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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Die Evolution gepulster Flyback-Netzteile
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Netzteile Der Artikel, auf den wir unsere Leser aufmerksam machen, ist den Flyback-Schaltnetzteilen gewidmet, die häufig in der Stromversorgung von Fernsehgeräten, Computern und anderen elektronischen Geräten verwendet werden. Auch bei Funkamateuren sind solche Quellen beliebt. Der Artikel konzentriert sich auf Netzteile, die auf den Mikroschaltungen KR1033EU10 und VIPer-100A montiert sind, und deren Berechnung mit einem speziellen Softwarepaket. PWM-STEUERUNG KR1033EU10(iC3842) Schaltnetzteile (SMPS) verbreiteten sich Mitte des letzten Jahrhunderts. Und heute unterliegen IIPs fast jedes Jahr evolutionären Veränderungen. Jede IIP-Klasse bleibt, nachdem sie einmal ihre Nische erobert hat, für immer oder zumindest lange Zeit darin und entwickelt sich fast unabhängig voneinander. Überbrückte SMPS werden normalerweise als leistungsstarke Schaltnetzteile (150 W oder mehr) verwendet. Rückstrom-SMPS werden häufig als Niederleistungs- und Mittelleistungsschaltgeräte (bis zu 150 W) eingesetzt. Mittlerweile wird die Elementbasis für solche Quellen so schnell aktualisiert, dass der durchschnittliche Funkamateur und die heimische Radioindustrie diese Änderungen in ihren Entwicklungen mit großer Verzögerung verfolgen. Die in Artikel [1033] beschriebenen integrierten PWM-Controller KR5EU4605 (ausländisches Analogon - TDA1) hatten noch keine Zeit, in Haushaltsgeräten eingeführt zu werden, aber in ausländischen Videogeräten und insbesondere Videomonitoren gibt es bereits eine neue Variante weit verbreitet - UC3842, KA3842 und UC3844, KA3844 (inländische Analoga von KR1033EU10 bzw. KR1033EU11). Äußerlich und grundsätzlich nicht anders als der Prototyp, haben die relativ neuen PWM-Controller dennoch eine Reihe von Verbesserungen erfahren. Und wenn viele Funkamateure den Prototyp bereits auf den Seiten von „Radio“ in [2] kennengelernt haben, dann wurden Beschreibungen der SMPS mit PWM-Controllern der UC384X-Serie noch nicht veröffentlicht, außer [3], wo die Die angegebene Mikroschaltung wird auf etwas unkonventionelle Weise verwendet – als Regler für einen Abwärtsimpulsspannungsstabilisator. Schauen wir uns kurz die Haupteigenschaften und Unterschiede zwischen der Mikroschaltung KR1033EU10 (UC3842, KA3842), die wir im Folgenden EU10 nennen, und der Mikroschaltung KR1033EU5 (TDA4605), EU5 genannt, an. Beide Mikroschaltungen sind in einem Kunststoffgehäuse 2101.8-1 (nach ausländischer Terminologie - DIP-8) untergebracht. Der Zweck der EU10-Pins ist in der Tabelle angegeben.
wichtigste Eigenschaften
Der EU10-PWM-Controller ist wie der EU5 für den Anschluss eines n-Kanal-Feldeffekttransistors mit isoliertem Gate konzipiert und verfügt grundsätzlich über die gleiche Funktionalität. Beachten wir das erste Merkmal von EU10. Die Umwandlungsfrequenz im SMPS auf EU5 wird automatisch in Abhängigkeit von der Spannung der Netzstromversorgung, den Parametern der Mikroschaltung und des Schalttransistors, der Induktivität der Primärwicklung des Impulstransformators, dem Stromverbrauch in der Last usw. eingestellt. Wenn sie destabilisierenden Faktoren ausgesetzt wird, erweist sich die Umwandlungsfrequenz daher als „schwebend“: Denn bei jedem auf EU5 hergestellten SMPS kann sie, abhängig nur von der Lastleistung, einen Wert von maximal 18 kHz bis maximal 70 kHz annehmen Mindestlast. Diese Funktion macht es etwas schwierig, einen Transformator eines solchen SMPS zu entwerfen, daher werden in der Regel zunächst eine ungefähre Berechnung und ein Prototyping dafür durchgeführt und dann basierend auf den Ergebnissen von Tests mit einer realen Last die notwendigen Anpassungen vorgenommen. In der EU10-Mikroschaltung wird die Betriebsumwandlungsfrequenz durch einen externen RC-Schaltkreis zur Frequenzeinstellung eingestellt, der an Pin 4 angeschlossen ist. Da der RC-Schaltkreiswiderstand an eine interne Quelle einer Präzisionsreferenzspannung von 5 V angeschlossen ist - Pin 8, unabhängig von verschiedenen Destabilisierungen Faktoren ist die Betriebsumwandlungsfrequenz streng festgelegt. In Abb. In Abb. 1 zeigt a den exponentiellen Verlauf der Spannung Uc am Frequenzeinstellkondensator, entsprechend den Schaltimpulsen am Ausgang des PWM-Controllers (Pin 6 Uout), dargestellt in Abb. 1, geb.
Um die Betriebsart eines PWM-Controllers zu charakterisieren, ist es zweckmäßig, das Tastverhältnis der Schaltimpulse D zu verwenden – dies ist der umgekehrte Parameter ihres Tastverhältnisses. Der Duty-Cycle-Wert ist immer kleiner als eins. Es wird jedoch nicht empfohlen, ihn größer als 0,5 zu wählen [3]. Im Ausgangskreis des PWM-Controllers KR1033EU11 (UC3844) wurde ein interner zusätzlicher Zähltrigger eingeführt, der das Tastverhältnis D≤0,5 begrenzt, gleichzeitig aber die frequenzeinstellende RC-Schaltung auf die doppelte Betriebsfrequenz von ausgelegt ist des internen Generators (im Vergleich zur Wiederholrate der Schaltimpulse). Zum Abschluss einer allgemeinen kurzen Beschreibung der PWM-Controller der UC384X-Serie stellen wir fest, dass der UC3843 dem UC3842 und der UC3845 dem UC3844 ähnelt, sie jedoch für eine niedrigere Versorgungsspannung ausgelegt sind. Für sie beträgt der Schwellenwert der Versorgungsspannung beim Umschalten in den Zustand „Ein“ für einzelne Proben 7,8...9 V (Durchschnittswert 8,4 V), „Aus“ - 7...8,2 V (Durchschnittswert - 7,6 V). ). Lassen Sie uns das Konzept der Rauschstabilität eines PWM-Controllers erklären (Abb. 1). Während der Zeit toff wird der Frequenzeinstellkondensator von einer Spannung von etwa 1,5 V, entsprechend dem unteren Schwellenwert des internen Komparators, auf den oberen Wert von etwa 2,75 V aufgeladen. In diesem Moment wird der Ausgang des Der PWM-Controller ist niedrig. Wenn die Spannung am Kondensator Uc den oberen Schwellenwert erreicht, wird die interne Entladeschaltung eingeschaltet und der Kondensator auf ca. 0,75 V entladen. Die Spannung am Ausgang des PWM-Controllers geht in diesem Moment in den Einzelzustand über. Dann während der Zeit tON. Bis die Spannung am Kondensator den unteren Schwellenwert erreicht, wird der Schalttransistor eingeschaltet. Die Abbildung zeigt, dass ein Störsignal Up mit einer Spannung von 0,1...0,5 V am Ende des Ladezyklus zu einem vorzeitigen Auslösen des Entladekreises und einem Fehlstart des internen Generators führen kann, dargestellt durch gestrichelte Linien. Diese Eigenschaft ist der Hauptnachteil der betrachteten Klasse von PWM-Controllern, kann aber auf verschiedene Weise deutlich abgeschwächt werden. Zunächst werden Keramikkondensatoren (niedrige Induktivität) mit einer Kapazität von etwa 7 μF an die Pins 8 und 0,1 der Mikroschaltung angeschlossen. Zweitens erfüllen