Stabilisierung von Klasse-AB-Verstärkern. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik

Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Transistor-Leistungsverstärker

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In diesem Artikel wird eine Methode zum automatischen Anpassen der Vorspannung von Gegentaktverstärkern vorgestellt, um den vom Verstärker verbrauchten Strom zu stabilisieren, wenn das verstärkte Signal den Nullpunkt durchläuft und sich im Ruhezustand befindet.

Zu den Vorteilen des Artikels gehört die Methodik zur Berechnung und Überprüfung der Stabilität des UMZCH-Ausgangsstufenmodus.

Verstärker der Klasse AB sind unter den linearen Leistungsverstärkern am häufigsten, da sie es ermöglichen, die hohe Effizienz von Verstärkern der Klasse B mit der Abwesenheit von Verzerrungen bei Verstärkern der Klasse A zu kombinieren. Allerdings ist die Bildung der dafür notwendigen Transistorvorspannung erforderlich, was unterstützt die Schultern der Gegentaktstufe im optimalen Anfangsstrommodus (Ruhestrom) zu betreiben, war und ist das Hauptproblem beim Aufbau solcher Verstärker, das Problem der Stabilisierung ihrer Parameter. Dies erklärt sich aus der Instabilität der Eigenschaften von Transistoren, ihrer Abhängigkeit von Temperatur und Signalpegel sowie der Streuung und Drift der Parameter derselben Transistoren. In Artikel [1] geht es weniger um die Stabilisierung als vielmehr um die Gewährleistung der „Sicherheit“ des Regimes. Das erreichte Praxisniveau wird durch eine Auswahl an Schaltkreisen in [2] charakterisiert. Aus ihnen und anderen dem Autor bekannten Veröffentlichungen geht hervor, dass es noch keine akzeptable Schaltungslösung zur Stabilisierung der Betriebsart von Verstärkern dieser Klasse gibt; Es wurde keine eindeutige Methode (Regel, Kriterium, Algorithmus) zur Regelung der Vorspannung formuliert, die eine automatische Einstellung der optimalen Vorspannung von Hochleistungstransistoren ermöglichen würde. Eine Lösung für dieses Problem wird unten vorgeschlagen.

Optimalitätskriterium

Der Verstärkermodus wird am effektivsten durch Rückkopplungsverfahren stabilisiert, indem eine bestimmte elektrische Größe, die von der Vorspannung abhängt, gemessen, mit einem Referenzwert verglichen und automatisch angepasst wird. Versuche, die Vorspannung zu regulieren, um den Ruhestrom von Verstärkern zu stabilisieren, führten entweder nur zu einer teilweisen Lösung des Problems [3, 4] oder zur Schaffung von Verstärkern [5], die über die erforderliche Stabilität verfügen, aber den Hochleistungsverstärkern unterlegen sind. in mancher Hinsicht Qualitätsverstärker der Klasse AB. Der Strom dieser Verstärker im Moment des Nulldurchgangs des verstärkten Signals – er wird Anfangsstrom genannt – ist nicht gleich dem Ruhestrom der Verstärker; Sie werden korrekter als dynamisch voreingenommene Verstärker klassifiziert. Bei Gegentaktverstärkern mit Stabilisierung minimaler Schulterströme [6] ist außerdem eine Übererregung gefährlich. Nur Verstärker der Klasse AB, die in jeder Hinsicht stabil sind, können als perfekt und konkurrenzlos angesehen werden.

Das optimale Kriterium für die Vorspannung von Klasse-AB-Verstärkern ist die Stabilität des Anfangsstroms, der dem Ruhestrom des Klasse-AB-Verstärkers entspricht und automatisch aufrechterhalten wird.

Dieses Optimalitätskriterium wurde ohne seine Formulierung und ohne Trennung der Konzepte Ruhestrom und Anfangsstrom in [7] verwendet. Der Autor wählte jedoch eine erfolglose Methode zur Bestimmung des Anfangsstroms (in der Terminologie des Autors der Ruhestrom), indem er ihn mithilfe von Operationsverstärkern als Differenz zwischen den gemessenen Strömen der Arme und der Last berechnete. Der Hauptnachteil der gewählten Technik besteht neben der Komplexität der Implementierung und relativ großen Leistungsverlusten in den Messwiderständen darin, dass der Bestimmungsfehler den gewünschten Wert überschreiten kann. Eine Weiterentwicklung von Ideen aus [7] kann als technische Lösung angesehen werden [8], bei der in Bezug auf Feldeffekttransistorverstärker ein gutes Ergebnis erzielt wurde, die für jeden Klasse-AB-Verstärker zwingenden Anforderungen jedoch nicht vollständig formuliert und erfüllt sind. Im Folgenden betrachten wir detailliert die Methode zur Messung des Anfangsstroms mithilfe eines Detektors für die Mindestwerte der Summe der Ströme in den Zweigen einer Gegentaktkaskade.

Theoretische Begründung

Um die Möglichkeit der Messung des Anfangsstroms in einer Gegentaktkaskade vor dem Hintergrund sich ändernder Signale zu ermitteln, betrachten wir Änderungen der Ströme in den Zweigen einer solchen Kaskade und deren Summe unter der Annahme, dass der Signalstrom in der Last ändert sich nach dem einfachsten Sinusgesetz:

i_н = l_msinα.

