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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Kurzwellen-Transceiver URAL-84. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Zivile Funkkommunikation Der Transceiver ist für die Amateurfunkkommunikation im Kurzwellenbereich von 1,8...29 MHz ausgelegt. Art der Arbeit - Telefon (SSB) und Telegraf (CW). Der Transceiver besteht vollständig aus Halbleiterbauelementen und Mikroschaltungen, verfügt über eine eingebaute Digitalwaage (gemäß dem in dieser Sammlung veröffentlichten Diagramm des Funkamateurs V. Krinitsky (RA9CJL)) und ein eingebautes Netzteil. Der Transceiver ermöglicht den Anschluss eines externen GPA, der Funkkommunikation auf verschiedenen Frequenzen ermöglicht. Bei der Entwicklung des Transceivers wurde das Hauptaugenmerk auf hohe dynamische Parameter des Empfangspfades und gute ergonomische Eigenschaften des gesamten Transceivers gelegt. Das Fehlen eines HF-Verstärkers am Empfängereingang, die Verwendung eines hochpegeligen symmetrischen Mischers, ein rauscharmer und linearer ZF-Pfad ermöglichten die Bewältigung der ersten Aufgabe. Das zweite Problem wurde durch die Verwendung von nicht abstimmbaren Bandpassfiltern am Empfängereingang, einer elektronischen Bereichsumschaltung und dem "Senden-Empfangen"-Modus gelöst.
Der Transceiver (Abb. 1) wird nach dem Schema mit einer Frequenzumsetzung hergestellt. Die Wahl einer Zwischenfrequenz von 9100 kHz wird durch das Vorhandensein eines hausgemachten Quarzfilters bestimmt, der nach dem in der Zeitschrift Radio Nr. 1, 2 von 1982 beschriebenen Verfahren hergestellt wurde (es ist möglich, einen industriellen Quarzfilter der Typ FP2P-410-8,815 mit geringfügigen Änderungen im Schaltplan). Die gemeinsamen Knoten des Transceivers im Empfangs-Sende-Modus sind: Tiefpassfilter Z1, Bandpassfilter Z2, Mischer U1, reversible Anpassungsstufe A1, Smooth Range Generator G1, Quarzfilter Z3.
Die Verbindung von Knoten zum Empfangen oder Senden erfolgt über die Relaiskontakte K1, K2 sowie über den Schalter S1. Das Diagramm zeigt Knoten im Empfangsmodus. Das Signal vom Antenneneingang wird über die Tiefpassfilter Z1, den ATT-Stufendämpfer und die dreikreisigen Bandpassfilter Z2 dem symmetrischen Mischer U1 zugeführt. Derselbe Mischer wird von einem glatten lokalen Oszillator G1 mit Spannung versorgt. Das umgewandelte Signal durchläuft eine reversible Anpassungsstufe L/ und dann ein Quarzfilter Z3, wird durch Knoten A2 verstärkt und tritt in den Mischer U2 ein, wo es mit der Spannung von dem Referenz-Quarzoszillator G2 gemischt wird. Das NF-Signal vom Mischerausgang gelangt zum NF-Verstärker A3 und von diesem zum Lautsprecher BA1. Beim Umschalten von Empfangen auf Senden erfolgt die entsprechende Umschaltung von Funktionseinheiten. Dies geschieht entweder manuell oder per Sprachsteuerung. Das vom Knoten A4 verstärkte Signal des BFJ-Mikrofons geht zum Sprachsteuergerät A8, das wiederum den Schalter S1 steuert, sowie zum Mischer U3, der Spannung vom Referenzoszillator erhält. Das erzeugte DSB-Signal wird durch den Knoten A5 verstärkt, durchläuft ein Quarzfilter Z3, wo eine Zwischenfrequenzspannung von 9100 kHz mit einem oberen Seitenband ausgewählt wird, und tritt durch den Knoten A1 in den Mischer U1 ein, dessen anderer Eingang mit a versorgt wird glatte lokale Oszillatorspannung. Das Signal der durch die Bandpassfilter Z2 ausgewählten Betriebsfrequenz vom Ausgang des Mischers U2 wird dem Verstärker A6 zugeführt und dann, am Knoten A7 leistungsverstärkt, durch das Tiefpassfilter Z1 der Antenne WA1 zugeführt. Die Bildung eines Telegrafensignals im Transceiver erfolgt mit einem manipulierten Generator G3, der mit dem Knoten A5 verbunden ist, anstelle einer Einseitenband-Signalformungseinrichtung. Der Transceiver ist nach dem Blockprinzip aufgebaut. Im