sie bestimmte Anforderungen an die Topologie der Leiterplatte und das Design des SMPS, die die Amplitude von Störsignalen reduzieren, was weiter erläutert wird. Drittens wird die Kapazität des Frequenzeinstellkondensators mit mindestens 1000 pF gewählt. Und der zuverlässigste Weg, diesen Nachteil vollständig zu beseitigen, besteht darin, die Betriebsfrequenz des PWM-Controllers mit einer externen Impulsspannungsquelle zu synchronisieren, was in [4] ausführlich beschrieben wird. Der zweite Hauptunterschied zwischen dem EU10 besteht in der Art und Weise, wie der Betriebsstrom im SMPS überwacht wird. Bei EU5 wird die Stromänderung in der Speicherwicklung des Transformators durch eine externe RC-Schaltung simuliert, und bei falscher Auswahl dieser Elemente kann es zum Ausfall des Schalttransistors kommen. Die EU10-Mikroschaltung verfügt über einen speziellen Stromkontrollkomparator, der über zwei Eingänge verfügt – invertierend und nicht invertierend. Pin 3 ist intern mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators verbunden. Ein ohmscher oder transformatorischer Stromsensor ist extern im Source-Kreis des Schalttransistors angeschlossen. Sobald die Signalspannung des Stromsensors den Schwellenwert von 1 V überschreitet, der dem Spitzenstromwert im Drain-Kreis des Transistors entspricht, schaltet der Komparator den Ausgangsverstärker des PWM-Controllers ab. Beispielsweise wird für einen Transistor mit einem maximalen Drainstrom von 4 A der Spitzenwert, der dem Schutzreaktionspegel entspricht, mit 3,7 A gewählt. Wenn das SMPS überlastet ist, erfolgt eine solche Abschaltung bei jedem Impuls, wodurch eine Beschädigung des SMPS verhindert wird Schalttransistor. Der Ansprechpegel des Stromschutzes kann durch Ändern des Widerstandswerts im Drain-Kreis des Transistors oder durch Ändern des Übertragungskoeffizienten des Transformatorstromsensors angepasst werden. Und das letzte, dritte Merkmal des EU10, das sich aus dem zweiten ergibt, ist die Methode zur Regelung der Spannung am Ausgang des SMPS. Beachten Sie, dass das Regelungsprinzip das gleiche bleibt – die Impulsbreitensteuerung. Wenn EU5 den Zeitpunkt des Abschlusses der Übertragung des nächsten Teils der Energie durch den Übergang der Spannung in den Sekundärwicklungen durch Null steuert und dann einen solchen neuen Teil ausgibt, um die Spannung am Ausgang der Hilfskommunikation konstant zu halten Wicklung und damit unter Last funktioniert EU10 etwas anders. Zur Regelung der Ausgangsspannung des SMPS sowie zur Neutralisierung des negativen Einflusses destabilisierender Faktoren wird der Eingang des Fehlersignalverstärkers verwendet – Pin 2, an den eine zusätzliche Hilfswicklung des Transformators angeschlossen ist und so eine externe bildet Rückkopplungsschleife, die als primäre Regelschleife bezeichnet wird. Der Verstärker überwacht den störenden Einfluss destabilisierender Faktoren und passt die Parameter der Schaltimpulse so an, dass die Spannung am Ausgang der Kommunikationswicklung und an der Last konstant bleibt. Die Frequenz- und Phaseneigenschaften der Übertragungscharakteristik des Fehlersignalverstärkers, die seine Stabilität bestimmen, werden durch eine externe RC-Schaltung geregelt, die an Pin 1 angeschlossen ist, der intern mit dem Ausgang dieses Verstärkers verbunden ist. Dank dieser Architektur der Mikroschaltung haben die Entwickler die Möglichkeit geschaffen, Pin 1 für die Fern- oder Notabschaltung des SMPS zu verwenden (Übergang in den STANDBY-MODUS – Standby-Modus), indem es über einen externen Transistor mit einem gemeinsamen Kabel verbunden wird. Wird an diesen Pin ein optoelektronischer Sensor angeschlossen, der elektrisch mit dem Ausgang verbunden ist, erhält man einen zweiten Ausgangsspannungsregelkreis, der die Stabilisierungseigenschaften des SMPS verbessert und darüber hinaus einen „sanften“ Start des SMPS ermöglicht. Die Stabilisierung der Ausgangsspannung des SMPS erfolgt wie folgt. Der Ausgang des Fehlersignalverstärkers innerhalb der Mikroschaltung ist über Anpassungsschaltungen mit dem invertierenden Eingang des Stromregelkomparators verbunden. An den nichtinvertierenden Eingang des Komparators ist ein Stromsensor angeschlossen. Im Stromkomparator werden diese beiden Signale ab Beginn jedes Schaltimpulses verglichen. Bei Übereinstimmung der Signale stoppt jeder Schaltimpuls in dem Moment, in dem der Strom in der Speicherwicklung den erforderlichen Spitzenwert erreicht. Im Normalbetrieb geschieht dies deutlich früher, als der Spitzenstrom den Grenzwert des Drainstroms des Schalttransistors erreicht. Der Spitzenstrom wiederum bestimmt die Betriebsleistung des Transformators. Die in der Speicherwicklung eines Transformators mit der Induktivität L gespeicherte Energie wird durch die Gleichung W = LIP2/2 bestimmt, und wenn die Energieakkumulation in diesem Moment gestoppt wird, wenn der linear ansteigende Strom in der Wicklung den erforderlichen Spitzenwert IP erreicht, der Sekundärstromkreise erhalten die notwendige Energiemenge. Wenn wir außerdem bei einer konstanten Spannung des Netzes U0 zwei Versionen des Wandlers vergleichen, die sich beispielsweise um den Faktor zwei in der Wandlungsfrequenz unterscheiden, sollte sich auch die Induktivität der Speicherwicklung um den Faktor unterscheiden zwei. Dies ist notwendig, um die Anstiegsgeschwindigkeit des Sägezahnstroms, bestimmt durch das Verhältnis U0 /L, zu ändern. Wenn also beispielsweise der Strom in der Wicklung bei einer Wandlungsfrequenz von 100 kHz im Moment der Wirkung des Kommutierungsimpulses nach 2 μs einen Spitzenwert erreicht, dann liegt dieser bei einer Frequenz von 50 kHz aufgrund der Verdoppelung der Induktivität an der gleiche Spannung U0 - nach 4 μs. Die Potenz für beide Optionen bleibt gleich, da sich in dem sie charakterisierenden Ausdruck P=W/T (T=1/f ist die Periode der Konvertierungsfrequenz) sowohl der Zähler als auch der Nenner proportional ändern. Allerdings unterscheiden sich die Abmessungen des Transformator-Magnetkerns bei diesen Optionen erheblich: Je höher die Frequenz, desto kleiner ist der erforderliche Magnetkern bei gleicher Leistung. Ebenso variiert bei konstanter Induktivität L und sich ändernder Spannung U0 das Zeitintervall tON. Dabei sammelt sich Energie in der Primärwicklung des Transformators an, da sie umgekehrt proportional zum Verhältnis U0 / L ist. Somit bleibt die in jedem Impuls gespeicherte Energie konstant und unabhängig von destabilisierenden Faktoren. Funkamateure, die das Blockschaltbild, die Funktionsbeschreibung und die Konstruktionsmerkmale der EU10-Mikroschaltung genauer studieren möchten, können auf das Nachschlagewerk [4] zurückgreifen. STROMVERSORGUNG AUF CHIP KR1033EU10 Schema der vorgeschlagenen einfachsten Version des SMPS. Basis ist der in Abb. dargestellte PWM-Controller KR1033EU10 (UC3842, KA3842). 2.