Hier ich_н - Momentanwert des Laststroms; ich_m - seine Amplitude; α = Ωt – Phasenwinkel; Ω - Betriebsfrequenz; t – Zeit.

Die Art der Stromänderung in den Zweigen einer Gegentaktkaskade ist in Abb. dargestellt. 1,a, und die Summen der absoluten Stromwerte sind in Abb. 1, geb.

Fig. 1.

Der Laststrom in einer Gegentaktkaskade wird durch die Differenz der Armströme oder die Summe der Absolutwerte der Armstrominkremente bestimmt

i_н = |Δi₁| +lΔi₂|.

Bei niedrigen Signalströmen arbeiten beide Arme des Verstärkers im linearen Modus der Klasse A. Der Absolutwert der Armstrominkremente entspricht der Hälfte des Laststroms:

 |Δi₁| +lΔi₂| = 0,5i_н = 0,5 l_msinα,

und die Ausdrücke für die Schulterströme haben die Form

für 0 ≤ α ≤ α₀.

Hier und unten durch α₀ Gibt den Phasenwinkel an, ab dem der Verstärker vom Klasse-A-Modus in den Modus mit Stromabschaltung im Arm wechselt.

Wenn alle Ströme in Bezug auf den maximalen Laststrom normiert sind (normierte Ströme sind fett dargestellt)

I_betteln/I_m = I_betteln  и   I_m/I_m = 1 dann

für 0 ≤ α ≤ α₀.

Für α = α₀ der Strom des zweiten Arms sinkt auf Null, d.h.

i_betteln - 0,5 sinα₀ = 0.

Daraus bestimmen wir α₀ = arcsin2I_START.

Im Stromabschaltmodus in einem Arm wird der Laststrom durch die Strominkremente des anderen Arms bestimmt:

für α₀ ≤ α ≤ π/2.

Wenn α ≥ π/2, wiederholt sich die Art der Stromänderung in umgekehrter Reihenfolge, und wenn α > π, ändert sich das Vorzeichen des Laststroms und seine Bildung erfolgt durch einen anderen Zweig (siehe Abb. 1).

Summe der Schulterströme 

hat einen konstanten Minimalwert, der nur durch den anfänglichen Verstärkerstrom bestimmt wird

(i₁ + i₂)_min = 2I_betteln.

Dies ermöglicht es, eine Stabilisierungsmethode zu formulieren: Um den Modus eines Verstärkers der AB-Klasse bei jedem gewünschten Anfangsstrom zu stabilisieren, ist es notwendig und ausreichend, den Mindestwert der Summe der Armströme zu stabilisieren, der dem Doppelten des Werts entspricht Anfangsstrom eines Arms.

Verallgemeinertes Blockdiagramm

In Abb. Abbildung 2 zeigt die einfachste Schaltung eines Verstärkers mit Stabilisierung des Anfangsstroms nach dem vorgeschlagenen Verfahren. Dies wurde durch Modifizierung der Schaltung aus [4] durch Einbeziehung des Widerstands R13 und eines Spitzenwertdetektors am Transistor VT8 erreicht. Die Spannungsimpulse am Widerstand R13 sind bei der minimalen Gesamtspannung an den Widerständen R10 und R11 maximal, also im Ruhezustand des Verstärkers und beim Nulldurchgang des Signals. Der Emitterstrom des Transistors VT8 lädt den Kondensator C3 auf eine Spannung knapp unter der maximalen Spannung am Widerstand R13. Dabei ist die Spannung am Eingang des Vorspannungsreglers VT3 umso größer, je geringer die Gesamtspannung an den Widerständen R10 und R11 ist. Wenn der Anfangsstrom der Transistoren VT6 und VT7 abnimmt, steigt die Vorspannung, und wenn sie ansteigt, nimmt sie ab. Dadurch wird der Anfangsstrom der Transistoren der Endstufe auf dem Niveau des Ruhestroms stabilisiert.

Fig. 2.

Unabhängig von der konkreten Bauform, sei es ein transformatorischer oder transformatorloser Verstärker mit Parallel- oder Reihenschaltung von Armen, können wir die Elemente benennen, die zur Stabilisierung seines Modus erforderlich sind. Diese Elemente sind in Abb. dargestellt. 3, von denen einige insbesondere in dem Verstärker verwendet werden, dessen Schaltung in Abb. dargestellt ist. 2. Die verallgemeinerte Schaltung umfasst den Verstärker selbst und den Vorspannungsregler mit Ausnahme der Last R„. Der Vorspannungsregler ist der Transistor VT3 mit dem Widerstand R6.

Fig. 3.

Stromsensoren 1 und 2 in zwei Armen des Verstärkers in Abb. 2 sind die Widerstände R10 und R11; Die Summiervorrichtung wird durch die Reihenschaltung dieser Widerstände realisiert: Von ihnen wird eine Spannung proportional zur Summe der Ströme abgenommen. Mithilfe des Transistors VT3 wird die minimale Gesamtspannung am Widerstand R13 in die maximale Spannung umgewandelt. Diese Spannung wird vom Transistor VT8 mit der RC-Schaltung R12С3 erfasst.