Diagramm ist die Nummerierung der Elemente in jedem Block unterschiedlich. Die Hauptplatine (Knoten A6, Abb. 2) enthält einen reversiblen Mischer, eine Anpassungsstufe, einen Empfänger-ZF-Pfad, Quarzfilter, einen Mischdetektor, einen Empfänger-Niederfrequenzverstärker, eine AGC-Schaltung und einen breitbandigen glatten lokalen Oszillatorspannungsverstärker. Abb.2,a. Schematische Darstellung der Haupt-Transceiver-Platine (Knoten A6) Abb.2, b. Schematische Darstellung der Haupt-Transceiver-Platine (Knoten A6) Der passive Hochpegelmischer VD1 - VD8, T2, T3 ist nach einem doppelt symmetrischen Schema aufgebaut. Sein Merkmal ist die Verwendung von Breitbandtransformatoren mit einer kurzgeschlossenen Lautstärke (das Design ist in der Zeitschrift Radio Nr. 1, 1983 beschrieben). Bei Verwendung moderner Hochfrequenzdioden vom Typ KD514A (und noch besserer Dioden mit Schottky-Barriere vom Typ AA112) im Mischer beträgt der Signalverlust darin etwa 4 ... 5 dB. Das empfangene Signal wird der Primärwicklung L3 des Transformators T2 zugeführt. Das umgewandelte Signal wird vom Mittelpunkt der Wicklung L4 abgenommen. Die Spannung des glatten Lokaloszillators wird durch einen Breitbandverstärker basierend auf dem Transistor VT1 verstärkt und der Eingangswicklung L7 des Transformators T3 zugeführt. Auf einem leistungsstarken Feldeffekttransistor VT2 ist eine Mischeranpassungskaskade mit einem Quarzfilter montiert. Der Transistor vom Typ KP905 wurde aufgrund seiner guten Rauschparameter und Linearität ausgewählt. Beim Empfang arbeitet die Kaskade als Verstärker mit gemeinsamem Gate und einer Verstärkung von etwa 12 dB, ihre Eingangsimpedanz hat aktiven Charakter und ist über einen weiten Frequenzbereich konstant. Die Koordination mit einem Achtquarz-SSB-Quarzfilter bei einer Frequenz von 9100 kHz erfolgt über einen L12-Spartransformator. Schemata der Quarzfilter ZQ1 und ZQ2 sind in Abb. 3 dargestellt. 4 und XNUMX.
Der ZQ1-Filter hat die folgenden Parameter:
Wenn im ZQ1-Filter Quarzresonatoren des Radiosenders Granit mit Frequenzen von 9000 ... 9150 kHz verwendet werden, können die Kapazitätswerte im Filterkreis unverändert bleiben. Beim ZQ2-Filter kann die Bandbreite verändert werden. Im SSB-Modus sind es 2,3 kHz und im CW-Modus, wenn 68-pF-Kondensatoren parallel zu den Schwingquarzen geschaltet werden, verengt sich die Bandbreite auf 800 Hz. Beim Senden ist die Kaskade am Transistor VT2 ein Source-Folger. Der Betriebsmodus dieser Kaskade wird durch Umschalten von Spannungen von den Steuerbussen umgekehrt. Bei Empfang von +15 V im Rx-Bus, 0 V im Tx-Bus. Beim Senden 0 V im Rx-Bus, +15 V im Tx-Bus. Die Diodentasten VD9 und VD10 verbinden das "heiße" Ende des Autotransformators L12 mit dem Drain des Transistors beim Empfangen oder mit seinem Gate beim Umschalten auf Senden. Die Erdung des "kalten" Endes des Autotransformators L12 bei Hochfrequenz während des Empfangs erfolgt über den Diodenschalter VD10 und den Kondensator C5, während der Übertragung - über den Diodenschalter VD9 und den Kondensator C4. Auf den Transistoren VT5, VT6 ist die erste Stufe der ZF aufgebaut, die eine Verstärkung von etwa 20 dB hat. Mit der P-Schaltung L17C29C30 können Sie die Transistoren der Kaskodenschaltung anpassen und eine zusätzliche Filterung des Nutzsignals vornehmen. Die Kaskadenlast ist die L16C26-Schaltung. Die Abstimmung mit dem zweiten Quarzfilter ZQ2 erfolgt über die Koppelspule Lsv. Dieser Filter ist ein 4-Kristall-Ladder-Filter mit einer 3-dB-Bandbreite von 2,6 kHz. Im Empfangsmodus von Telegrafensignalen wird es mit einem Relais vom Typ RES-49 auf ein schmales Band von etwa 0,7 kHz geschaltet, indem Kondensatoren von etwa 68 pF parallel zu den Quarzfiltern geschaltet werden. Die Verwendung von zwei Quarzfiltern ZQ1 mit einer Bandbreite von 2,4 kHz und ZQ2 verbesserte