Hauptparameter von SMPS
Die Netzspannungsquelle sowie die Niederfrequenz- und Hochfrequenz-Netzfilter sind ähnlich wie beim Prototyp [2] aufgebaut und weisen keine Besonderheiten auf, außer dass das Element, das den Stromstoß beim Einschalten des SMPS begrenzt, vorhanden ist ein Thermistor RK1 mit negativem TCR. Beim Einschalten ist sein Widerstand maximal, und wenn er sich dann unter dem Einfluss des vom Gerät verbrauchten Stroms erwärmt, nimmt er ab. Dies trägt dazu bei, die VD1-Netzwerkdiodenbrücke vor Schäden während des Startvorgangs zu schützen. Bei einem schnellen Neustart ist die Wirksamkeit eines solchen Schutzes jedoch gering. Der Spannungsteiler R1–R3 in der Fehlersignalverstärkerschaltung sorgt für die Regelung und Stabilisierung der SMPS-Ausgangsspannung mithilfe des primären Regelkreises. Der Widerstand R6 versorgt die Mikroschaltung im Startmodus mit Strom, wenn der von ihr verbrauchte Strom 1 mA nicht überschreitet. Nach dem Einschalten des SMPS wird die gleichgerichtete Netzspannung über den Begrenzungswiderstand R6 dem Filterkondensator C11 im Leistungskreis der Mikroschaltung zugeführt. Wenn die Spannung am Kondensator den Schwellenwert für den Übergang der Mikroschaltung in den „Ein“-Zustand erreicht (typischer Wert - 16 V), wird der Komparator ausgelöst und alle Elemente des PWM-Controllers werden mit Strom versorgt, woraufhin der interne Die Referenzspannungsquelle wird eingeschaltet, dann der Schaltimpulsgenerator und der Ausgangsverstärker. Das SMPS wechselt vom Start- in den Betriebsmodus und versorgt die Mikroschaltung von der Hilfskommunikationswicklung des Transformators über die VD5-Diode mit Strom. Der von der Mikroschaltung verbrauchte Strom erhöht sich auf 11...17 mA. Wenn die Spannung im Netzwerk abnimmt, nehmen die Ausgangsspannung des SMPS und die Versorgungsspannung der Mikroschaltung allmählich ab. Die Abfallrate der Ausgangsspannung ist aufgrund der Stabilisierung hunderte Male geringer als die der Eingangsspannung, aber irgendwann erreicht die Versorgungsspannung der Mikroschaltung den Schwellenwert für das Umschalten in den „Aus“-Zustand (typischer Wert - 10 V). In diesem Moment funktioniert der Komparator und die Stromversorgung aller Steuerungselemente wird abgeschaltet. Der Unterschied (6 V) zwischen den Schwellenwerten für das Ein- und Ausschalten des Mikroschaltkreises (Hysterese der Versorgungsspannung) ist erforderlich, um ein unregelmäßiges Schalten der Stromkreise im Startmodus zu verhindern. Die Wiederholungsrate der Schaltimpulse (die Betriebsfrequenz der Umwandlung in SMPS) wird durch die Parameter der R5C8-Schaltung bestimmt. Damit die Wandlungsfrequenz dem berechneten Wert f = 30 kHz entspricht, kann es erforderlich sein, die Nennwerte der frequenzeinstellenden Elemente zu wählen. Wie die erforderlichen Werte von Frequenzeinstellelementen für eine andere Betriebsfrequenz ermittelt werden, wird später erläutert. Bei der Entwicklung der beschriebenen Version des SMPS wurde besonderes Augenmerk auf die Gewährleistung seiner Rauschstabilität gelegt. Die Gesamtstabilität des Controller-Fehlersignalverstärkers und damit des SMPS wird zu einem großen Teil durch die Parameter der R4C5-Kompensationsschaltung bestimmt. Die folgenden Elemente dienen demselben Zweck: die Diode VD2, die negative Spannungsstöße gegenüber dem gemeinsamen Stromversorgungsdraht der Mikroschaltung beim Abfallen von Schaltimpulsen eliminiert; Zenerdiode VD3. Begrenzung „scharfer“ Überspannungen positiver Spannung an der Vorderseite von Schaltimpulsen; Induktivität L2 und Strombegrenzungswiderstand R7, die eine Selbsterregung des Schalttransistors bei hohen Frequenzen verhindern. Keramikkondensatoren C9 und C10, die direkt an die Pins 7 und 8 der Mikroschaltung angeschlossen sind, erhöhen die Stabilität des Verstärkers erheblich. Am Stromsensor – Widerstand R11 – entstehen Sägezahnspannungsimpulse für die Regel- und Schutzschaltungen, deren Spitzenwert vom Drainstrom des Schalttransistors abhängt. Die Signalamplitude beträgt 1 V bei einem Drainstrom von 3,7 A. Dies gewährleistet einen zuverlässigen Schutz des Transistors vor Beschädigung. Der parallel zum Widerstand geschaltete Oxidkondensator C13 reduziert das Schaltrauschen erheblich und verhindert so Fehlfunktionen des Stromregelkomparators. Der Kondensator C7 dient demselben Zweck. Der Kondensator C6 passt die Steilheit der Sägezahnspannung an den Pins 3 und 4 der Mikroschaltung an, wodurch hochfrequente Störungen deutlich reduziert werden, was auch die erforderliche Stabilität des Reglers gewährleistet. Um die Amplitude der im SMPS erzeugten Störungen zu reduzieren, sind keine weniger wirksamen Maßnahmen erforderlich. Eine sehr wichtige Rolle kommt dabei der am Impulstransformator installierten elektrostatischen Abschirmung zu. Auch der Kühlkörper, auf dem der Schalttransistor montiert ist, sendet starke Störungen aus, wenn der Kühlkörper nicht an eine gemeinsame Leitung angeschlossen ist und der Transistor nicht mit einer Glimmerplatte davon isoliert ist. Erhebliche Störungen werden durch Impulsströme erzeugt, die in den Leitern fließen, die mit dem Drain des Schalttransistors und der Ausgangswicklung verbunden sind. Um sie zu schwächen, ist bei den beschriebenen SMPS der Transistor mit einem kurzen Stück Koaxialkabel mit dem Transformator verbunden und die Leiterbahn, die die Gleichrichterdiode und die Ausgangswicklung verbindet, ist mit minimaler Länge und großem Querschnitt gewählt. Es liegt auf der Hand, dass der wesentliche Beitrag zur Entstehung von Störungen durch Schaltvorgänge geleistet wird, die beim Ein- und Ausschalten des Transistors auftreten. Das Vorhandensein einer Drain-Source-Zwischenelektrodenkapazität in einem Feldeffekttransistor sowie einer verteilten Kapazität und Streuinduktivität in den Transformatorwicklungen führt im Moment des Ausschaltens des Transistors zum Auftreten an seinem Drain ein „starker“ Anstieg einer erheblichen Spannung und dann eines exponentiell gedämpften Hochfrequenzsignals. Die Füllfrequenz dieses Signals wird, sofern keine besonderen Maßnahmen ergriffen werden, durch die Streuinduktivität des Transformators und die Zwischenelektrodenkapazität des Transistors bestimmt. Die parallel zur Speicherwicklung des Transformators geschaltete Dämpferschaltung VD4R10C12 unterdrückt freie Schwingungen in diesem Signal und „bindet“ den Spannungsstoß an die Netzstromquelle. Typischerweise ist bei Sperrwandlern ein zusätzlicher Kondensator mit oder ohne in Reihe parallel geschaltetem Widerstand und Diode mit dem Drain des Schalttransistors relativ zum gemeinsamen Draht (Source) verbunden. Diese Elemente unterdrücken nicht nur wirksam Schaltvorgänge, sondern tragen auch dazu bei, die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit am Drain des Transistors im Moment des Ausschaltens zu verringern, wodurch der gefährliche Verlust der Momentanleistung am Transistor und die Übertragung der Kombination auf maximale Betriebsleistung verhindert werden Strom und maximale Betriebsspannung in den Bereich sicherer Betriebsarten. Im beschriebenen SMPS wird diese Funktion erfolgreich von der Induktivität L3 ausgeführt. Die gleichgerichtete Ausgangsspannung wird der Last über einen U-förmigen Filter zugeführt, wodurch die Ausgangsspannungswelligkeit auf das erforderliche Maß reduziert wird. Der Kondensator C17 verbindet die Ausgangs- und Eingangskreise des SMPS mit hoher Frequenz, wodurch die erzeugten Störungen wirksam abgeschwächt und die elektromagnetische Verträglichkeit des SMPS mit an die Stromkreise angeschlossenen Geräten erheblich verbessert wird. Eine Zeichnung der SMPS-Leiterplatte ist in Abb. dargestellt. 3. Es besteht aus einseitigem Folien-Glasfaserlaminat mit einer Dicke von 1,5 mm und wiederholt grundsätzlich das Design des Prototyps [2]. Die Ausnahme bilden große Bereiche mit durchgehender Metallisierung auf der Platine, die zur Erhöhung der Störfestigkeit des Geräts beitragen.
