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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Stabilisierte Stromversorgung UMZCH. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Netzteile Moderne UMZCHs mit einer beeindruckenden Spitzenausgangsleistung, die teilweise bis zu 200 W erreicht, stellen recht hohe Anforderungen an ihre Stromquelle. Sie benötigen in der Regel eine bipolare Spannung von 2 x (30...40) V mit einem Spitzenstrom von bis zu 10 A in jedem Arm. Typischerweise werden im Gleichrichter Glättungskondensatoren mit hoher Kapazität verwendet, die bis zu 20000 μF oder mehr erreichen. Aber selbst bei ihnen erreichen die gleichgerichteten Spannungsabfälle bei Spitzenlaststrom 2 bis 3 V, was erfordert, dass der UMZCH über einen hohen Unterdrückungsfaktor für die Welligkeit der Versorgungsspannung verfügt. Der Autor schlägt vor, das UMZCH-Netzteil mit einem Stabilisator auszustatten, der die erforderliche Qualität der Versorgungsspannung gewährleistet. In letzter Zeit werden bei Amateur-UMZCH-Designs zunehmend ein Gleichrichter und ein Block von Hochleistungskondensatoren auf der Verstärkerplatine platziert, wodurch die Länge der Verbindungsdrähte und der Spannungsabfall über ihnen reduziert werden. Manchmal wird von der Stromversorgung verlangt, dass beim Einschalten die Spannung an ihren Ausgängen gleichmäßig ansteigt (der sogenannte „Sanftanlauf“). Wenn verschiedene Notfallsituationen auftreten, beispielsweise ein Kurzschluss in der Last des UMZCH, eine Fehlfunktion seiner Ausgangstransistoren und andere Überlastungen, muss die Stromversorgung des UMZCH automatisch abgeschaltet werden. Mit dem vorgeschlagenen Versorgungsspannungsstabilisator können Sie alle diese Probleme lösen. Wichtigste technische Merkmale
Der Entwurf basierte auf einem Gerät aus dem Artikel „UMZCH Supply Voltage Stabilizer“ von V. Oreshkin („Radio“, 1987, Nr. 8, S. 31), dessen Diagramm in Abb. dargestellt ist. 1. Trotz seiner Einfachheit und hohen technischen Daten (Stabilisierungskoeffizient über 1000, automatische Abschaltung bei Kurzschluss des Ausgangs, Möglichkeit der Montage von Leistungstransistoren direkt auf einem Kühlkörper ohne Dichtungen) weist dieser Stabilisator auch einige Nachteile auf. Bei einem hohen Laststrom startet es instabil, und der Strom bei geschlossenem Ausgang ist nicht standardisiert und hängt von den Übertragungskoeffizienten der verwendeten Transistoren ab, was manchmal zu deren Ausfall führt.
In der letzten Zeit sind neue elektronische Komponenten aufgetaucht und leistungsstarke Feldeffekttransistoren verfügbar geworden, was den Autor dazu veranlasste, mit einem Computermodell des von V. Oreshkin vorgeschlagenen Geräts, das im LTspice IV-Simulator erstellt wurde, zu experimentieren und es zu verbessern Es. Die als Ergebnis solcher Experimente entstandene Stromversorgungsschaltung ist in Abb. dargestellt. 2.