Es empfiehlt sich, alle diese Elemente in einem speziellen Stabilisierungsmodul zusammenzufassen, da sie im Komplex einen gegebenen Anfangsstrom des Verstärkers stabilisieren und dafür sorgen, dass dieser Strom dem Ruhestrom entspricht. Diese Elemente sind nicht an der Signalverstärkung beteiligt. Nachfolgend finden Sie eine Beschreibung eines komplexeren Stabilisierungsmoduls, das für eine symmetrische Verstärkerschaltung mit an die Stromkreise angeschlossenen Stromsensoren ausgelegt ist.

Auswahl des Anfangsstroms

Um die Möglichkeit zur Stabilisierung des Anfangsstroms zu gewährleisten, ist es notwendig, die Wahl seines optimalen Werts und des zulässigen Änderungsbereichs zu begründen. Zur Auswahl des optimalen Stroms I_betteln Betrachten wir die Abhängigkeit der Hauptparameter eines Verstärkers der Klasse AB vom Anfangsstrom, der innerhalb maximaler Grenzen variiert, d. h. von Null (Klasse B) bis 0,5 I_m (Klasse A) und von der Amplitude des Signalstroms.

Berechnete Diagramme der Abhängigkeit dieser Parameter vom anfänglichen Verstärkerstrom sind in Abb. dargestellt. 4, a.

Fig. 4.

Die Effizienzkurve charakterisiert die Abhängigkeit des maximalen Wirkungsgrades des Verstärkers vom gewählten Wert des Anfangsstroms. Mit zunehmendem Wert sinkt der maximale Wirkungsgrad von einem für Klasse-B-Verstärker charakteristischen Wert von 0,785 auf einen für Klasse-A-Verstärker charakteristischen Wert von 0,5.

Kurve P_warm/P_{aus max}   charakterisiert die maximale thermische Leistung, die an den Ausgangstransistoren aus dem gewählten anfänglichen Verstärkerstrom erzeugt wird. Beim Anfangsstrom I_betteln ≥ 0,13I_m, die maximale thermische Leistung wird genau durch diesen Strom im Ruhezustand des Verstärkers (der aufsteigende gerade Abschnitt der Kurve) bestimmt. Bei einem niedrigeren Anfangsstrom wird die maximale Wärmeleistung hauptsächlich durch die Leistung aus dem Wechselstrom des Signals bestimmt, das an den Verstärkungstransistoren abgegeben wird. Für Verstärker der Klasse B (bei I_betteln = 0) Die maximale Wärmeleistung erreicht 0,405 R_{aus max}.

Kurve t_min/T charakterisiert die relative Dauer (in Bruchteilen einer Periode) der minimalen Summe der Armströme in Abhängigkeit vom Anfangsstrom:

 t_min/T = α₀/(π/2) = 2α₀/C = (2arcsin (2I_betteln))/π.

Diese Abhängigkeit charakterisiert die erforderliche Leistung (Lesezeit) des Minimalwertdetektors. Die Dauer des Minimums der Summe der Ströme ist umso größer und die Anforderungen an den Spitzenwertdetektor entsprechend geringer, je größer der Anfangsstrom ist. In der Klasse A ist ein Spitzenwertdetektor überhaupt nicht erforderlich. Mit sinkendem Anfangsstrom steigen natürlich auch die Anforderungen an den Spitzenwertdetektor.

In Abb. Abbildung 4b zeigt die Abhängigkeit der an den Verstärkertransistoren abgegebenen Wärmeleistung vom Signalstrom bei verschiedenen anfänglichen Verstärkerströmen. Diese Kurven zeigen deutlich die Zone optimaler Werte des Anfangsstroms. Es kann ein Strom von 0 bis 0,1 I betrachtet werden_m. Beim maximalen Strom dieses Bereichs gibt es garantiert keine „Stufenverzerrung“ und die von den Transistoren im Ruhemodus abgegebene Wärmeleistung übersteigt nicht die ihnen im Starksignalmodus zugewiesene Leistung. Über den gesamten möglichen Signalstromwertbereich schwankt er um den Wert 0,4P_{aus max} und übersteigt die maximale Wärmeleistung von Klasse-B-Verstärkern nur um 10 %, bleibt aber um das 4,5-fache unter der maximalen Wärmeleistung von Klasse-A-Verstärkern.

Der maximale Wirkungsgrad eines Verstärkers mit diesem Anfangsstrom beträgt 77 % und ist damit nur 2 % niedriger als bei Klasse-B-Verstärkern. Weitere Erhöhungen des Anfangsstroms sind zwar akzeptabel, führen jedoch zu keinem Energiegewinn und nahezu keiner Reduzierung der Verzerrung. Unter dem Gesichtspunkt der Reduzierung der thermischen Leistungsverluste im Leerlaufbetrieb ist eine Reduzierung des Anfangsstroms wünschenswert. Über die Machbarkeit entscheidet der Entwickler. Durch die direkte Stabilisierung des Anfangsstroms entfällt die Gefahr, mit Vorspannungen zu arbeiten, die den Verstärker vollständig abschalten, und damit die Gefahr einer Unterbrechung des gesamten Gegenkopplungsschaltkreises (NFE). Nichtlineare Verzerrungen werden durch OOS reduziert und können beim Einrichten des Verstärkers gesteuert werden. Der anfängliche Verstärkerstrom kann auf deutlich weniger als 0,1 I eingestellt werden_m.