In dem Gerät werden fehlerfreie Teile und Elemente verwendet. Kondensator C1 - K73-17 für eine Nennspannung von 630 V, C2, C3 - K15-5, C12 und C17 - K78-2 oder K15-5 für eine Nennspannung von mindestens 1000 V. Oxidkondensator C4 - K50-32 . Es ist zulässig, es durch das inländische K50-35B oder ein importiertes Analogon zu ersetzen. Bei den Kondensatoren C9 und STO - KM-5 - werden die Leitungen auf das optimale Minimum gekürzt und von der Seite der Leiterbahnen direkt an die Pins 5,7, 8 und 13 der Mikroschaltung angelötet. Oxidkondensator C53 - K14-11 oder anderes Tantal, Kondensator C50 - K35-14. Es werden Oxidkondensatoren C16 - C50 importiert. Sie können inländische Modelle verwenden, diese sind jedoch etwas größer. Alle anderen Kondensatoren sind beliebige Keramikkondensatoren mit einer Nennspannung von mindestens XNUMX V. Ein importierter Thermistor SCK105, bei dem die ersten drei alphabetischen Zeichen die Serie angeben, das vierte und fünfte digitale Zeichen den Nennwiderstand in Ohm bei einer Temperatur von 25 °C und die letzte Ziffer den maximalen Betriebsstrom in Ampere angibt, kann ersetzt werden mit einem inländischen mit ähnlichen Parametern. Alle Widerstände sind OMLT, mit Ausnahme des importierten Widerstands R11, dessen Größe in etwa dem inländischen OMLT-1 entspricht. Trimmerwiderstand R2 - SPZ-38b. Wir ersetzen die Gleichrichterbrücke KTs405A (VD1) durch separate Dioden mit einer zulässigen Sperrspannung von mindestens 400 V und einem Strom von mindestens 1 A. Diode D310 (VD2) mit einem zulässigen Durchlassstrom von 0,5 A und einer Sperrspannung von 20 V können durch eine moderne Diode mit Schottky-Barriere ersetzt werden, deren Durchlassspannungsabfall bei maximalem Strom 0,5 V nicht überschreitet. Wir werden die Zenerdiode (VD3) durch jede andere Low-Power-Diode mit einer Stabilisierungsspannung von 16 ersetzen. ..18 V. Die Pulsdiode anstelle von VD4 (KD257D) muss für eine Betriebsfrequenz von mindestens 50 kHz, eine maximale Sperrspannung von 1000 V und einen maximalen Strom von 3 A ausgelegt sein. Die Diode KD220B (VD5) wird durch KD220A oder ersetzt ein anderer mit ähnlichen Parametern. Die Gleichrichterdiode KD213B (VD6) mit einer Betriebsfrequenz von bis zu 100 kHz hält einer Sperrspannung von 200 V und einem maximalen Strom von 10 A stand. Es ist zulässig, ähnliche Dioden, die für einen geringeren Strom ausgelegt sind, ohne Strom parallel zu schalten Ausgleichswiderstände. Auch der Einsatz moderner Dioden ist möglich. Wir werden den KP707V2-Transistor durch importierte Analoga mit einer maximalen Drain-Source-Spannung von mindestens 700 V und einem zulässigen Drain-Strom von mindestens 4 A ersetzen. Er ist auf einem Kühlkörper mit einer effektiven Kühlfläche von 100 installiert. .200 cm2 durch eine beidseitig mit Wärmeleitpaste KPT-8 beschichtete Glimmerplatte. Der Drain-Anschluss des Transistors auf der Seite der Leiterbahnen der Platine wird mit einem kurzen Stück Koaxialkabel mit einem Außendurchmesser von etwa 5 mm mit dem Transformator verbunden, nachdem zuvor der zentrale Kern durch ein Ferritrohr gefädelt wurde. In Abb. Abbildung 3 zeigt herkömmlicherweise die Start- und Endpunkte für den Anschluss des Induktors L3, das Bild des Kabelsegments ist jedoch nicht dargestellt. Um zusätzliche Störungen zu vermeiden, sollte das Kabelgeflecht an genau definierten Stellen mit der gemeinsamen Leitung verbunden werden: einerseits in unmittelbarer Nähe des Verbindungspunkts der VD4-Diode und Klemme 3 des Transformators, andererseits an der gemeinsamer Punkt des Nullpotentials R11C13. Das Ferritrohr wird durch eine Isolierdichtung auf der Seite der Leiterbahnen unter den Elementen R11, C13 mit der Platine verklebt. Es ist zulässig, die Industriedrossel des L1-Netzfilters durch eine selbstgebaute zu ersetzen. Es werden zwei Leiter MGTF 0,35 auf einem Ferritring-Radio-Tonbandgerät 1500NM-2000NM mit einem Außendurchmesser von etwa 20 mm aufgewickelt, bis es gefüllt ist. Drosseln L2 und L3 sind Rohrabschnitte mit einer Länge von 5...7 bzw. 10...12 mm aus Hochfrequenzferrit, die in Drosseln DM-1,0 usw. verwendet werden. Um die in der angegebenen Induktivitätswerte zu erhalten Diagramm: Für den Induktor L2 benötigen Sie eine Windung PEVT-Draht von 0,41 und für L3 zwei Windungen. In der Version des Autors wurden ähnliche importierte Produkte verwendet und für jeden Induktor war eine Windung (Durchgang) erforderlich. Die Drossel L4 ist auf ein Stück Stab mit einem Durchmesser von 10 und einer Länge von 35...40 mm aus 400NN-Ferrit gewickelt. Seine Wicklung enthält 30 Windungen PEV-2 1,5-Draht. Der Magnetkern des Transformators T1 besteht aus zwei Hälften Ø12x20x21 des Ferrits M3000NMS2, der in Fernsehnetzteilen für Fernsehgeräte 3(4)USCT usw. verwendet wird, mit einem nichtmagnetischen Spalt am Mittelstab von 2,4 mm. Die Wicklungen sind auf einen Standardrahmen mit Kontaktklemmen gewickelt, dessen Nummerierung der im Diagramm angegebenen entspricht. Sie werden wie folgt durchgeführt. Zuerst wird der erste Abschnitt der Primärwicklung gewickelt – 26 Windungen PEVT 0,41 in zwei Drähten. Es ist mit zwei Lagen lackiertem Stoff mit einer Dicke von 0,05 mm isoliert. Über die Isolierung ist eine Ausgangswicklung aus 25 Windungen PEV-2 1,5-Draht gewickelt. In diesem Fall werden die Anschlüsse 10, 12 und 14 am Rahmen entfernt und als Anschlüsse ein Wickeldraht verwendet, der durch die Schlitze zwischen den Anschlüssen 10 und 12 bzw. 12 und 14 geführt wird. Im Diagramm werden die Klemmennummern herkömmlicherweise mit 10a und 12a bezeichnet. Dann werden zwei Isolationsschichten aufgelegt und ein zweiter Abschnitt der Primärwicklung mit 44 Windungen darauf gewickelt. Zuletzt wird die Hilfskommunikationswicklung aus 12 Windungen PEVT-Draht mit einem Durchmesser von 0,15...0,21 mm gewickelt, gleichmäßig über die gesamte Breite des Rahmens verteilt und oben mit einer weiteren Isolationsschicht abgedeckt. Nach dem Verkleben der Ferritplatten des Transformators werden die Wicklungen samt Magnetkern mit einer elektrostatischen Abschirmung aus einer Schicht Kupferfolie abgedeckt. Die Anzahl der Windungen in den Wicklungen wird durch den Magnetkern und den nichtmagnetischen Spalt bestimmt und sollte daher für einen anderen Magnetkern neu berechnet werden. Der Anschluss des SMPS an das Netzwerk erfolgt über ein zweiadriges Kabel, in dessen Lücke ein PKn41-Schalter oder ein TV2-1-Kippschalter sowie eine 2-A-Sicherung angeschlossen sind. Wenn bei der Herstellung des Transformators die Phasenlage der Wicklungen nicht gestört wird und gebrauchsfähige Teile verwendet werden, beschränkt sich die Einrichtung des Gerätes auf die Einstellung der Ausgangsspannung mit dem Trimmwiderstand R2. Die Verwendung von Elementen der Frequenzeinstellschaltung R5C8 ohne deren Vorauswahl kann zu einer geringfügigen Abweichung der Betriebsfrequenz vom berechneten Wert führen. Der Typ und die Bewertungen der meisten im SMPS verwendeten Elemente wurden in Übereinstimmung mit den Ergebnissen des computergestützten Designs bestimmt, auf die weiter eingegangen wird. KONSTRUKTIONSMERKMALE VON REVERSE SMPS Vielleicht wird das beschriebene IIP einige Funkamateure völlig zufriedenstellen und er wird beschließen, es zu wiederholen, ohne etwas zu ändern. Die Wahrscheinlichkeit eines solchen Ereignisses ist jedoch sehr, sehr gering: Je nach Umfang der Amateurfunkinteressen, die immer vielfältig sind, benötigen Sie möglicherweise eine Quelle, deren Parameter erheblich von den angegebenen abweichen. Daher ist in den meisten praktischen Fällen eine Modifikation des beschriebenen Geräts und die Vornahme bestimmter Änderungen daran erforderlich. Die STMicroelectronics-Unternehmensgruppe, die radioelektronische Komponenten herstellt, hat eine Reihe von Mikroschaltungen unter dem Markennamen VIPer entwickelt und vertreibt sie auf dem globalen, einschließlich russischen Markt. Ohne näher auf die verwendete Abkürzung einzugehen, stellen wir lediglich fest, dass es sich bei diesem Produkt um eine integrierte Version des Hauptfragments des SMPS handelt, einschließlich eines Schalttransistors und eines PWM-Controllers. Nach Ansicht der Entwickler sollen solche Mikroschaltungen die Arbeit von Designern und Betreibern von SMPS erheblich erleichtern. Ein gewisser (2- bis 4-facher - je nach gewählter Mikroschaltung) Anstieg der Kosten der Elementbasis des VIPer-geschalteten SMPS im Vergleich zu seinem diskreten Design wird auch durch die Möglichkeiten des computergestützten Designs vollständig kompensiert sowie schnelle Wiederherstellung der Funktionalität durch einfachen Austausch der Mikroschaltung im Falle einer Störung. Für den automatisierten Entwurf von SMPS auf Basis von VIPer-Mikroschaltungen hat dasselbe Unternehmen ein frei verteiltes Softwarepaket VIPer Design Software entwickelt. Die neueste Version des Programms (v2.12) mit einer Kapazität von 4 MB kann von der Website des Entwicklers heruntergeladen werden . Mit diesem Softwarepaket, im Folgenden DS (Design Software) genannt, kann erfolgreich die beschriebene Version des SMPS auf Basis des UC3842-PWM-Controllers entworfen werden. Eine benutzerfreundliche Oberfläche ermöglicht es Ihnen, eine solch komplexe Aufgabe in wenigen Minuten zu erledigen. Bevor wir DS verwenden, klären wir einige Designmerkmale im Zusammenhang mit der Auswahl von Elementen und der Einstellung der Betriebsfrequenz der Umwandlung im SMPS. Es ist zu beachten, dass der Magnetkreis bei gepulsten Sperrtransformatoren immer mit einem nichtmagnetischen Spalt am Mittelstab (Kern) hergestellt wird. Die Rede ist von Transformatoren mit W-förmigen Platten sowie modernen KB-Magnetkernen (ausländisches Analogon von RM) [5, 6]. Achten wir auch auf die bevorzugte Verwendung von Ferrit für Impulstransformatoren, zum Beispiel der Marke M3000NMS-2, deren Name das Symbol C enthält. Dies ist ein Zeichen für die Arbeitsfähigkeit eines Magnetdrahtes aus diesem Material starke Magnetfelder, was im Gegensatz zu den anderen auf den negativen Temperaturkoeffizienten der spezifischen Verluste zurückzuführen ist. Trotz der Abnahme des Wirkungsgrades und der Verschlechterung der elektromagnetischen Verträglichkeit des Transformators mit anderen Elementen kann auf den nichtmagnetischen Spalt nicht verzichtet werden. Erstens verhindert die Lücke bei starken Magnetfeldern eine