die Unterdrückung von Signalen außerhalb der "Transparenz" der Filter, die 100 dB erreichte, erheblich. Die Hauptsignalverstärkung erfolgt in Kaskade auf dem DA1 K224UR4 Chip (K2US248 ist die alte Bezeichnung). Der Mischdetektor an den Transistoren VT8, VT9 hat keine Besonderheiten. Zwischen dem Detektor und dem Eingang des Niederfrequenz-Vorverstärkers auf dem DA2-Chip ist ein Tiefpassfilter vom Typ ZQ3 D3,4 (von Granit-Radiosendern) geschaltet, der das Rauschen und die selektiven Parameter des Empfangspfads verbessert. Die ULF-Ausgangsstufe ist in üblicher Weise auf den Transistoren VT15, VT16, VT17 aufgebaut. Auf dem VT14-Transistor ist ein elektronischer Schlüssel montiert, mit dessen Hilfe der ULF-Eingang im Übertragungsmodus überbrückt wird. Im Telegrafenmodus ist diese Taste geschlossen, sodass Sie während der Übertragung das Selbststeuerungssignal abhören können. Die AGC-Schaltung besteht aus einem Vorverstärker AGC DA3, VT13, einem Emitterfolger VT12, AGC-Detektoren VD18, VD19 und VD24. Am Transistor VT11 und der Diode VD17 ist eine Hilfsschaltung "Schnellentladung" mit einer Entladezeit von etwa 0,2 s montiert. Bei Empfang eines Nutzsignals wird die AGC-Entladezeit durch den Hauptstromkreis R36C53 bestimmt. Wenn das Signal verschwindet, erfolgt eine schnelle Entladung von C53 über die Diode VD17 und den Transistor VT11. Vom Sourcefolger VT10 wird die mit zunehmender Signalstärke ansteigende positive AGC-Spannung den Steuertransistoren VT4 und VT7 zugeführt, die die Verstärkung der ZF-Stufen steuern. Um die AGC-Verzögerung zu implementieren, ist die Source des Transistors VT6 mit einer Referenzspannungsquelle verbunden, die an der Zenerdiode VD11 und dem Widerstand R25 gesammelt wird. Im Sendebetrieb werden die Transistoren VT4, VT7 mit einer Schaltspannung von +15 VTX-O BRX versorgt, wodurch der ZF-Pfad des Empfängers praktisch geschlossen wird. Auf dem VT3-Transistor ist ein einstellbarer Verstärker montiert, der im SSB- oder CW-Signalübertragungsmodus arbeitet. Die Kaskadenverstärkung wird durch Änderung der Spannung am zweiten Gate VT3 angepasst und erreicht eine Tiefe von mehr als -40 dB. Bei Bedarf kann die ALC-Spannung an das zweite Gate dieses Transistors angelegt werden. Während der Übertragung wird das manipulierte Telegrafensignal vom VT3-Transistor verstärkt, durchläuft die L15C22-Schaltungen und parasitäre Kapazitäten des geschlossenen ZF-Pfads des Empfängers, wird im Detektor mit dem Referenz-Lokaloszillatorsignal gemischt und tritt zur Selbststeuerung in den ULF ein. Von derselben Schaltung durchläuft das SSB- oder CW-Signal den ZQ1-Quarzfilter, gelangt in die VT2-Anpassungsstufe, die in diesem Fall als Source-Follower fungiert, und dann zum VD1-VD8-Mischer, der das Signal auf die Betriebsfrequenz überträgt . Das umgewandelte Signal wird von der Wicklung L3 zum Bandpassfilter des Knotens A2 geführt. Im Knoten A2 (Abb. 5) befinden sich: ein Stufendämpfungsglied des Empfängers, ein Schaltrelais K17, Bandpassfilter und Vorstufen des Senders. Im Empfangsmodus wird das Signal vom Knoten A1 an einen Dämpfer gesendet, der aus zwei Widerstands-P-Gliedern besteht: R1R2R3, was eine Dämpfung von 10 dB und R4R5R6 – 20 dB bietet. Die Steuerung des Abschwächers erfolgt über einen Schalter auf der Frontplatte des S7 „ATT“-Empfängers, der die Stellungen „0“, „10 dB“, „20 dB“, „30 dB“ hat. P-Links werden durch Relaiskontakte K13 - K.16 Typ RES-49 (RES-79) geschaltet. Nach dem Dämpfungsglied durchläuft das Signal die normalerweise geschlossenen Kontakte des Relais K17 (RES-55A) und gelangt in dreikreisige Bandpassfilter, deren Auswahl über sechs „Range“-Drucktastenschalter (SI - S6) mit Abhängigkeit erfolgt Fixierung. Die Umschaltung der Bandfilter erfolgt über die Relais K1 - K12 Typ RES-49 (RES-79). Bandpassfilter unterdrücken