Der obere Teil des Dynamikbereichs verstärkter Signale, der die Ausgangsstufe vom Klasse-A-Modus in den Klasse-AB-Modus bringt, wird durch die Beziehung I in Beziehung gesetzt_m/(2I_betteln) Bei einem Anfangsstrom von 0,1I_m er beträgt 14 dB und mit einem Anfangsstrom von 0,05 I_m - 20 dB. Wenn wir das verstärkte Signal mit einem Oszilloskop betrachten, sehen wir Spitzenwerte, die 14...20 dB höher sind als der Effektivwertpegel der Audiosignale. Das heißt, wenn die maximale Ausgangsleistung der Verstärker genutzt wird, um genau diese Spitzen verzerrungsfrei wiederzugeben, dann arbeitet der Verstärker die meiste Zeit mit relativ niedrigen Signalpegeln, also im Class-A-Modus. Dies rechtfertigt die Reduzierung des Ruhestroms und entsprechend der Stromverbrauch in diesem Modus. Der Maximalwert des Anfangsstroms des empfohlenen Intervalls ist in Abb. hervorgehoben. 4, jedoch mit Schattierung.

Experimenteller Verstärker

In Abb. Abbildung 5 zeigt ein Diagramm eines hochwertigen Verstärkers mittlerer Leistung, dessen Last das S-30-Lautsprechersystem sein kann.

Fig. 5.

Bei der Schaltungsbetrachtung können wir davon ausgehen, dass die Pins 1 und 3 sowie 4 und 6 des Stabilisierungsmoduls paarweise geschlossen sind. Die Pins 2 und 5 sind gegenphasige Ausgänge zur Steuerung der Vorspannungsregler.

Die Merkmale des Verstärkers selbst sind der Einsatz leistungsstarker Feldeffekttransistoren in der Ausgangsstufe und die Symmetrie des Aufbaus für beide Polaritäten des verstärkten Signals. Die Vorspannung für Feldeffekttransistoren wird an den Widerständen R17 und R18 durch die Ströme der Transistoren VT1 und VT2 gebildet, und ihre automatische Einstellung erfolgt durch synchrone Einstellung der Ströme der Vorstufen des Verstärkers durch die Transistoren VT3 und VT4. Die Widerstände Rl9 und R20 dienen dazu, die dynamische Stabilität der Transistoren, Elemente C10, R21, R22 und L1 zu erhöhen – um den Frequenzgang eines Systems mit komplexer Last zu korrigieren.

Stabilisierungsmodul

Das Stabilisierungsmodul für eine symmetrische Verstärkerschaltung verfügt über von der Last isolierte Armstrommesser und eine gemeinsame Stromversorgung wird als Referenzspannungsquelle verwendet; Darüber hinaus verfügt das Modul über zwei gegenphasige Ausgänge. Sein Diagramm ist in Abb. dargestellt. 6.

Fig. 6.

Die Sensoren zur Messung des Mindeststroms in den Zweigen der Ausgangsstufe sind die Widerstände R1 und R3, die wie in der Schaltung in Abb. überbrückt sind. 2, Siliziumdioden VD1 und VD2, um hohen Laststrom zu umgehen. Zur Summierung werden reduzierte Kopien dieser Ströme verwendet, gebildet durch die Transistoren VT3 und VT4 mit Stromeinstellwiderständen R4 und R5. Die Transistoren VT1 und VT2 dienen zur Kompensation der Basis-Emitter-Spannung der Transistoren VT3 und VT4. Dadurch kann die Spannung an den Widerständen R4 und R5 als gleich der Spannung an den Widerständen R1 und R3 angesehen werden, und der Stromübertragungskoeffizient von den Messgeräten zu den Kopierstufen ist gleich dem Verhältnis der Widerstände der Widerstände R1 bis R4 und R3 bis R5.

Das Additionsgerät wird mit dem Widerstand R7 implementiert. Eine skalierte Kopie des Stroms des unteren Zweigs der Ausgangsstufe wird ihr direkt über den Kollektor VT4 zugeführt, und eine Kopie des Stroms des oberen Zweigs entsprechend derselben Skala wird vom Transistor VT3 über einen Stromspiegel an den Transistoren VT5 geliefert. VT6 mit Widerständen R6 und R8. Die Ströme der Transistoren VT4 und VT6 werden mit dem Strom des Transistors VT8 am Widerstand R7 summiert. Die minimale Summe der Ströme VT4 und VT6 verwandelt sich in diesem Fall in einen maximalen Strom VT8, d. h. in eine maximale Spannung am Widerstand R12, wenn das verstärkte Signal durch Null geht und sich im Ruhemodus des Verstärkers befindet.