Sättigung des Magnetkreises, und zweitens verhindert das Vorhandensein der Lücke bei richtiger Wahl der Betriebsart des Schalttransistors einen übermäßigen Anstieg des Amplitudenwerts der Stromimpulse in seinen Drain-Kreislauf. Daher muss man Verluste in Kauf nehmen und berücksichtigen, dass die Intensität der Störstrahlung, die mit der Grundschwingung und den höheren Harmonischen der Betriebswandlungsfrequenz einhergeht, ab 100 kHz relativ schnell ansteigt. Natürlich gibt es magnetische Materialien, bei denen die Domänen durch eine nichtmagnetische Substanz voneinander getrennt sind (z. B. aus einem Magnetodielektrikum auf Basis von Molybdän-Permalloy der Sorten MP-60, MP-140, MP-160, MP-250, usw.) ist in ihnen ein Spalt vorhanden, der sozusagen über das gesamte Arbeitsvolumen des Magnetkerns verteilt ist und daher grundsätzlich möglich ist, massive Magnetkerne ohne Spalt zu verwenden. Die zweite Verlustquelle bei SMPS ist der zunehmende Widerstand der Wicklungsleiter aufgrund einer Abnahme der Eindringtiefe des Feldes bei höheren Frequenzen. Um die durch dieses Phänomen verursachten Verluste zu reduzieren, ist es daher ratsam, die Wicklung aus mehreren parallelen Leitern herzustellen, deren Querschnittsfläche der ursprünglichen entspricht, deren Seitenfläche jedoch entlang des Umfangs des Querschnitts verläuft der Leiter ist um ein Vielfaches größer. Genauer gesagt ist die Vergrößerung der Mantelfläche in diesem Fall proportional zur Quadratwurzel der Anzahl paralleler Leiter. Die dritte Verlustquelle ist mit der Ummagnetisierung des Magnetkreises verbunden. Und schließlich ist die letzte, vierte Verlustquelle auf die Notwendigkeit zurückzuführen, verschiedene Widerstandskondensatorschaltungen zu verwenden, die vorübergehende Schaltvorgänge unterdrücken, und auf die begrenzte Geschwindigkeit der in den SMPS verwendeten Funkelemente – Oxidkondensatoren, Feldeffekttransistoren, Gleichrichterdioden . Die nicht-sinusförmige (Impuls-)Spannung an diesen Elementen und die große Stromamplitude (bis zu mehreren Ampere) führen zu einem erheblichen Verlustanteil in ihnen. Alle diese Verluste müssen beim Entwurf von SMPS mit DS berücksichtigt werden. Da Verluste in einem Transformator zu einer Erwärmung seiner Wicklungen und seines Magnetkerns führen, wird eines der Kriterien zur Bewertung herangezogen: entweder die zulässige Temperaturerhöhung des Transformators ohne seine Zwangskühlung, die üblicherweise im Bereich von 30... gewählt wird. 50 °C, oder das spezifische Gewicht der Verluste wird mit 1 ...5 % der Transformatorleistung angenommen. Die Gesamtleistung des SMPS wird anhand der Effizienz beurteilt. Im besten Fall kann sein Wert 92...95 % erreichen, im schlechtesten Fall 60...65 %. AUSWAHL DER SCHALTTRANSISTOR- UND GLEICHRICHTERDIODEN Der Schalttransistor kann ohne Berechnungen mit einem Mehrfachspielraum ausgewählt werden. Aber dieses Problem kann rationaler gelöst werden. Wie lassen sich die Parameter bestimmen, die der Schalttransistor in Abhängigkeit von den technischen Eigenschaften des entworfenen SMPS einhalten muss? Leider beantwortet das DS-Paket die gestellte Frage nicht direkt. Daher betrachten wir zunächst die Form der Impulsspannung am Drain des Transistors Uc (Abb. 4).
Gemäß den Ausgangsdaten erhalten wir bei einer Nennnetzspannung von 220 V am Ausgang des Netzgleichrichters, ohne Berücksichtigung des Spannungsabfalls an den Gleichrichterdioden und dem Thermistor, [7] U0 = 220√2 =310 V. Zusätzlich liegt am Drain des Transistors eine zusätzliche Spannung Uadd. zur gleichgerichteten Netzspannung an. In der ausländischen Literatur und im DS wird es UR (reflektiert – reflektiert, induziert) genannt. Wie die Ergebnisse der Versuchskonstruktion mehrerer Varianten von Impulstransformatoren zeigen, liegt ihr Wert immer sehr nahe an der in DS vorgeschlagenen Standardspannung von 80 V. Wir zeigen, wie man den tatsächlichen Wert der Zusatzspannung ermittelt. Die Spannung an der Induktivität ist direkt proportional zur Änderungsrate des Stroms in ihr: U = LΔI/Δt oder U·Δt = L·ΔI. Da die Stromänderungen beim Ein- und Ausschalten des Transistors für einen stationären Prozess gleich sind, sind die Flächen der mit S+ und S- bezeichneten Rechtecke in Abb. 4. Wenn wir ihre Flächen berechnen, erhalten wir die Gleichung Uo·D·T = Uadd(1-D)T oder nach Transformationen Uadd = Uo·D /(1-D). Andererseits ist gemäß der geometrischen Interpretation des Energieübertragungsprozesses die Ausgangsspannung an der Sekundärwicklung die transformierte Zusatzspannung an der Primärwicklung: Uadd = k·Uout, wobei k = wl/wout der Transformationskoeffizient ist (wl, wout ist die Anzahl der Windungen der Primär- bzw. Ausgangswicklung). Streng genommen geht man davon aus, dass jeder Teil der im ersten Zyklus aus dem Netz entnommenen Energie im zweiten Zyklus vollständig auf die Last übertragen wird, wie in Abb. 4 als durchgezogene Linie dargestellt ist und die Übertragung genau in dem Moment endet, in dem der Transistor eingeschaltet wird, ist gewissermaßen bedingt. Tatsächlich kann SMPS in zwei Modi betrieben werden: im kontinuierlichen Magnetflussmodus und im intermittierenden Magnetflussmodus. In der Praxis bedeutet dies, dass dieser Modus dem intermittierenden Flussmodus entspricht, wenn zum Zeitpunkt des Einschaltens des Schalttransistors der Strom in den Wicklungen Null ist. Andernfalls liegt ein kontinuierliches Strömungsregime vor. In Abb. Abbildung 5 zeigt Diagramme von Spannung und Strom in den SMPS-Elementen: Uc – Spannung am Drain des Transistors; lc – Drain-Strom des Schalttransistors; lw out - Strom in der Sekundärwicklung; UH ist die Spannung an der Last.
Der Dauerstrommodus entspricht Abb. 5, a. Sein Hauptmerkmal besteht darin, dass der Transistor bei einem bestimmten Drain-Strom einschaltet. Der Vorteil dieses Modus ist der niedrigste Spitzenstrom in den SMPS-Elementen im Vergleich zu anderen Modi und die geringste Welligkeit der Ausgangsspannung. Wenn bei Reduzierung der Netzspannung auf ein Minimum die Einschaltdauer auf über 50 % ansteigen kann, warnt DS den Benutzer vor der Notwendigkeit, die Berechnungen anzupassen. Dies ist auf die Besonderheiten der Magnetisierung des Magnetkreises im Einzelzyklus-Impulsmodus und die Möglichkeit zurückzuführen, die Amplitude des Transistor-Drainstroms über den zulässigen Grenzwert hinaus zu erhöhen. Der intermittierende Strommodus ist in Abb. dargestellt. 5, c. Nachdem der Energieübertragungsprozess abgeschlossen ist, schließt die Diode. In den Wicklungen entstehen mit abnehmender Impulsspannung gedämpfte Freischwingungen. Dieser Modus zeichnet sich durch die höchste Stromamplitude in den SMPS-Elementen und maximale Ausgangsspannungswelligkeit aus. Der optimale Modus ist der Übergang zwischen den beiden genannten Modi, dargestellt in Abb. 5 B. Mit dem DS-Programm können Sie die Amplitude, Form des Stroms und der Spannung am Transistor steuern sowie den Betriebsmodus des entworfenen SMPS und den Wert des Impulstastverhältnisses bei jeder möglichen Netzwerkspannung bestimmen. Eine wesentliche Ergänzung der am Drain des Transistors wirkenden Spannung erfolgt durch die Streuinduktivität (in DS wird sie als Streuinduktivität bezeichnet). Es steht in direktem Zusammenhang mit den Streufeldern im Transformator. Während der Einwirkung von Schaltimpulsen wird bei geöffnetem Transistor Energie nicht nur in der Speicherwicklung, sondern auch in der Streuinduktivität gespeichert. Wenn der Transistor ausgeschaltet ist, führt diese Energie zum Auftreten eines zusätzlichen Spannungsstoßes an seinem Drain, wie in Abb. 4 gepunktete Linie. Zur Begrenzung werden Dämpferketten eingesetzt. Im DS-Programm können Sie entweder eine Widerstands-Kondensator-Schaltung (RC Clamper) oder eine begrenzende Zenerdiode (Transil Clamper) auswählen. Die Berechnung der Streuinduktivität und des damit verbundenen Spannungsstoßes ist eine sehr komplexe Aufgabe, da die Induktivität und die dynamische Kapazität zwischen den Windungen der Wicklungen, der nichtmagnetische Spalt im Magnetkern des Transformators, die Aufteilung der Wicklungen und Konstruktionsparameter berücksichtigt werden müssen von ihrem Design und vielen anderen Faktoren. Das DS-Programm verwendet einen bestimmten Durchschnittswert der Streuinduktivität, den der Benutzer bei Bedarf zwangsweise ändern kann. Der Grad der Spannungsstoßbegrenzung in jedem spezifischen Fall des SMPS-Designs kann im Wellenformfenster (Oszillogramm) überwacht und bei der Auswahl eines Transistors basierend auf der maximal zulässigen Drain-Source-Spannung berücksichtigt werden. Die Auswahl einer Gleichrichterdiode in einem DS ist unkompliziert. Das OUT-Fenster (Ausgabefenster) liefert die notwendigen Informationen über seine Parameter: Vorwärts- und Rückwärtsstrom, Vorwärtsabfall und maximal zulässige Rückwärtsspannung. AUTOMATISIERTES DESIGN VON REVERSE SMPS Schalten Sie also den Computer ein und starten Sie das DS-Programm. Auf dem Monitorbildschirm erscheint für einige Sekunden ein Begrüßungsbildschirm, dann öffnet sich ein Fenster (Abb. 6). Standardmäßig lädt das Programm ein „leeres“ Projekt unter dem Namen „Default.vpa“.