den Bildkanal um mehr als 80 dB. Abb. 5. Schematische Darstellung der Vorverstärkerleistung und Bandpassfilter (Knoten A2) Die Verwendung eines Relais zum Schalten von Bandpassfiltern und eines Dämpfungsglieds ist dem Wunsch geschuldet, einen möglichst hohen Dynamikbereich zu erreichen, während das Schalten mit Diodenschaltern (PIN-Dioden usw.) aufgrund einer signifikanten Verringerung des Dynamikbereichs und nicht gerechtfertigt ist eine Erhöhung des Rauschens des Empfangspfads. Nach den Bandpassfiltern gelangt das Signal in den zuvor erläuterten Knoten A6. Im Sendemodus durchläuft die vom Knoten A6 kommende SSB- oder CW-Signalspannung Bandpassfilter in entgegengesetzter Richtung und wird über die Kontakte des Relais K17 einem Breitbandverstärker aus Mikrowellentransistoren VT2, VT3, VT4 zugeführt, wo sie verstärkt wird Stufe 5...7 In eff. bei Unebenheiten im Bereich von 1,8...35 MHz nicht mehr als 2 dB. Die Last des Vorverstärkers ist ein Breitbandtransformator 77 mit einer kurzgeschlossenen Lautstärkewindung, ähnlich den Mischtransformatoren im Knoten A6. Der Breitbandtransformator T2 besteht aus 16 Ferritringen, die auf ein Kupferrohr gelegt sind (das Design ist in der Zeitschrift "Radio" Nr. 12 für 1984 beschrieben). Die Ketten R10R11C6 und R23C14 führen den Frequenzgang des Vorverstärkers aus. Die Widerstände R13, R24 werden entsprechend der minimalen Ungleichmäßigkeit der Ausgangsspannung über den gesamten Bereich der verstärkten Frequenzen ausgewählt. Die Kaskade am Transistor VT1 ist ein elektronischer Schlüssel mit einer Verzögerung, die zum Umschalten des Antennenkreises am Knoten A1 erforderlich ist. Knoten A1 - Sendeleistungsverstärker (Abb. 6) hergestellt auf einem leistungsstarken Feldeffekttransistor VTI Typ KP904A. Es gibt auch Tiefpassbandfilter (P-Schaltung), geschaltete Relais vom Typ RES-10. Die Signalspannung mit der Betriebsfrequenz vom Vorverstärker wird an das Gate des VTI-Transistors angelegt und auf eine Ausgangsleistung von etwa 30 Watt verstärkt. Die Last der Kaskade ist ein Breitbandtransformator, der nach bekannter Technik auf einem Ferritring mit einer Permeabilität von 300 NN und einem Durchmesser von 32 mm hergestellt ist. Der maximale Drainstrom des Transistors erreicht 2 A. Durch die während der Übertragung geschlossenen Kontakte des Relais K13 durchläuft das verstärkte Signal einen Tiefpassfilter und tritt in die Antenne (Anschluss XI) ein. Mit dem Widerstand R5 wird der Anfangsstrom des Transistors eingestellt. Über die R7C31-Kette wird frequenzabhängiges OOS durchgeführt. Der Leistungsverstärker hat eine recht gute Linearität. Bei richtiger Wahl des Ruhestroms werden Nebenbandemissionen auf -50 dB unterdrückt. Im Empfangsmodus von Buchse XI durchläuft das Signal den Bereichstiefpassfilter und tritt über die normalerweise geschlossenen Kontakte des Relais K13 (Typ RES-55A) in den Bereichsbandpassfilter (Knoten A2) ein. Wie die Praxis gezeigt hat (mehr als 6000 Verbindungen wurden am Transceiver hergestellt), sind Befürchtungen, dass relativ leistungsschwache Relais in der Endstufe oft ausfallen, unbegründet, da alle ihre Kontakte bei fehlendem Signal schalten. Smooth-Range-Generator - Knoten A3 (Fig. 7) besteht aus sechs separaten Bandgeneratoren, die zur Stromversorgung in die zweite Richtung (die erste dient zum Schalten von Bandpassfiltern) der Druckknopfschalter S1 - S6 geschaltet sind. Der Generator wird über eine induktive Dreipunktschaltung direkt auf dem VTI-Feldeffekttransistor aufgebaut. Der Transistor VT2 ist ein Emitterfolger. Die Last aller sechs Emitterfolger ist der Widerstand R6. Der Spannungsabfall darüber, der etwa +5 V beträgt, schließt die Emitterverbindungen nicht funktionierender Repeater und eliminiert so den Einfluss anderer Bandgeneratoren auf die Frequenz des Betriebsgenerators. ..Die Verteilung der VFO-Frequenzen nach Bereich und Schaltungsdaten ist in der Tabelle angegeben. 