Entfernen Sie während des Tests die Sicherung FU2, um die Hilfsstromversorgung des Hauptoszillators auszuschalten, und schließen Sie den VD35-Gleichrichter nicht an den Überspannungsschutz an. Wenn der Filter an das Netz angeschlossen ist, muss an seinem Ausgang eine dreiphasige Wechselspannung mit genau der gleichen Amplitude wie am Eingang anliegen. Im Leerlauf sollte der Blindanteil des vom Filter aus dem Netz aufgenommenen Stroms 0,4 A nicht wesentlich überschreiten und der Wirkanteil des Stroms gegen Null tendieren. Anschließend wird der Filter vom Netz getrennt und ein Larionov-Gleichrichter daran angeschlossen. Der Diodengleichrichter VD27...VD30 ist von der Wicklung II des Impulstransformators getrennt. T4 und schließen Sie daran ein Labornetzteil mit einer Ausgangsspannung von 15...20 V und einem zulässigen Strom von mindestens 1 A an. Am Kondensator C288, Lüfter M12...MZ sollte eine konstante Spannung von ca. 1 V anliegen sollte anfangen zu arbeiten usw. schließlich sollte der Thyristor VS1 öffnen. Jetzt ist die Laborstromversorgung abgeschaltet, aber nicht vom Gleichrichter getrennt. Unterbrechen Sie den Stromkreis zwischen dem Verbindungspunkt des Varistors RU8 der Induktivität L11, dem Widerstand R63, den Kondensatoren C317, C346, C381 und dem Verbindungspunkt der IGBT-Kollektoren VT2.1.VT10.1, Widerstände R7...R41. Dioden VD1, VD3. VD22, VD25. Somit wird der Impulsumrichter durch ein System der schrittweisen Aufladung der Filterkondensatoren vom Netzgleichrichter getrennt. Parallel zum Kondensator C317 ist eine Ersatzlast geschaltet – zwei in Reihe geschaltete Glühlampen vom Typ LON mit einer Leistung von jeweils 300 W. Wenn sich während des Experiments der Widerstand R53 merklich zu erwärmen beginnt, wird der Gleichrichter VD27.VD30 vom Labornetzteil mit Spannung versorgt. Nachdem Sie alle vorbereitenden Vorgänge abgeschlossen haben, schalten Sie das Gerät in das Netzwerk ein. Die VD36-Diode sollte eine Gleichspannung von etwa 515 V bei Nennnetzspannung (463 V bis 565 V) mit einer Netzspannungsabweichung von ±10 % liefern. In diesem Fall muss der Thyristor VS1 geschlossen sein, was sowohl durch die Instrumente als auch durch das Vorhandensein einer Erwärmung des Widerstands R53 festgestellt werden kann. Schalten Sie die Laborstromversorgung ein und VS1 sollte öffnen, was zu einem Temperaturabfall führt des Widerstands R53. Wenn dies der Fall ist, trennen Sie das Gerät vom Netzwerk, schalten Sie die Laborstromversorgung aus und stellen Sie die Verbindungen zwischen dem Kondensator C317 und den Kollektoren der Transistoren VT2.1 und VT10.1 sowie den Gleichrichtern VD27...VD30 und wieder her Wicklung II des Transformators T4. Die entfernte Sicherung FU2 wird an ihren Platz zurückgebracht. Die VD24-Diodenbrücke wird vom Transformator T2 getrennt und an ein Labornetzteil mit einer auf 20 V eingestellten Ausgangsspannung (von 19 bis 24 V) angeschlossen. An den Kondensatoren C19 und C30 sollte eine konstante Spannung von ca. 15 V anliegen. An die Pins 11 und 14 der Mikroschaltung DA1 wird ein Oszilloskop angeschlossen und die Frequenz über einen eingestellten Widerstand R1 auf 25 kHz eingestellt. Während der Periode sollten zwei entgegengesetzt polare Rechteckimpulse mit steilen Flanken beobachtet werden, und zwischen den Impulsen sollte eine Schutzpause liegen (Abb. 4, Empfindlichkeit – 5 V/Zelle, Sweep-Dauer – 5 μs/Division). Die Dauer der Schutzpause wird anhand der Parameter der verwendeten Tasttransistoren gewählt. Es ist wünschenswert, dass sie mindestens 2,1 μs beträgt. Um die Dauer der Totzeit zu ändern, müssen Sie den Kondensator C1 mit einer anderen Kapazität verwenden.