Im Ruhezustand ist diese Spannung konstant und maximal. Wenn die Signalamplitude ansteigt, erfährt sie zunächst kleine und seltene, dann tiefe und langanhaltende Einbrüche, die das Aussehen einer chaotischen Kurve annehmen, deren Spitzen an die maximalen Spannungswerte gebunden sind. Die tiefsten Einbrüche entsprechen der höchsten Signalamplitude, die längste Dauer der Einbrüche entspricht den niedrigsten verstärkten Frequenzen; Flache Spitzen entsprechen dem Betrieb des Verstärkers im Klasse-A-Modus, die Mittelpunkte der Spitzen entsprechen den Zeitpunkten des Übergangs des verstärkten Signals durch Null.

Der Spitzendetektor am Transistor VT7 lädt den Kondensator C1 schnell auf eine etwas niedrigere Spannung (um ΔU)._ba ≈ 0,6 V) maximale Spannung am Widerstand R12. Zeitkonstante τ_zar ≈ C1 R12/h_21E7, wo h_21E7 - Stromübertragungskoeffizient der Basis des Transistors VT7. Die Entladung erfolgt langsamer. Seine Zeitkonstante τ_Zeit ≈ C1·R11.

Verhältnis τ_zar/τ_Zeit = R12/(R11 h_21E7) sollte nicht länger als die relative Dauer der Mindestsumme der Armströme sein, da das Laden (Auslesen der Informationen über die Mindestsumme der Ströme) so schnell wie möglich erfolgen sollte, und das Entladen (Speichern dieser Informationen bis zum nächsten Auslesen) so schnell wie möglich erfolgen sollte so lange wie möglich: τ_zar/τ_Zeit ≤ t_min/ T.

Der schwierigste Betriebsmodus des Spitzendetektors ist der Maximalsignalmodus bei der niedrigeren verstärkten Frequenz F_н wenn die Spannungseinbrüche am Widerstand R12 sowohl in der Tiefe als auch in der Dauer maximal sind. Entsprechend der zulässigen Welligkeitsamplitude am Kondensator C1 in diesem Modus δ_п, ausgedrückt in Prozent, mit einem bekannten Entladewiderstand (R11 in der Schaltung von Abb. 6) kann die minimale Kapazität dieses Kondensators berechnet werden 

Die Spannung an diesem Kondensator ist im Ruhezustand des Verstärkers konstant. Im Verstärkungsmodus nimmt diese Spannung anstelle von Einbrüchen in der Eingangsspannung flache (in Einheiten oder Bruchteilen eines Prozents gemessene) Sägezahnimpulse an, wenn der Verstärker den Klasse-A-Modus verlässt, mit einem langsamen Abfall und einer schnellen Rückkehr zum Maximalwert im Klasse-A-Modus. Diese Spannung bleibt im Durchschnitt proportional zum anfänglichen Verstärkerstrom und dient als Steuerspannung für die Vorspannungsregler.

Steuerspannungswelligkeiten führen zwangsläufig zu kleinen Verzerrungen bei niedrigeren Signalfrequenzen. Diese Verzerrungen sind jedoch umso geringer, je größer die Kapazität des Speicherkondensators des Detektors ist; Sie werden nur in ein starkes Signal eingeführt, das der Verstärker der Klasse A ausgibt, und in einer symmetrischen Schaltung wie unserer werden sie durch die Schultern des Verstärkers gegenseitig kompensiert. In einem experimentellen Verstärker sind diese Verzerrungen überhaupt nicht spürbar.

Die Kollektorschaltung des Transistors VT7 enthält eine Schaltung C2R9, genau wie die Emitterschaltung – C1R11. Dadurch erhalten Sie einen zweiten gegenphasigen Ausgang des Stabilisierungsmoduls. Der Widerstand R10 dient zur Begrenzung der Stromstöße des Transistors VT7 bei transienten Vorgängen. Die Einstellung des anfänglichen Verstärkerstroms ist durch die Auswahl gleicher Widerstände R1 und R3 sowie durch Auswahl des Widerstands R7 oder R12 möglich. Der Stabilisierungsmodus dieses Stroms erfordert keine nachträgliche Anpassung.

Berechnungsbeispiel für Stabilisierungselemente

Das ausgewählte Lautsprechersystem ist für eine Ausgangsleistung von bis zu 30 W ausgelegt. Bei einem elektrischen Nennwiderstand von 4 Ohm und einer Verstärkerausgangsleistung von 15 W beträgt die Stromamplitude 2,74 A. Der maximal empfohlene Wert des Anfangsstroms, der dem Ruhestrom der Ausgangstransistoren entspricht, beträgt I_{Start max} = 0,1I_m = 0,274 A. Wählen Sie I_betteln = 0,1A.

Normalisierter Wert I_betteln = Ich_betteln/I_m = 0,1/2,74 = 0,0365

Da die Berechnung einem geschlossenen System mit Rückkopplung unterliegt, dessen Elemente alle voneinander abhängen, werden wir sie gedanklich am Verbindungspunkt zwischen dem Verstärker selbst und dem Stabilisierungsmodul unterbrechen. Stellen wir eine geeignete Nennsteuerspannung für die Vorspannungsregler ein, die an dieser Stelle im linearen Modus auf den gewählten Anfangsstrom (Ruhestrom) U eingestellt werden sollte_Steuerung = 10 V. Dadurch ist es möglich, die Elemente zweier Stromkreise unabhängig voneinander zu berechnen.