1. VFO-Frequenzen werden so ausgewählt, dass bei einer Bereichsänderung automatisch das gewünschte Seitenband ausgewählt wird. Über die Relais K1, K2 (RES-55A) kann ein externer GPA an den Transceiver angeschlossen werden. Das Fehlen mechanischer Schalter sowie das Vorhandensein separater Schaltkreise für jeden Bereich mit sorgfältiger thermischer Kompensation ermöglichten eine gute Stabilität, ohne auf Frequenzvervielfachung zurückgreifen zu müssen. Dieser Aufbau des lokalen Oszillators ermöglicht es Ihnen, die Ausgangsspannungspegel zu optimieren, Frequenzüberlappungen zu erzeugen und den Verstimmungswert für jeden Bereich unabhängig zu machen. Tabelle 1
Der SSB- und CW-Signalspannungskonditionierer - Knoten A4 ist in Fig. 8 gezeigt. acht. Auf dem VTI-Transistor ist ein Referenzquarzoszillator mit einer Frequenz von 9100 kHz montiert. Der Transistor VT2 ist eine Pufferstufe, von der aus das Referenzoszillatorsignal dem symmetrischen Modulator über die Varicaps VD1, VD2 und den Transformator T1 zugeführt wird. Der Modulator verfügt über eine hohe Linearität und ermöglicht eine Unterdrückung der Trägerfrequenz um mindestens 50 dB. Die Kaskade auf dem DA1-Chip [ist ein Mikrofon ULF, von dessen Ausgang eine verstärkte Niederfrequenzspannung an den Mittelpunkt der L3-Wicklung des symmetrischen Modulators und über den Emitterfolger VT6 an das Sprachsteuerungssystem (VOX) geliefert wird. . Die Kaskade auf dem VT5-Transistor ist ein manipulierter lokaler Telegraphenoszillator, stabilisiert durch ZQ2-Quarz. Seine Frequenz ist 800...900 Hz höher als die Frequenz des Referenz-Lokaloszillators, d. h. sie fällt mit dem „Transparenz“-Band des ZQ1-Quarzfilters zusammen. Je nach Art der Arbeit, Telefon oder Telegraf, wird der Emitterfolger VT4 über die Kontakte des Relais K1 entweder von einem symmetrischen Modulator (SSB) oder von einem Telegraf-Lokaloszillator (CW) mit Spannung versorgt. Vom Ausgang des Transistors VT4 wird das Signal zur weiteren Umwandlung dem Knoten A6 (Hauptplatine) zugeführt. Mit Hilfe des Abstimmwiderstandes R21 wird die notwendige Verstärkung des Mikrofons ULF eingestellt, mit Hilfe der Widerstände RI8, R15 wird die Trägerfrequenz des Referenzlokaloszillators abgeglichen. Die Induktivität L1 dient zur Feinabstimmung der Frequenz des lokalen Referenzoszillators an der unteren Flanke des ZQI-Kristallfilters. Der Betrieb des Transceivers im "Empfangs" - oder <Sende" -Modus wird vom Schalter gesteuert - Knoten A7 (Abb. 9). Der Schalter selbst wird an den leistungsstarken Transistoren VT5 - VT9 vorgenommen. Die Transistoren VT1, VT3, VT4 sind enthalten des VOX-Systems VT7 - Anti-VOX C Mit dem Trimmerwiderstand R1 wird die Ansprechverzögerung des Sprachsteuerungssystems eingestellt, und RIO ist die Ansprechschwelle des VOX-Systems. Die Widerstände R14 stellen die Ansprechschwelle des Anti-VOX ein System Die Transistoren VT10 - VT12 sind mit einem glatten Lokaloszillator-Spannungsregler von +9 V ausgestattet Ein Verstärker S- ist auf dem Transistor VT13-Meter montiert Im Empfangsmodus wird die AGC-Spannung von der Hauptplatine über die Diode an seinen Eingang geliefert VD7 und über die Diode VD8 die Spannung vom Knoten A1 proportional zum Drainstrom des leistungsstarken Transistors VT1. . Der Kommutator kann sowohl im SSB- als auch im CW-Modus über ein Pedal gesteuert werden, das an Pin 9 des XI-Anschlusses angeschlossen ist. Im CW-Betrieb wirken positive Impulse, die von einer elektronischen automatischen Telegrafentaste an Pin 7 des Steckers XI angelegt werden, auf die Sprachsteuerung, d. h. es kann ein Halbduplexbetrieb des Transceivers durchgeführt werden. Die Spannungen +15 V TX - O V RX werden von den Pins 1,3 des Steckers X1 