Zunächst wurde die Stabilisator-Triggerschaltung geändert und die Bipolartransistoren durch Feldeffekttransistoren ersetzt. Aus dem Diagramm in Abb. In 1 ist zu erkennen, dass der Transistor VT2 durch den Widerstand R3 mit einem Widerstandswert von 470 Ohm überbrückt wird, durch den der anfängliche Ladestrom des Kondensators C2 fließt. Bei geringer Last beginnt die Ausgangsspannung anzusteigen, bis der Stabilisator in den Stabilisierungsmodus wechselt. Wenn der Laststrom kleiner als I=U istO/R3=19/470=40 mA, wenn der Transistor VT2 praktisch geschlossen ist, laufen alle Wellen der gleichgerichteten Spannung über den Widerstand R3 zum negativen Zweig. Wenn der Lastwiderstand niedrig ist, reicht der Strom durch diesen Widerstand möglicherweise nicht aus, um den Stabilisator normal zu starten, oder er startet überhaupt nicht. In der neuen Version besteht die Auslöseschaltung aus einer Zenerdiode VD11 und einem Widerstand R22 in einem Arm und VD12 mit R23 im zweiten (aus Symmetriegründen). Wenn während des Schaltvorgangs die Spannung an den Glättungskondensatoren C7-C10 einen Wert erreicht, der der Stabilisierungsspannung der Zenerdioden VD11 und VD12 entspricht, beginnen die Transistoren VT 11.1 und VT11.2 zu öffnen. Anschließend öffnen sich die Leistungstransistoren VT9 und VT10. Die Spannung am Ausgang des Stabilisators steigt und die Spannung zwischen Source und Drain der Transistoren VT9 und VT10 nimmt ab. Wenn die Spannung an den Zenerdioden VD11 und VD12 unter ihre Stabilisierungsspannung fällt, stoppt der Strom durch diese Zenerdioden. Darüber hinaus beeinträchtigen sie nicht die Funktion des Stabilisators. Selbst bei einem Laststrom von 9 A ist diese Startmethode zuverlässig. Der minimale Laststrom liegt nahezu bei Null. Die Ausgangsspannung des positiven Zweigs des Stabilisators ist gleich der Summe der Stabilisierungsspannungen der Zenerdioden VD13, VD15 und der Abschaltspannung des Transistors VT11.1 und des Minuszweigs bzw. der Zenerdioden VD14. VD16 und der Transistor VT11.2. Um den Stabilisator reibungslos zu starten, reichte es aus, die Zenerdioden VD13-VD16 mit den Kondensatoren C23-C26 zu umgehen. Die Änderungsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung vor Beginn der Stabilisierung entspricht der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit an diesen Kondensatoren. Bei den im Diagramm angegebenen Elementwerten beträgt die Zeit, die der Stabilisator benötigt, um in den Modus zu gelangen, etwa 360 ms. Oszillogramme des Startvorgangs, die mit einem Computermodell erstellt wurden, sind in Abb. dargestellt. 3.
Um die Verlustleistung der Transistoren VT9 und VT10 zu reduzieren, sind die Sources der Transistoren VT 11.1 und VT 11.2 nicht mit einem gemeinsamen Draht, sondern mit den Verbindungspunkten von Zenerdioden und Widerständen (VD15, R29 bzw. VD16, R30) verbunden. Daher sind die Source-Potentiale der Transistoren VT11.1 und VT11.2 gleich der Stabilisierungsspannung der entsprechenden Zenerdioden (6,2 V im Absolutwert). Dadurch können Sie die Steuerspannung an den Gates der Transistoren VT9 und VT10 nicht wie im Prototyp auf 0 V, sondern auf plus oder minus 6 V ändern. In diesem Fall weist die Spannung zwischen Source und Drain dieser Transistoren Welligkeit auf Spitzen können auf 3 V und darunter abfallen, ohne dass der Stabilisierungsmodus verlassen wird. Dies wird durch die durch Computermodellierung erhaltenen Oszillogramme in Abb. veranschaulicht. 4. Grün – Spannung an der Source des Transistors VT10, blau – Spannung an seinem Gate, rot – Spannung an der Source des Transistors VT11.2 (6,2 V), blau – Laststrom des negativen Zweigs. Es ist ersichtlich, dass die Spannung am Gate des Transistors VT10 etwa in der Mitte zwischen der Spannung an seiner Source und der Spannung an der Source des Transistors VT11.2 liegt und manchmal unter 3 V fällt.