Im Verstärker selbst (siehe Abb. 5) beträgt die gemessene Schwellenspannung für die ausgewählten Feldeffekttransistoren 3,5...3,8 V. Mit den im Diagramm angegebenen Widerständen der Widerstände R17 und R18 wird diese Spannung erreicht, wenn der Strom anliegt der Transistoren VT1 und VT2 liegt im Bereich von 7,45...8,01 mA. Die Transistoren VT5 und VT6 sollten ungefähr die gleichen Ströme haben. Die Ströme der Transistoren VT3 und VT4 sind gleich der Summe der Ströme VT1 und VT3 oder VT2 und VT4; Nehmen wir sie gleich 15 mA. In diesem Fall ist der Widerstandswert der Widerstände R5 = R6 = (U_Steuerung - ΔU_ba)/ICH_VT3 = (10 - 0,6)/15 · 10^-3 ≈ 620 Ohm.

Die Ungleichheit der Schwellenspannung der Transistoren VT7 und VT8 und der entsprechenden Ströme der Transistoren VT1 und VT2 wird automatisch durch die Wirkung des OOS über den Widerstand R13 erreicht, wodurch die Gleichheit der Drainströme der Transistoren VT7 und VT8 gewährleistet wird.

Kommen wir zur Berechnung der Elemente des Stabilisierungsmoduls (siehe Abb. 6). Wir wählen den Widerstandswert der Widerstände R1 und R3 so, dass die Betriebsspannung an ihnen aufgrund des doppelten Anfangsstroms offensichtlich geringer ist als die Öffnungsspannung (0,6 V) der leistungsstarken Siliziumdioden VD1 und VD2: R1 = R3 < U_öffnen/(2I_betteln) = 0,6/(2·0,1) = 3 Ohm.

Wählen Sie R1 = R3 = 2 Ohm.

Die Betriebsspannung an diesen Widerständen im Ruhezustand des Verstärkers wird beim Einrichten kontrolliert (genauer gesagt, bei der Überprüfung muss nichts eingestellt werden).

U_R1 = U._R3 = Ich_bettelnR1 = 0,2 V.

Mit den gewählten Werten R4 = R5 = 100 Ohm sind die Ströme der Transistoren VT3 und VT4 Kopien der um das 50-fache reduzierten Verstärkerarmströme. Im stillen Modus und wenn das Signal den Nullpunkt überschreitet, betragen sie 2 mA. Der Maximalwert dieser Ströme von 7 mA wird durch die maximale Spannung (0,7 V) an den Dioden VD1 und VD2 bestimmt. Der Widerstandswert des Widerstands R7 wird unter der Bedingung ausgewählt, dass der maximale Strom von einem von

Transistoren VT3 oder VT4, wenn ein ausreichend starkes Signal die Kaskade durchläuft

Ein Transistor VT8 kann schließen: R7 = E_Grube/(2 I_макс) = 60/(2·7) = 4,3 kOhm. Es ist nicht gefährlich, wenn die maximalen Ströme der Transistoren VT3 und VT4 etwas mehr oder weniger als 7 mA betragen. Sie enthalten keine Informationen über den Anfangsstrom des Verstärkers und der Transistor VT8 ist entweder geschlossen oder sein Strom ist minimal. Im stillen Modus oder wenn die Signalspannung Null durchläuft, ist der Transistor VT8 offen und sein Kollektor

aktuelles Maximum: 

I_{VT8 max} = (0,5 E_Grube - ΔU_ba)/R7 - 2I_betteln/ 50 \u0,5d (60 0,6 - 4,3) / 2 - (100 50) / 3 \uXNUMXd XNUMX mA.

Bei diesem Strom bildet sich die Nennsteuerspannung der Vorspannungsregler. Der Widerstandswert des Widerstands R12 wird aus der Bedingung bestimmt, dass die konstante Spannung an ihm im stillen Modus oder pulsierend zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs des verstärkten Signals ΔU beträgt_ba größer als Steuerspannung:

R12 = (U_Steuerung + ΔU_ba)/ICH_{VT8 max} = (10 + 0,6)/3 = 3,6 kOhm

Numerische Berechnung der Mindestkapazität des Kondensators C1 unter Verwendung der im vorherigen Abschnitt angegebenen Formel bei F_н = 20 Hz und δ_п = 3 % ergibt 82 µF. Die verwendeten Kondensatoren C1 und C2 haben eine geringere Kapazität, diese wird jedoch durch die Kondensatoren C4 und C5 des Verstärkers selbst verdoppelt (Abb. 5).

Überprüfung der Leistung des Peak-Detektors:

τ_zar/τ_Zeit = R12/(R11 h_21E7) = 3600/(10000 · 100) = 0,0036;

 t_min/T \u2d (2 arcsin (0,0365 0,0465)) / π \uXNUMXd XNUMX.

Das Verhältnis τ_zar/τ_Zeit ≤ t_min/T wird mit Vorbehalt ausgeführt.