abgenommen und den Transceiver-Knoten zugeführt. Stabilisatoren +40 V und +15 V im Netzteil (Abb. 10) nach bekannten Schemata hergestellt und durch Strom geschützt. Das Anschlussschema der Transceiver-Knoten ist in Abb. 11 dargestellt. elf. Der Rahmen besteht aus 5 mm dicken Duraluminiumblechen, die am Ende mit M2,5-Schrauben verbunden sind. Die Vorder- und Rückwand haben Abmessungen von 315 x 130 mm und werden durch zwei Seitenwände von 270 x 130 mm zusammengehalten. Die Seitenwände sind in einem Abstand von 40 mm von den Kanten der Vorder- und Rückwand montiert und bilden Keller, in denen sich Leiterplatten befinden: links - die A2-Knotenplatine, rechts - A7-, A5-Knoten (elektronischer Telegraf Schlüssel). Zwischen den Seitenwänden in einer Höhe von 40 mm von der Unterkante der Vorder- und Rückwand ist ein Subchassis mit den Maßen 225 x 150 mm befestigt. Darauf sind die Platinen des lokalen Oszillators A2 und des Formers A4 installiert. Unten im Untergeschoss befindet sich die Hauptplatine A6, und zwischen den Seitenwänden in einer Höhe von 25 mm von der Unterkante der Front- und Rückwand befindet sich ein zweites Subchassis mit einer Größe von 225 x 80 mm. Rechts oben befindet sich ein Stromversorgungstransformator und unten im Untergeschoss eine Stabilisierungsplatine für +40 V und +15 V. Die Abbildungen 12, 13 und 14 zeigen die Abmessungen der Vorder-, Vorder- und Rückseite des Transceivers . Die Endstufenbaugruppe befindet sich in einer geschirmten Box mit den Maßen 115x90x50 mm, die zusammen mit dem Leistungstransistor der Endstufe links über dem zweiten Subchassis an der Rückwand des Transceivers befestigt ist. Auf der Rückseite befindet sich ein Radiator mit 29 Rippen in 15 mm Höhe für leistungsstarke Endstufentransistoren und Spannungsstabilisatoren. Die Abmessungen des Radiators betragen 315x90 mm. Abb.12. Vorderseite des Transceivers Abb.13. Frontplatte des Transceivers Abb.14. Rückseite des Transceivers Platinen der Knoten A2, A4, A5, A6, A7 sind abnehmbar. Sie werden mit Steckern des Typs GRPPZ-(46)24SHP-V an den Kabelbaum angeschlossen. Die glatte Lokaloszillatorplatine ist in einem abgeschirmten Gehäuse untergebracht. Die Hauptplatine A6 besteht aus doppelseitigem Fiberglas mit einer Dicke von 1,5 ... 2 mm und Abmessungen von 210X 137,5 mm. Die Folienschicht an der Seite der Teile wird nicht entfernt. Die Abschlüsse der mit dem Gehäuse verbundenen Teile sind auf beiden Seiten der Platine mit der Folie verlötet und bilden eine gemeinsame "Masse". Die verbleibenden Löcher an der Seite der Teile sind versenkt, um einen Kurzschluss zu einem gemeinsamen Draht zu verhindern. Die gedruckte Schaltungsplatine des Knotens A6 ist in Fig. 15 gezeigt. fünfzehn Quarzfilter werden in hergestellt. separate abgeschirmte und gut verlötete Messingboxen bei B1-Resonatoren von Granit-Radiosendern. Auf Abb. Fig. 16, 17 zeigen die Leiterplatten der A4- und A7-Knoten und die Platzierung von Elementen darauf. Drehkondensator - sechsteilig vom Radiosender R-123. Die Lokaloszillatorschaltungen befinden sich direkt in den durch Trennwände getrennten Kondensatorabschnitten. Es ist möglich, Drehkondensatoren von R-108-Radiosendern zu verwenden. In diesem Fall werden zwei Kondensatoren genommen und mit der vorhandenen Ausrüstung synchron miteinander verbunden, sodass Sie einen Achtband-GPA erstellen können. Der Transceiver verwendet Festwiderstände vom Typ MLT-0,125 (MLT-0,25), Abstimmwiderstände vom Typ SP4-1. Relais - RES-55A (RS4.569.601), RES-10 (RS4.524.302), RES-49 (RS4.569.421-07). Stellwiderstände Typ SPZ-12a. Kondensatoren Typ KM, KLS, K50-6. 50-μH-Hochfrequenzdrosseln sind auf F-1000NN K7X4X2-Ferritringe gewickelt und haben 30 Windungen PELSHO 0,16, und 100-μH-Drosseln haben etwa 50 Windungen. Die Daten der Bandpassfilterschaltung sind in angegeben Tabelle 2. Der Durchmesser aller Spulen beträgt hier 5 mm, der Kern ist SCR Typ SB12A. Tabelle 2