Eine größere Kapazität führt zu einer Verlängerung der Pausendauer auf Nullniveau, eine kleinere bewirkt das Gegenteil. Eine Anpassung der Kapazität des Kondensators C1 führt jedoch zu einer Änderung der Umwandlungsfrequenz, und Sie müssen die Frequenz mithilfe des Trimmwiderstands R1 erneut anpassen. Zwischen den Drains der Transistoren VT5 und VT6 sollten Spannungsimpulse nahezu der gleichen Form wie in Abb. 4 auftreten. Die Form der Spannungsimpulse auf beiden Hälften der Primärwicklung des Anpasstransformators T1 ist in Abb. 5 dargestellt (zum Zeitpunkt der Messung sind an den Wicklungen II, III, IV und V keine Lasten angeschlossen). Um die Funktionsfähigkeit der Stromschutzschaltung zu überprüfen, wird die Sekundärwicklung des Stromwandlers T3 abgelötet und ein Labornetzteil mit einer Sollspannung von 39 V parallel zu den Widerständen R43 und R6 geschaltet, so dass dessen „+“ verbunden ist an die Anode der VD16-Diode und „-“ an die Klemmen 10 und 12 DA1. In diesem Fall muss die Steuerung aufhören, Impulse zu erzeugen. Wenn Sie das „+“ des Labornetzteils mit der Anode der VD17-Diode verbinden, sollte auch die Impulserzeugung aufhören. Trennen Sie das Laborgerät und löten Sie die T3-Wicklung an. Sie können die Funktion der Schaltkreise überprüfen, die die Entladung der Gate-Emitter-Kapazitäten der Transistoren der Module VT2 und VT10 beschleunigen (R13-R20-R24-VD5-VD7-VD9-VT3, R14-R21-R25-VD6-VD8- VD10-VT4, R28-R30-R35 -VD11-VD14-VD18-VT7 und R29-R31-R36-VD12-VD15-VD19-VT8. Bei Vorhandensein der angegebenen Schaltkreise sollte die Entladung der Gate-Kondensatoren schneller erfolgen als in ihrer Abwesenheit. Es ist nützlich, die Form der Spannungsimpulse zwischen den Gate-Emitter-Anschlüssen der Schlüsseltransistoren der Leistungsmodule VT2 und VT10 zu überprüfen. Ohne Gate-Kondensator-Entladeschaltungen ist die Form der Impulse im Oszillogramm in Abb. dargestellt .6a und bei Vorhandensein der angegebenen Schaltkreise - in Abb. 66 (Empfindlichkeit - 2 V/Zelle, Sweep - 0.2x50 μs/Division). Beide Oszillogramme für einen IGBT entfernt (der IGBT-Kollektor ist nicht mit den Wandlerschaltkreisen verbunden). , die anderen drei IGBTs und die beschleunigten Entladekreise ihrer Gate-Kondensatoren sind getrennt). Einen wesentlichen Einfluss auf die Form der Gate-Emitter-Spannungsimpulse der Transistoren der Leistungsmodule VT2 und VT10 hat der Widerstand der Dämpfungswiderstände R24, R25, R28, R29 und der Ketten C20-R22 und C21-R23. die ausgewählt werden können, um die Form zu verbessern. Um die Pulsweitenspannungsregelung zu überprüfen, trennen Sie den Widerstand R58 von R52 und schließen Sie das Labornetzteil „-“ an Punkt d an. Ein Oszilloskop wird parallel zu einer der Sekundärwicklungen (II, III, IV oder V) des Impulstransformators T1 angeschlossen und die Widerstände R20, R21, R30, R31 bleiben für die Dauer des Experiments abgelötet. Indem wir die Ausgangsspannung des Labornetzteils von Null auf 100 V ändern, stellen wir sicher, dass sich das Tastverhältnis der Impulse ändert, ihre Frequenz und Form jedoch unverändert bleiben. Dies wird in den Oszillogrammen gezeigt (Verstärkerempfindlichkeit Y – 5 V/Zelle, Sweep – 5 μs/Division): Abb. 7a – minimaler Arbeitszyklus, Abb. 76 – Durchschnitt und Abb. 7c – Maximum. Wenn die Einschaltdaueranpassung erfolgreich ist, schalten Sie das Labornetzteil aus und löten Sie die Widerstände R20, R21, R30 und R31 ein.
Erst nach Abschluss der Verfahren können Sie das SMPS in das Netzwerk einschalten (ohne die Last daran anzuschließen). Mit dem Trimmwiderstand R10 wird die Ausgangsspannung der Quelle auf ±100 V eingestellt. Zwischen den SMPS-Ausgängen -100 V und +100 V (nach den Sicherungen FU3 und FU4) wird eine Ersatzlast mit einem Widerstand von 3.6 Ohm angeschlossen. Als Lastäquivalent können Sie Bremswiderstandsmodule der OHMEGA-Serie von Danotherm oder Nichrom-Spiralen verwenden, die auf einer nicht brennbaren Unterlage montiert sind. Durch Drehen des Schiebers des Widerstands R27 wird das Schutzsystem aktiviert und die Stromversorgung bei einer Lastleistung von 11,1 kW abgeschaltet. Nehmen Sie dann die Ersatzlast von 4 Ohm, was einer Ausgangsleistung von 10 kW entspricht. Beim Anschluss an das Gerät sollte das Schutzsystem nicht funktionieren. Am Ende der Einrichtungsarbeiten sollten Sie die Funktion der Stromquelle im Langzeitbetrieb überprüfen und den thermischen Zustand der Komponenten überwachen. Aufmerksamkeit! Bei der Einrichtung und beim Betrieb der Quelle müssen Sicherheitsregeln beachtet werden. Autor: E. Moskatov, Taganrog, Gebiet Rostow.
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