Lassen Sie uns eine Formel zur Überprüfung der Berechnung des Anfangsstroms basierend auf den ausgewählten und angegebenen Parametern der Schaltungselemente ableiten. Der Ruhestrom (auch Anfangsstrom genannt) leistungsstarker Transistoren wird durch ihre Vorspannung bestimmt, die sich bei hohen oder sehr hohen Steigungen der ansteigenden Abschnitte der Kennlinie von Feldeffekttransistoren kaum von der Schwellenspannung unterscheidet dieser Transistoren, daher gehen wir davon aus, dass die Vorspannung bei jedem Anfangsstrom ungefähr gleich dem Schwellenwert ist.

Wenn man bedenkt, dass die Ströme der Transistoren VT3 und VT4 (in Abb. 5) durch die Transistoren der Differenzstufen in zwei Hälften geteilt werden, haben wir

Die zweite Gleichheit ist äquivalent zur ersten, da R5 = R6 und R17 = R18.

Nach dem Diagramm in Abb. 6 kann schreiben 

Wenn wir diese Ausdrücke zusammen lösen, erhalten wir für den Verstärker als Ganzes

Hier wurden zusätzliche Indizes eingeführt, um den Knoten zu bezeichnen, zu dem dieser oder jener Widerstand gehört: ms – Stabilisierungsmodul, us – der Verstärker selbst.

Numerische Berechnung mit Einsetzen in die Formel der Verstärkerdaten bei U_Poren = 3,5 V ergibt den Wert von I_betteln = 102,5 mA mit zulässigem Fehler. Besonders wertvoll ist jedoch die Möglichkeit, mit dieser Formel den Einfluss bestimmter Parameter der Verstärkerelemente und vor allem der Schwellenspannung von Feldeffekttransistoren auf den anfänglichen Driftverstärkerstrom zu bewerten. Eine Änderung von U, die für viele Verstärker völlig inakzeptabel ist_Poren Transistoren um ±20 % würde zu deren Ausfall oder schwerwiegenden Signalverzerrungen führen. In unserem Fall ändert es den anfänglichen Verstärkerstrom nur um ±12,5 %, was durchaus akzeptabel ist und von den Zuhörern höchstwahrscheinlich nicht einmal bemerkt wird.

Aufbau und Details

Der Verstärker basiert auf dem Design „Radio Engineering U-101-stereo“. Zwei Verstärkerplatinen entsprechend der Zeichnung in Abb. 7, werden anstelle von Leiterplatten aus ULF-50-8-Modulen auf den Kühlkörpern des Basisverstärkers verbaut. Die Endtransistoren VT7 und VT8 sind ohne zusätzliche Isolierung auf isolierten Kühlkörpern montiert. Die Oxidkondensatoren des Verstärkers sind K50-35, C7 ist unpolarer Jamicon NK, der Rest ist K10-17. Die Widerstände R19 und R20 sind C5-16MV, der Rest ist C2-33N. Die rahmenlose Drossel L1 des Unch-50-8-Moduls enthält 16 Windungen PEV-11,3-Draht, gewickelt in zwei Lagen mit einem Innendurchmesser von 5 mm.

Fig. 7.

Stabilisierungsmodulplatinen, deren Zeichnung in Abb. dargestellt ist. 8, senkrecht zu den Verstärkerplatinen installiert; Sie werden mit ihren Pins 1-6 befestigt. Kondensatoren - K50-35, Widerstände - S2-33N.

Fig. 8.

Abschluss

Die scheinbare Komplexität des Stabilisierungsmoduls wird zunächst durch die Wirksamkeit der vorgeschlagenen Stabilisierungsmethode, die einfache Berechnung und den geringen Stromverbrauch dieses Moduls sowie die praktisch fehlende Notwendigkeit, einen Verstärker einzurichten, gerechtfertigt. Dies wird durch den einwandfreien Betrieb des Versuchsverstärkers über mehrere Jahre bestätigt. Eine solche Stabilisierung des Betriebsmodus leistungsstarker Stufen kann sowohl in hochwertigen Verstärkern mit erhöhter Zuverlässigkeit als auch in den meisten Transistorverstärkern, in Steuer-, Mess- und Automatisierungsgeräten eingesetzt werden.

Literatur

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Autor: V. Efremov

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In der modernen Landwirtschaft entwickelt sich der technologische Fortschritt mit dem Ziel, die Effizienz der Pflanzenpflegeprozesse zu steigern. In Italien wurde die innovative Blumenausdünnungsmaschine Florix vorgestellt, die die Erntephase optimieren soll. Dieses Gerät ist mit beweglichen Armen ausgestattet, wodurch es leicht an die Bedürfnisse des Gartens angepasst werden kann. Der Bediener kann die Geschwindigkeit der dünnen Drähte anpassen, indem er sie von der Traktorkabine aus mit einem Joystick steuert. Dieser Ansatz erhöht die Effizienz des Blütenausdünnungsprozesses erheblich und bietet die Möglichkeit einer individuellen Anpassung an die spezifischen Bedingungen des Gartens sowie die Vielfalt und Art der darin angebauten Früchte. Nachdem wir die Florix-Maschine zwei Jahre lang an verschiedenen Obstsorten getestet hatten, waren die Ergebnisse sehr ermutigend. Landwirte wie Filiberto Montanari, der seit mehreren Jahren eine Florix-Maschine verwendet, haben von einer erheblichen Reduzierung des Zeit- und Arbeitsaufwands für das Ausdünnen von Blumen berichtet. ... >>