В Tabelle 3 Wicklungsdaten anderer Elemente sind angegeben. Tabelle 3
Die Konturen der Bandpassfilter werden in Aluminiumsiebe mit den Abmessungen 20 x 20 mm und einer Höhe von 25 mm eingelegt. Der Netztransformator mit einer Gesamtleistung von ca. 70 W ist auf einen Bandring Magnetkreis OL50/80-40 gewickelt. Die Primärwicklung ist mit PEV-2 0,41 Draht gewickelt und enthält 1600 Windungen. Die Sekundärwicklung ist mit PEV-2 1,5-Draht gewickelt und enthält 260 Windungen. Der Transistor KP905 im Knoten A6 kann durch KP903A ersetzt werden. Transceiver-Setup. Vor der Installation der Elemente auf den Platten muss deren Gebrauchstauglichkeit überprüft werden. Zunächst wird jede Platine separat konfiguriert. Dazu werden eine separate Stromquelle und die erforderlichen Geräte verwendet. Es wird empfohlen, die Einstellung in der folgenden Reihenfolge vorzunehmen : Knoten A7. Der Kollektor des Transistors VT1 ist mit einem gemeinsamen Draht verbunden und der Widerstand R7 ist so ausgewählt, dass die Restspannung am Kollektor des Transistors VT6 nicht mehr als +0,3 V beträgt. Die Verbindungen werden wiederhergestellt. Die Auswahl der Widerstände R8. R9 stellt am VT9-Kollektor eine Spannung nahe Null, aber nicht mehr als +0,3 V ein. Die Pins 1, 3 am Stecker XI müssen geladen werden, wenn sie auf Widerstände mit einem Widerstand von etwa 30 Ohm und einer Verlustleistung von mindestens 5 Watt abgestimmt sind . Knoten A3. Das Einrichten von Reichweitengeneratoren besteht aus der Einstellung der in der Tabelle angegebenen Erzeugungsfrequenz. 2, unter Verwendung der Kondensatoren C2, C3 und der Anzahl der Windungen der Induktivität L1 (der Abgriff von der Spule erfolgt aus 1/4-1/5 der Windungen). Der Kondensator C4 ist so gewählt, dass er minimal ist, um die Stabilität der Erzeugung zu steuern. Durch Auswahl von C5 wird die erforderliche Frequenzverstimmung hergestellt. Abschließend erfolgt eine sorgfältige thermische Kompensation des Stromkreises mithilfe des Kondensators C3, der aus Gruppen mit unterschiedlichem TKE besteht. Bei der thermischen Kompensation erwärmt sich die GPA-Box auf 35...40 °C. Die Ausgangsspannung am Widerstand R6 sollte 0,15...0,2 Veff betragen. Knoten A4. Die HF-Spannung am Drain des Transistors VT3, die dem Modulator zugeführt wird, sollte etwa 2 Veff betragen. Die NF-Spannung am Ausgang der DA1-Mikroschaltung sollte 1 ... 1,5 A betragen, wenn von einem Tongenerator mit einer Frequenz von 1000 Hz und einer Amplitude von 3 ... 5 mV Spannung an den Mikrofoneingang angelegt wird. Der Modulator ist wie folgt konfiguriert: Zunächst wird durch Anschließen eines HF-Millivoltmeters an den VT4-Emitter unter Verwendung von C26 die L3C26VD1VD2-Schaltung auf Resonanz auf das maximale Signal abgestimmt. Dann wird der Eingang des Mikrofonverstärkers kurzgeschlossen und durch sequentielle Einstellung der Widerstände R18, R15 der Modulator auf maximale Unterdrückung der Trägerfrequenz bei minimaler HF-Spannung am VT4-Emitter abgeglichen. Die Einstellung des manipulierten Oszillators besteht darin, die Frequenz des Kristalloszillators ZQ2 einzustellen. Sie muss um 800...900 Hz höher sein als die Frequenz des Referenzoszillators (geregelt durch einen Frequenzmesser an den Pins 5, 28 des Steckers XI). Der Wert der Ausgangsspannung sollte an dieser Stelle etwa 0,3 V betragen, .. sowohl im Telegraphen- als auch im Telefonmodus (bei lautem "a ... a"). Am Ausgang des Emitterfolgers VT2 sollte die Referenzoszillatorspannung 1,5 ... 