Wir bewegen den Mauszeiger auf die blaue Eingabeschaltfläche auf dem Bildschirm und auf dem Monitorbildschirm erscheint ein Tooltip: Bearbeitung der AC-Leitungsparameter (Bearbeiten der AC-Netzwerkparameter). Wir drücken den Knopf. Das Fenster „Eingabeparameter“ erscheint auf dem Monitorbildschirm, wie in Abb. 7.
Im Abschnitt „Netzfrequenz“ (Netzfrequenz) stellen wir 50 Hz ein, im Abschnitt „AC-Eingangsbereich“ (Eingangswechselspannungsintervall) mit dem Schieberegler oder nachdem wir den Cursor im entsprechenden Fenster platziert haben – durch Eingabe über die Tastatur – stellen wir die Mindestspannung ein (Mindestspannung) und Maximalspannung (Höchstspannung), die erste – mit einer Genauigkeit von 5 V, die zweite –10 V. Sie können jede der Spannungen über die Tastatur mit einer Genauigkeit von 1 V einstellen. Bei den meisten Geräten ist die Als zulässige Änderung der Netzspannung gelten -10...+5 % des Nennwertes oder nach Rundung in Richtung Erhöhung des Intervalls - 195...240 V. Sie können das Intervall etwas weiter einstellen, aber auf jeden Fall sollte nicht standardmäßig eingestellt bleiben, denn je größer es ist, desto strenger sind die Anforderungen an die verwendete Elementbasis. Dann gehen wir im selben Fenster zum Abschnitt „Eingangswelligkeit“ (Welligkeitsamplitude der Eingangsspannung) und stellen den erforderlichen Wert ein. Die Kapazität des Netzgleichrichter-Filterkondensators und die Amplitude der Ausgangsspannungswelligkeit hängen von diesem Parameter ab, der wiederum auch vom Laststrom und von der Kapazität des Ausgangsfilterkondensators abhängt. Der akzeptable Welligkeitswert beträgt 10...30 V. Stellen Sie 30 V ein und klicken Sie auf die Schaltfläche „Fertig“ – fertig (Sie können die Schaltfläche „Abbrechen“ verwenden, um die vorgenommenen Änderungen bei Bedarf zu verwerfen). Das Fenster „Eingabeparameter“ wird automatisch geschlossen und das System nimmt einige Anpassungen vor: Beispielsweise ändert sich die Kapazität des Netzgleichrichter-Filterkondensators. In der nächsten Entwurfsphase fahren wir mit der Einstellung der Betriebsumwandlungsfrequenz und der Vorauswahl des Schalttransistors fort, wofür wir die VIPer-Taste drücken. Rufen Sie im angezeigten Fenster VIPer- und Regulierungsparameter (Abb. 8) im Fenster Wählen Sie Ihren VIPer die Dropdown-Liste der Produkte auf und wählen Sie VIPer 100A aus. Direkt unter dem Namen werden nun die Hauptparameter angezeigt: Rdson: 2,8 Ohm (Widerstand des Drain-Source-Bereichs im eingeschalteten Zustand); Idlim: 3,0 A (Drain-Strombegrenzung); Vdmax: 700 V (maximale Drain-Spannung). Im Abschnitt „Around VIPer“ bleibt der Wert der reflektierten Spannung vom System festgelegt und die Schaltfrequenz ist auf 30 kHz eingestellt. Dadurch werden Verluste reduziert und auf knappe Teile verzichtet. Um die Größe des Transformators zu minimieren, ist es jedoch besser, eine höhere Frequenz zu verwenden – bis zu 100 kHz. Der Abschnitt „Verordnung“ bleibt inaktiv und kann nicht bearbeitet werden. Dies kann nur nach Einführung eines sekundären Regelkreises erfolgen. Klicken Sie auf die Schaltfläche „Fertig“. Das Fenster wird automatisch geschlossen.
Gehen Sie danach auf die grüne Out-Schaltfläche. Fahren Sie im sich öffnenden Fenster „Parameter Hauptausgang“ (Parameter der Hauptausgangsspannungsquelle) (Abb. 9) mit der Bearbeitung des Abschnitts „Ausgangsleistung“ fort: Stellen Sie im Fenster „Spannung“ 27 V ein; im aktuellen Fenster wählen wir 3 A; Im Fenster „Minimaler Strom“ belassen wir das Programm auf 0 mA eingestellt, was die Fähigkeit zum Betrieb im Leerlaufmodus voraussetzt.
Bearbeiten Sie als Nächstes den Abschnitt „Ausgabetyp“ (Ausgabefilter). Sie können den standardmäßigen Self U-förmigen LC-Filter installiert lassen. Wenn Sie Direkt auswählen (ein Filter ist ein parallel zur Last geschalteter Kondensator), ist möglicherweise ein sehr großer Kondensator erforderlich. Bei Auswahl von Vreg (Spannungsregler) wird am Ausgang zusätzlich ein integrierter linearer Spannungsregler eingebaut. In diesem Fall müssen Sie den Dropout-Wert (Spannungsabfall am Stabilisator) angeben. Zur Auswahl stehen Standard (Standard), Low Dropout (niedrig) und Semi-Low Dropout (mittel). Überlassen Sie den Ausgabefilter „Selbst“. Fahren wir mit der Bearbeitung des Welligkeitswerts der Ausgangsspannung fort – dem Abschnitt „Ausgangswelligkeit“: Stellen Sie im Fenster „First Cell Ripple“ (Welligkeit in der ersten Stufe) 0,3 V und „Second Cell Ripple“ (Welligkeit in der zweiten Stufe) auf 0,1 V ein. Nach all dem Um die obigen Manipulationen durchzuführen, klicken Sie auf die Schaltfläche „Übernehmen“. Das Programm berechnet sofort die Parameter der Ausgangsschaltkreiselemente und präsentiert die Berechnungsergebnisse für die Gleichrichterdiode: Vdrop: 906 mV – Vorwärtsspannungsabfall, Vrmax: 150 V – maximale Sperrspannung (leider war zu diesem Zeitpunkt ein Software-Rendering-Fehler vorhanden). Beim Schreiben können Sie nur den oberen Teil der Pixel des angegebenen Elements sehen), Ploss: 3 W - Verluste an der Diode; Spezifikation Max@125 °C – Parameter der STPR520-Diode bei der angegebenen Temperatur: Vf: 990 mV – Durchlassspannungsabfall, If: 5 A – zulässiger Durchlassstrom, Vr: 200 V – maximale Sperrspannung; Ir: 50 uA bei 25 °C – maximaler Rückstrom bei der angegebenen Temperatur. Anhand des Nachschlagewerks wählen wir ein nahes inländisches Analogon von KD213B aus. Es ist zu beachten, dass aufgrund der vom Mäander stark abweichenden Form der Impulsspannung die Gleichrichterdiode, die an der Bildung einer relativ niedrigen Spannung von 27 V beteiligt ist, eine deutlich höhere Sperrspannung erfährt – etwa 150 V – und berücksichtigen Sie diese Tatsache bei der Auswahl der Dioden. Klicken Sie nach Abschluss dieser Entwurfsphase auf die Schaltfläche „OK“ des geöffneten Parameter-Hauptausgabefensters, woraufhin es geschlossen wird. Und der letzte Entwurfsschritt ist mit der Bearbeitung der Parameter des Impulstransformators verbunden. Klicken Sie auf die graue Transformer-Schaltfläche, woraufhin sich das Transformer Design-Fenster öffnet, wie in Abb. 10.