Dem Stabilisator wurde ein Auslösestromschutz hinzugefügt, der ausgelöst wird, wenn der Laststrom eines beliebigen Zweigs des Stabilisators 11 A überschreitet. Er basiert auf den Transistoren VT3, VT5, VT7 im positiven Arm und VT4, VT6, VT8 im negativer Arm. Stromsensoren sind Widerstände R11-R14, die paarweise parallel geschaltet sind. Der Schutz wird ausgelöst, wenn die Spannung an einem beliebigen Widerstandspaar um mehr als 0,5...0,6 V abfällt, was einem durch sie fließenden Strom von 11...12 A entspricht. Bei Erreichen dieser Schwelle öffnen sich die Transistoren der Triggerzellen VT3VT5 bzw. VT4VT6 und dementsprechend die Transistoren VT7 und VT8 lawinenartig. Letztere überbrücken nach dem Öffnen die Zenerdioden VD13 und VD14 und reduzieren dadurch die Ausgangsspannung stark. Die Widerstände R21 und R24 begrenzen den Kollektorstrom der Transistoren beim Entladen parallel zu den Zenerdioden geschalteter Kondensatoren. Die LEDs HL1 und HL2 in den Basiskreisen der Transistoren VT7 und VT8 signalisieren, dass der Schutz ausgelöst hat. Der durch sie fließende Strom überschreitet 6 mA nicht. Die Kondensatoren C19 und C20 bilden zusammen mit den Widerständen R17 und R18 Tiefpassfilter, die die Störfestigkeit des Schutzsystems erhöhen. Es ist unerwünscht, die Werte dieser Kondensatoren über 4700 pF zu erhöhen, da dies die Reaktionszeit des Schutzes und die Spitzenströme durch die Transistoren VT9 und VT10 erhöht. Damit der Schutz gleichzeitig in beiden Zweigen des Stabilisators funktioniert, erfolgt die Kommunikation zwischen den Triggerzellen über die Kondensatoren C21 und C22. Nach Auslösen des Schutzes bleiben die Transistoren VT9 und VT10 geschlossen, bis das Gerät von der Stromversorgung getrennt wird. Die Transistoren der Triggerzellen schließen und die LEDs HL1 und HL2 erlöschen erst, nachdem die Glättungskondensatoren C7-C10 entladen sind. Ein Problem besteht weiterhin darin, eine schnelle Entladung der Glättungskondensatoren nach dem Abschalten sicherzustellen. Es wird durch Knoten an den Transistoren VT1 und VT2 gelöst, die in beiden Kanälen identisch sind. Daher betrachten wir nur den Knoten, der im positiven Kanal installiert ist. Wenn das Gerät an das Netzwerk angeschlossen ist, wird der Kondensator C17 über die Diode VD9 auf eine Spannung aufgeladen, die ungefähr der Amplitude der Spannung entspricht, die von Wicklung II des Transformators T1 kommt. Der Kondensator C15 wird über den Widerstand R5 geladen und über die Dioden VD3, VD4 und die Diodenbrücke VD1 entladen. Das Gate-Potential des Transistors VT1 wird gleich dem Potential seiner Source oder sogar etwas niedriger, sodass der Transistor geschlossen ist. Der geschlossene Zustand des Transistors VT1 bleibt so lange erhalten, wie die Versorgungsspannung anliegt. Nach dem Ausschalten schließen die Dioden VD3 und VD4. Dank des Widerstands R5 erhöht sich die Gate-Source-Spannung des Transistors auf die Stabilisierungsspannung der Zenerdiode VD7. Nach dem Öffnen verbindet der Transistor VT1 die Widerstände R3 und R7 parallel zu den Kondensatoren C7 und C8 und beschleunigt so deren Entladung. Bei einem Spitzenwert des Entladestroms von 10 mA reduziert sich die Entladedauer auf 20...780 s, was für die verwendeten Transistoren durchaus akzeptabel ist. In Abb. Abbildung 5 zeigt eine Zeichnung von Leiterplattenleitern mit den Maßen 175x80 mm, auf denen das beschriebene Netzteil montiert wurde. Es besteht beidseitig aus 1,5 mm starker Glasfaserfolie. Die Dicke der Folie beträgt mindestens 50...70 Mikrometer, besser 110 Mikrometer. Die Platzierung der Teile auf der Platine ist in Abb. dargestellt. 6, sein Aussehen ist in Abb. 7. Die Transistoren VT9 und VT10 werden auf der bedingten Unterseite der Platine montiert und am Kühlkörper befestigt. Auf der Platine befinden sich Löcher für den Zugang zu den Schrauben, mit denen die Transistoren befestigt sind.
Grundsätzlich werden oberflächenmontierte Widerstände der Größe 0805 und die Widerstände R27-R30 der Größe 2512 (Leistung 1 W) verwendet. Widerstände R1-R4, R7, R8 – MLT oder ähnliche importierte. Stromsensorwiderstände R11-R14 - KNP-100. Sie werden auf beiden Seiten der Platine installiert. Anstelle jedes Paars dieser Widerstände können Sie auch einen mit halbem Widerstand und einer Leistung von 1...2 W verwenden. Kondensatoren C1-C6, C8, C10-C14, C29, C30 - Metallfilm K73-17 für eine Spannung von mindestens 63 V oder deren importierte Analoga. Kondensatoren C19–C22 – Keramik für Oberflächenmontage, Größe 0805 oder 1206. Oxidkondensatoren C23–C26 – Tantal, Größe D oder E, C7 und C9 – Aluminium-Serie LS von Jamicon, C27, C28, C31, C32 – Aluminium-Serie RD von SAMWHA, der Rest sind K50-35 oder ähnlich importierte. Die Zenerdioden DL4751A und DL4735A können im MELF-Gehäuse durch andere mit einer Stabilisierungsspannung von 30 V ± 5 % bzw. 6,2 V ± 5 % ersetzt werden. Wenn keine GBJ2502-Diodenbrücken vorhanden sind, können Sie stattdessen andere mit einem Strom von 25 A und einer zulässigen Sperrspannung von mindestens 100 V installieren oder jede Brücke aus vier Einzeldioden mit Schottky-Barriere mit geeigneten Parametern zusammenbauen. Austausch von RS1B-Dioden – Dioden derselben Serie oder beliebige Dioden mit geringer Leistung und einer Sperrspannung von mindestens 60 V. Feldeffekttransistoren IRFD024 können durch andere N-Kanal-Transistoren mit isoliertem Gate und einer zulässigen Drain-Source-Spannung von 50...60 V ersetzt werden, zum Beispiel IRFZ24, IRFZ34, IRFZ44, die Leiterplatte muss jedoch ersetzt werden angepasst werden. Anstelle der Transistoren BSS63 und BSS64 in Überlastschutzgeräten dürfen beliebige allgemein verwendbare Bipolartransistoren mit geringer Leistung und entsprechender Struktur im SOT23-Gehäuse mit einer maximalen Kollektor-Emitter-Spannung von mindestens 50 V verwendet werden. Als Ersatz für die Transistoren IRF1405 und IRF4905 sollten Sie leistungsstarke Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate, höchster Geschwindigkeit und hoher Flankensteilheit wählen. Es ist außerdem erforderlich, dass sie über eine minimale Source-Gate-Schwellenspannung verfügen. Eine Mikroanordnung aus zwei Feldeffekttransistoren mit Kanälen unterschiedlicher Leitfähigkeitstypen IRF7343 kann durch FDS4897C oder FDS4559 ersetzt werden. Wenn Sie die Eingangs- und Ausgangsspannung des Stabilisators auf 30 V bzw. 27 V reduzieren, können Sie die Mikrobaugruppe IRF7319 verwenden. Die Transistoren dieser Mikrobaugruppen haben eine kleine Gate-Source-Schwellenspannung (ca. 1 V), deren Absolutwert nahezu identisch ist. Sie können natürlich separate Feldeffekttransistoren mit geringer Leistung und einer maximalen Drain-Source-Spannung von mindestens 45 V verwenden, aber in diesem Fall kann der Unterschied in der Ausgangsspannung der Stabilisatorarme größer werden. Bei einem korrekt zusammengebauten Gerät ist praktisch keine Einstellung erforderlich, dennoch empfiehlt es sich, das erste Einschalten mit einer Glühlampe mit einer Leistung von 40...60 W vorzunehmen, die in Reihe mit der Primärwicklung des Transformators T1 geschaltet ist. Beim Einschalten sollte es aufleuchten und dann erlöschen. Dann sollten Sie die Ausgangsspannung messen, sie sollte innerhalb von 35 ± 0,5 V liegen. Durch kurzes Kurzschließen des Ausgangs eines der Stabilisatorarme mit einem leistungsstarken 3-Ohm-Widerstand stellen Sie sicher, dass der Schutz aktiviert ist. Überprüfen Sie nach Wiederherstellung der Funktion des Stabilisators mit einem Oszilloskop, dass bei der Netzfrequenz keine sichtbaren Wellen in der Ausgangsspannung vorhanden sind. Nachfolgend finden Sie Oszillogramme realer Pulsationen der Ausgangsspannung eines Stabilisators, der an einem UMZCH mit einer Widerstandslast von 4,7 Ohm betrieben wird. Die gelbe Kurve darauf ist die Spannung am Ausgang des UMZCH, die blaue ist der Wechselanteil der Spannung am Ausgang des Stabilisators (zwischen den Punkten A und C oder B und C). Die Oszillogramme wurden unter folgenden Bedingungen aufgenommen: Reis. 8 - am UMZCH-Eingang liegt kein Signal an, der Ruhestrom des Verstärkers beträgt 0,25 A; Reis. 9 – UMZCH-Ausgangsspannungsamplitude – 25 V, Frequenz – 10 kHz, Welligkeitsbereich – weniger als 10 mV; Reis. 10 - Impulsamplitude am Ausgang von UMZCH - 20 V, Frequenz - 30 Hz.
Es ist zu beachten, dass der Transformator T1 über ausreichend Leistung verfügen muss, um einen maximalen Laststrom von 10 A bereitzustellen. Die Spannung an den Glättungskondensatoren der Gleichrichter sollte bei Laststromspitzen nicht unter 38 V fallen. Unter Berücksichtigung des Crest-Faktors der Musik Signal, das normalerweise nahe bei drei liegt, sollte die Leistung des Transformators für jeden Kanal des UMZCH etwa 200 W oder mehr betragen. Der Autor verwendete einen 180-W-Transformator an einem Ringkernmagnetkreis. Autor: M. Muravtsev
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