1,8 Veff betragen. Knoten A6. Das Board-Setup beginnt mit dem ULF-Empfänger. Seine Empfindlichkeit sollte bei normaler Ausgangslautstärke 5...10 mV betragen. Der Detektor VT8, VT9 wird abgeglichen, wenn die lokale Referenzoszillatorspannung angelegt wird, und der Eingang wird kurzgeschlossen, indem der Widerstand R31 eingestellt wird, um das Rauschen am ZF-Ausgang zu minimieren. Die Einstellung der ZF hat keine Besonderheiten und besteht darin, die Schaltungen auf die mittlere Frequenz des Quarzfilters einzustellen (bei ausgeschaltetem AGC-System Pin 11 des Steckers X1 mit Masse kurzschließen). Am Ausgang des AGC-Systems (Pin 13 von Stecker XI) sollte die Konstantspannung einen positiven Wert von etwa +5 V erreichen, wenn an seinem Eingang (Kondensator C75) eine Spannung von etwa 30 ... 40 mV angelegt wird Tongenerator. Die dem symmetrischen Modulator (auf der L7-Wicklung) zugeführte GPA-Spannung sollte 1,3 ... 1,5 Veff betragen. Beim Senden sollte die Spannung des SSB- oder CW-Signals an der Source des Transistors VT2 0,3 Veff nicht überschreiten. Konstantspannungen an den Kollektoren der Transistoren VT4 und VT7 haben jeweils einen Wert von +9 V und +2,6 V. In diesem Fall muss die GPA-Spannung an den Mischer angelegt werden. Wenn ein Eingangssignal von einem HF-Generator an die L3-Wicklung mit einem Wert von etwa 1 mV angelegt wird, nehmen die Spannungen an den Kollektoren dieser Transistoren auf +0,4 V bzw. +0,3 V ab. Das AGC-System ist eingeschaltet. Nach dem Einrichten der Hauptplatine sollte ihre Empfindlichkeit vom Eingang 0,2 ... 0,3 μV betragen. Besonderes Augenmerk sollte auf die Ausrichtung gelegt werden Quarzfilter mit ZF-Stufen. Bei der Aufstellung von Quarzfiltern ist zu beachten, dass deren Parameter stark von den Kapazitäten des parallel zu den Ein- und Ausgängen der Filter geschalteten Messkreises abhängen. Aus diesem Grund wird empfohlen, die Filter mit der in Abb. 18 gezeigten Messschaltung abzugleichen. 12. In diesem Fall müssen die Kapazitäten C4 im Achterquarz und CXNUMX im Viererquarzfilter vorübergehend abgelötet werden.
Knoten A2. Bandpassfilter werden nach bekannter Technik abgestimmt, aber in diesem Fall ist es notwendig, ihre Ein- und Ausgänge mit 75-Ohm-Widerständen zu belasten. Ein auf den Transistoren VT2, VT3, VT4 basierender Breitbandverstärker wird zunächst auf Gleichstrom abgestimmt. Die konstante Spannung am VT3-Kollektor beträgt +15 ... 20 V, der Ruhestrom des Transistors sollte etwa 70 ... 80 mA betragen. Dann wird mit den Widerständen R13, R24 die Ungleichmäßigkeit der Ausgangsspannung überprüft und ausgewählt, wenn ein Bandpassfilter vom GSS mit einem Signal von 100 ... 150 mV im Bereich von 1,8 ... 30 MHz versorgt wird. Gleichzeitig ist dem Widerstand R24 eine Kapazität von etwa 270 pF parallel geschaltet (die Eingangskapazität von KP904A wird simuliert). Die HF-Ausgangsspannung sollte 5-7 Veff betragen. Knoten A1. Das Äquivalent einer 75-Ohm-Antenne mit einer Leistung von mindestens 30 W wird an den Ausgang der Kaskade angeschlossen und der Wert der Ausgangsleistung überprüft. Bandpassfilter müssen mit der "kalten" Abstimmmethode vorabgestimmt werden. Der "Ruhestrom" des KP904A-Transistors sollte etwa 200 mA betragen. Seine Einstellung erfolgt über das Potentiometer R5. Nach sorgfältigem Abgleich einzelner Knoten erfolgt eine umfassende Abstimmung des Transceivers in allen Betriebsarten – „Empfang“, „Senden“, „Ton“. Literatur:
Autor: A. Pershin UA9CKV; Veröffentlichung: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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▪ Tragbarer Wi-Fi-Router mit Batterie-Backup-Funktion ▪ Die Kombination von Lanthan und Wasserstoff brach den Supraleitungsrekord ▪ Längerer Aufenthalt in der Schwerelosigkeit bläht das Gehirn auf ▪ Kabelloses LG Tone Infinim-Headset ▪ GeForce GTX 760 iChill HerculeZ 3000 Grafikkarte von Inno3D
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Kommentare zum Artikel: Leonid Toller Artikel! Danke!
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