Das Fenster enthält zwei Hauptabschnitte: Transformatorparameter und Transformatorausblick, deren Inhalt dem Transformator entspricht, dessen Größe im Abschnitt Kerngröße angegeben ist. Das Programm verwendet die minimal zulässige Magnetkerngröße gemäß dem standardmäßigen Verlustbewertungskriterium „Temperaturanstieg“ im Abschnitt „Kernauswahlkriterien“. Gegenüber diesem Kriterium befindet sich ein Kontrollkästchen, in einer Zeile werden dessen Werte angezeigt: Ziel 40°С (zulässig) und tatsächlich 34,8°С (tatsächlich). In diesem Fall entsprechen die Werte des Nebenkriteriums Verlustleistung Soll 2 %, Ist 2,2 %. Letzteres wird als Überschreitung der festgelegten Norm im Fenster auf rotem Hintergrund angezeigt. Wenn Sie das zweite Kriterium als Hauptkriterium auswählen (verschieben Sie das Kontrollkästchen neben seinem Namen) und dann auf die Schaltfläche „Übernehmen“ klicken, ändern sich die Transformatorparameter sofort Im Fenster „Geometrie“ des Abschnitts „Kerngröße“ werden die Abmessungen jeder Platte in der folgenden Reihenfolge angezeigt: Breite/Höhe/Dicke E36/18/11 E-Serie (Geometrie für die E-Serie – ein ausländisches Analogon von W-förmigen Platten) . Das heimische Analogon W 10x10 hat nahezu die gleichen Abmessungen. Wenn Sie es verwenden, können Sie mit dem nächsten Abschnitt fortfahren. Wenn ein solcher Magnetkern nicht verfügbar ist, aber ein Ш12x20x21 aus M3000NMS2-Ferrit vorhanden ist, der in Netzteilen für 3(4) USCT-Fernseher und andere verwendet wird, ist eine Neuberechnung der Transformatorparameter erforderlich. Aktivieren Sie dazu im Abschnitt „Kerngröße“ das Kontrollkästchen im Fenster „Fest“ und klicken Sie auf die Schaltfläche „Bearbeiten“. Anschließend erscheint das Fenster „Kerngröße“ (Abb. 11).
Die Form des Magnetkerns der E-Serie lassen wir unverändert (bei Bedarf können Sie im selben Fenster einen anderen Magnetkern aus der bereitgestellten Liste auswählen, zum Beispiel die RM10-Serie). Wählen Sie als Nächstes im Fenster „Geometrie“ eine Standardgröße aus, die der vorhandenen E42/21/20 ähnelt. Klicken Sie auf die Schaltfläche „OK“. Anschließend wird das Fenster „Kerngröße“ geschlossen. Jetzt können Sie im Abschnitt Kerngröße die Parameter des ausgewählten Magnetkerns ablesen: Ae 236 mm2 (Querschnittsfläche); Le 98 mm (durchschnittliche Magnetlinienlänge); Lm 85 mm (durchschnittliche Spulenlänge); B 200 mm2 (Fensterquerschnittsfläche); Ve 23100 mm3 (Magnetkernvolumen). Bitte beachten Sie: Nach der Vergrößerung verschwand das rote Banner, das dem Nicht-Hauptkriterium „Verlustleistung“ entspricht – zuvor überstieg der tatsächliche Wert von 2,2 % den erforderlichen Wert, jetzt ist er wieder auf den Normalwert zurückgekehrt und liegt bei 1,4 %. Kommen wir zum Inhalt des Abschnitts „Kernmaterial“ (Magnetkernmaterial). Standardmäßig bietet das Programm: Typ N27, Lieferant SIEMENS (Ferritmarke N27 von SIEMENS). Beim Vergleich seiner Parameter mit den im Nachschlagewerk [3000] angegebenen Eigenschaften der inländischen M2NMS8-Ferrite stellen wir fest, dass sie gut übereinstimmen. Wenn Sie einen anderen Ferrit verwenden müssen, sollten Sie das Kontrollkästchen im Fenster „Benutzerdefiniert“ aktivieren und auf die Schaltfläche „Bearbeiten“ klicken. Anschließend erscheint das Fenster „Transformator Core Material“, wie in Abb. 12.
Hier können Sie den Hersteller und die Marke des Ferrits auswählen, dessen Parameter im selben Fenster angezeigt werden. Es ist wichtig zu beachten, dass der Wert des Primärinduktivitätsparameters (siehe Abb. 10) unabhängig von der Wahl des Ferrits unverändert bleibt. Wenden wir uns dem Abschnitt Transformer Outlook (Transformator-Ausgangsparameter) zu, der Informationen über die Transformatorwicklungen enthält. Jetzt können Sie sie umschreiben (oder auf einem Drucker ausdrucken, es gibt eine solche Option) und mit der praktischen Umsetzung beginnen. Einige Berechnungsfehler werden wie jeder andere destabilisierende Faktor von den automatischen Steuereinheiten des PWM-Controllers ausgeglichen, was jedoch den Stabilitätsspielraum des SMPS für andere störende Einflüsse verringert. Daher ist es immer noch besser, sich die Zeit zu nehmen und die Ergebnisse des computergestützten Designs so anzupassen, dass sie den realen Ergebnissen so nahe wie möglich kommen. KORREKTUR DER DESIGNERGEBNISSE Wenden wir uns wieder dem Transformer Design-Fenster zu, das in Abb. zehn. Im Abschnitt „Drahtauswahl paralleler Leiter“ belassen wir das standardmäßige Kontrollkästchen des Programms beim Element „Einzeldraht“, was der Verwendung einzelner Leiter in der Wicklung entspricht. Wenn Sie den Punkt //Drähte (Parallelleiter) auswählen und im entsprechenden Fenster die vom System installierten 10 Leiter je nach Betriebsfrequenz auf eine andere geschätzte Anzahl korrigieren, berechnet das Programm die Transformatorwicklungen mit neuen Anfangswerten neu. Es ist möglich, für alle Wicklungen Leiter gleichen Durchmessers zu verwenden. Aktivieren Sie dazu einfach das Kontrollkästchen im Fenster „Einzeldurchmesser“ und klicken Sie auf die Schaltfläche „Übernehmen“. Wir beschränken uns auf die Verwendung von Einzelleitern unterschiedlicher Durchmesser. Jetzt können Sie im Abschnitt „Transformer Outlook“ Referenzinformationen zu allen Wicklungen lesen: Eingang AWG20 75T 1W (Primärdraht Nr. 20 gemäß AWG-Standard, 75 Windungen Einzeldraht), Hilfsdraht AWG42 13T 1W (Hilfsdraht Nr. 42). , 13 Windungen), Out AWG 13 26T 1W (Ausgang – Draht Nr. 13, 26 Windungen). Um den Drahtdurchmesser in Millimetern herauszufinden, gehen Sie zum Abschnitt AWG-Details und klicken Sie auf eine der drei farbigen Schaltflächen, deren Farbe der Farbe der Wicklungen entspricht. Der entsprechende Name der Wicklung erscheint in der Kopfzeile der AWG-Details und ihre geometrischen und elektrischen Parameter werden darunter angezeigt. Zum Beispiel für Hilfswicklung (Aux) Ø64 um Iso 76 um; Rdc=6,9 R; Rac = 6,9 R (Durchmesser – 64 µm = 0,064 mm, mit Isolierung – 0,076 mm; Gleichstromwiderstand – 6,9 Ohm; Wechselstromwiderstand – 6,9 Ohm). Der Abschnitt „Transformatornutzung“ enthält grundlegende Standards, die einige der Reserven charakterisieren, die beim Entwurf eines Transformators bereitgestellt werden müssen. Dazu gehören die Window Factor Utilization (Füllfaktor des Fensterabschnitts), die standardmäßig 80 % nicht überschreiten sollte, und die Bsat Margin (Marge für maximale Induktion im Magnetkreis) relativ zur Induktion im Sättigungsmodus Bsat 380 mT – nicht weniger als 25 %. Der berechnete Wert der magnetischen Induktion der Flussdichte 116 mT beträgt nur etwa 30 % des maximal möglichen Werts, d. h. der Spielraum beträgt 70 %, und der erforderliche Spielraum wird eingehalten. Eine solch geringe magnetische Induktion ist auf den hier angegebenen nichtmagnetischen Luftspalt von 2,28 mm zurückzuführen. Gemäß dem Entwurfsalgorithmus berechnete das Programm, dass die Induktivität der Primärwicklung 0,73 mH betragen sollte. Wenn Sie jedoch kritisch mit den Entwurfsergebnissen umgehen, müssen Sie den Fehler in den Berechnungen im Voraus berücksichtigen. Nachschlagewerke zu Ferritprodukten weisen darauf hin, dass deren elektromagnetische Parameter um ±25 % von den angegebenen Werten abweichen können. Daher ist es besser, sich nicht auf den Zufall zu verlassen und den Komplex destabilisierender Faktoren nicht mit zusätzlichen Störeinflüssen zu überlasten, sondern die Entwurfsergebnisse zu korrigieren. Dies betrifft zunächst die Induktivität der Primärwicklung des Transformators. Da einem Funkamateur bei der Entwicklung eines SMPS möglicherweise ein Magnetkreis mit einem nichtmagnetischen Spalt zur Verfügung steht, der vom berechneten abweicht. Dieser Umstand weist auch darauf hin, dass die tatsächliche Induktivität der Primärwicklung berücksichtigt werden muss. Bekannte mathematische Formeln ermöglichen keine hochgenaue Berechnung der Induktivität der Primärwicklung, da sie den starken Einfluss des nichtmagnetischen Spalts auf die effektive magnetische Permeabilität des Magnetkernmaterials nicht berücksichtigen. Daher ist es am einfachsten, eine Testwicklung mit der Windungszahl wtest auf einen vorhandenen Magnetkreis zu wickeln. Messen Sie seine Induktivität Lprobe und berechnen Sie dann die Anzahl der Windungen w, die für eine gegebene Induktivität L erforderlich sind: w = wprobe√ L/L-Proben. Es ist offensichtlich, dass die Induktivität der Wicklung nur sehr wenig vom Durchmesser des Leiters abhängt. Es kann vorkommen, dass dem Funkamateur nicht das für das System erforderliche Sortiment an Wickeldrähten zur Verfügung steht, sondern ein Satz Drähte mit einem anderen Durchmesser, aus denen ein Transformator hergestellt werden kann. Für die Primärwicklung empfiehlt das Programm beispielsweise die Verwendung eines Drahtes mit einem Durchmesser von 0,812 mm. Darüber hinaus können Sie bei einer Wandlungsfrequenz von 30 kHz das Programm nicht „erzwingen“, auf parallele Leiter umzuschalten. Bei den meisten Impulstransformatoren für Fernsehnetzteile bestehen die Wicklungen jedoch aus mehreren parallelen Leitern. Lassen Sie uns diesen Vorgang außerhalb des computergestützten Designsystems durchführen. Aus der Bedingung der Gleichheit der Seitenfläche, die dem Umfang von Einzel- und Parallelleitern entspricht, bestimmen wir deren Durchmesser: d2 = d1/2 -0,41 mm. Die Induktivität der Primärwicklung des Transformators, die 26 Windungen aus zwei PEV-2 0,41-Leitern enthält, die auf einen Magnetkern aus Transformatorplatten Ш12x20x21 mit einem nichtmagnetischen Spalt am Mittelstab von 2,4 mm gewickelt sind, war gleich 103 μH. Um die erforderliche Induktivität von 730 µH zu erreichen, muss die Wicklung aus etwa 70 Windungen bestehen. Passen wir die vom Programm empfohlenen übrigen Wicklungen proportional an: w2 = (70/75)·13 -12 Windungen; wvyx = (70/75) 26 - 24 Umdrehungen. Die tatsächliche Induktivität der Primärwicklung eines gemäß den angegebenen Parametern hergestellten Transformators beträgt ungefähr 770 μH, was gut mit der Berechnung übereinstimmt. Für die Ausgangswicklung empfiehlt das Programm die Verwendung eines Drahtes mit einem Durchmesser von 1,8 mm, wobei der Wicklungswiderstand für Gleichstrom 25 mOhm und für Wechselstrom 38 mOhm beträgt. Leider stand dem Autor der benötigte Draht nicht zur Verfügung, so dass er durch einen vorhandenen Draht mit einem anderen Durchmesser – 1,5 mm – ersetzt werden musste. Der unvermeidliche Anstieg des Wicklungswiderstands und der entsprechende Rückgang der Ausgangsspannung müssen durch eine Erhöhung der Windungszahl um 25 ausgeglichen werden. Ein erheblicher Spielraum für den berechneten Temperaturanstieg des Transformators (15,5 ° C gegenüber den zulässigen 40 ° C) ergibt sich berechtigt, auf die Gültigkeit einer solchen Anpassung zu hoffen. Zum Abschluss der Berechnung des Transformators ermitteln wir die Zusatzspannung Uadd = (70/25) 27 = 75,6 V und unter Berücksichtigung des Wirkungsgrads - 81,6 V, was sehr nahe an der vom Programm eingestellten und damit am VIPer liegt Fenster (siehe Abb. 8) Sie müssen nicht zurückkommen. Wir wenden uns der Wahl eines Schalttransistors zu. Klicken Sie in der DS-Symbolleiste auf die Schaltfläche „Wellenform“ (Oszillogramm), woraufhin das in Abb. 13, bei dem wahlweise bis zu vier verschiedene SMPS-Parameter gleichzeitig beobachtet werden können.
Wir verlassen die beiden vom System angebotenen Fenster zum Betrachten von Oszillogrammen und zeigen im ersten Fenster die Abhängigkeit Idrain = f(Vin)@Pmax (Abhängigkeit des Drain-Stroms von der Eingangsspannung bei maximalem Stromverbrauch) und im zweiten Fenster an - Vdrain = f(Vin)@Pmax (Abhängigkeit der Drain-Spannung von der Eingangsspannung bei maximalem Stromverbrauch). Durch Ändern der Eingangsspannung mithilfe des Schiebereglers in der Bildlaufleiste können Sie die Art der Transformation der angegebenen Parameter erkunden. Aus diesen Diagrammen können wir folgende Schlussfolgerungen ziehen: Bei allen zulässigen Änderungen der Netzspannung und der Lastparameter arbeitet das entworfene Schaltnetzteil im intermittierenden Strommodus – dies wird zusätzlich durch die Beschriftung in der oberen rechten Ecke der Fenster mit Oszillogrammen belegt; die Amplitude des Drainstroms des Schalttransistors bei maximaler Netzspannung beträgt 2,7 A; bei minimaler Spannung bleibt die Stromamplitude gleich und das Tastverhältnis der Schaltimpulse steigt von 0,18 auf 0,24; die maximale Spannung am Drain des Transistors (bei maximaler Netzspannung) erreicht 640 V. Die erhaltenen Ergebnisse lassen den Schluss zu, dass es für das entworfene SMPS zulässig ist, einen Feldeffekttransistor KP707V2 oder einen anderen zu verwenden, dessen maximaler Drain-Strom 4 A und die maximale Drain-Source-Spannung 700 V beträgt. Um die Ergebnisse des computergestützten Entwurfs von SMPS zu erhalten, genügt es, auf die Schaltfläche „Stückliste“ (Bill Of Materials – Liste der Elemente) in der DS-Symbolleiste zu klicken (siehe Abb. 6), woraufhin das Fenster „Stückliste“ angezeigt wird erscheinen (Abb. 14). Wenn die Liste der Elemente gedruckt werden muss, klicken Sie auf die Schaltfläche Drucken.
Erinnern wir uns daran, dass die Berechnung für ein VIPer-kommutierbares SMPS durchgeführt wurde, tatsächlich jedoch auf Basis eines UC3842-PWM-Controllers aufgebaut ist. Trotz aller Gemeinsamkeiten und Gemeinsamkeiten gibt es dennoch einen wesentlichen Unterschied, der auf keinen Fall ignoriert werden darf. Dies liegt daran, dass im ersten Fall der Frequenzeinstellwiderstand direkt an die Stromversorgung der Mikroschaltung +15 V und im zweiten Fall an die interne Quelle stabilisierter Spannung +5 V angeschlossen ist Um die erforderliche Frequenz der Schaltimpulse f = 30 kHz bei einem durchschnittlichen Tastverhältnis D = (0,18 + 0,24)/2 = 0,21 sicherzustellen, ist es notwendig, die Nennwerte des frequenzeinstellenden RC-Gliedes anzupassen. Die Oszillatorfrequenz im UC3842-Chip wird abhängig von den Nennwerten der RC-Schaltung durch das Verhältnis f-1,72/RC bestimmt. Die Zeit tOFF, während der der Schalttransistor ausgeschaltet bleibt (siehe Abb. 1), hängt mit der Pulsperiode T und dem Tastverhältnis D über die Gleichung tOFF = T(1-D) zusammen. Andererseits wird diese Zeit auch durch die Parameter der RC-Schaltung bestimmt: tOFF = RCIn[(0,00063R-2,7)/(0,00063R-4)]. Wenn wir diese Formeln einsetzen und dann die letzte Gleichung potenzieren, erhalten wir die Gleichung R = {2,7-4exp[(1-D)/1,72]}/ /{0,00063[1-exp[(1-D)/1,72 ,XNUMX]] }. Basierend auf dem erforderlichen durchschnittlichen Tastverhältnis D = 0,21 erhalten wir R = 9,889 kOhm und C = 5798 pF. Möglicherweise zeigt ein versuchsweises Einschalten der SMPS, dass einige Anpassungen erforderlich sind. Um eine signifikante Abweichung der Frequenz und des Tastverhältnisses der Schaltimpulse von den berechneten zu beseitigen, empfehle ich die Verwendung eines digitalen Messgeräts zur Auswahl eines Widerstands und eines Kondensators die erforderlichen Werte. Das entwickelte Gerät kann beispielsweise durch Hinzufügen einer Synchronisierung der Betriebsfrequenz des PWM-Controllers mit einer externen Impulsspannungsquelle, einer Fernabschaltung des SMPS, einer sekundären Ausgangsspannungssteuerschaltung und eines „sanften“ Starts unter Verwendung von Molybdän-Permalloy verbessert werden sowie moderne GAMMAMET-Magnetkerne [9]. Literatur
Autor: S. Kosenko, Woronesch
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