Fortschrittliches Infrarot-Mikroskop 02.05.2024

Mikroskope spielen eine wichtige Rolle in der wissenschaftlichen Forschung und ermöglichen es Wissenschaftlern, in für das Auge unsichtbare Strukturen und Prozesse einzutauchen. Allerdings haben verschiedene Mikroskopiemethoden ihre Grenzen, darunter auch die begrenzte Auflösung bei der Nutzung des Infrarotbereichs. Doch die neuesten Errungenschaften japanischer Forscher der Universität Tokio eröffnen neue Perspektiven für die Erforschung der Mikrowelt. Wissenschaftler der Universität Tokio haben ein neues Mikroskop vorgestellt, das die Möglichkeiten der Infrarotmikroskopie revolutionieren wird. Dieses fortschrittliche Instrument ermöglicht es Ihnen, die inneren Strukturen lebender Bakterien mit erstaunlicher Klarheit im Nanometerbereich zu sehen. Typischerweise sind Mikroskope im mittleren Infrarotbereich durch eine geringe Auflösung eingeschränkt, aber die neueste Entwicklung japanischer Forscher überwindet diese Einschränkungen. Laut Wissenschaftlern ermöglicht das entwickelte Mikroskop die Erstellung von Bildern mit einer Auflösung von bis zu 120 Nanometern, was 30-mal höher ist als die Auflösung herkömmlicher Mikroskope. ... >>

Luftfalle für Insekten 01.05.2024

Die Landwirtschaft ist einer der Schlüsselsektoren der Wirtschaft und die Schädlingsbekämpfung ist ein integraler Bestandteil dieses Prozesses. Ein Team von Wissenschaftlern des Indian Council of Agricultural Research-Central Potato Research Institute (ICAR-CPRI), Shimla, hat eine innovative Lösung für dieses Problem gefunden – eine windbetriebene Insektenluftfalle. Dieses Gerät behebt die Mängel herkömmlicher Schädlingsbekämpfungsmethoden, indem es Echtzeitdaten zur Insektenpopulation liefert. Die Falle wird vollständig mit Windenergie betrieben und ist somit eine umweltfreundliche Lösung, die keinen Strom benötigt. Sein einzigartiges Design ermöglicht die Überwachung sowohl schädlicher als auch nützlicher Insekten und bietet so einen vollständigen Überblick über die Population in jedem landwirtschaftlichen Gebiet. „Durch die rechtzeitige Beurteilung der Zielschädlinge können wir die notwendigen Maßnahmen zur Bekämpfung von Schädlingen und Krankheiten ergreifen“, sagt Kapil ... >>

Zufällige Neuigkeiten aus dem Archiv Künstliche Intelligenz erhielt Urheberrechte 02.03.2023 Das United States Copyright Office (USCO) hat eine Entscheidung zu einem Comic getroffen, der mit dem neuralen Netzwerk Midjourney erstellt wurde. Vertreter der Abteilung sagten, dass das Urheberrecht der Künstlerin Kris Kashtanova am Comic „Dawn of the Dawn“ (Zarya of the Dawn) nur für den Teil des Buches gilt, den die Autorin selbst geschrieben und gestaltet hat. Die von Midjourney generierten Bilder sind Eigentum von AI. Das Copyright Office beabsichtigt, die Buchregistrierung neu herauszugeben, wobei es Bilder ausschließt, die nicht das Produkt menschlicher Urheberschaft sind. Die Agentur akzeptierte, dass Kashtanova "Autor des Textes der Arbeit sowie der Auswahl, Koordination und Organisation von Text- und Bildelementen ist". Allerdings sind nicht alle im Comic präsentierten Bilder „das Produkt menschlicher Urheberschaft“. Im September gab die Fotografin Chris Kashtanova bekannt, dass sie das Urheberrecht für das Comicbuch Dawn of Dawn erhalten hat, das sie mit Hilfe von Midjourney geschrieben hat. Einige Monate später zog USCO seine Entscheidung jedoch zurück und betonte, dass Kashtanovas Arbeit mit KI zuvor falsch interpretiert worden sei. „Wir müssen das Urheberrecht verteidigen, auch wenn wir künstliche Intelligenz in unserer Arbeit einsetzen“, betonte der Künstler. Der Comic „Dawn of Dawn“ ist nicht das einzige von KI mitverfasste Werk, das für Kontroversen gesorgt hat. So hat Ammaar Reshi, ein Mitarbeiter des Fintech-Unternehmens Brex, mithilfe künstlicher Intelligenz das Kinderbuch „Alice and Sparkle“ erstellt. Als das Buch in den Handel kam, sah sich Reshi einer Flut von Kritik in den sozialen Medien und sogar Morddrohungen gegenüber.

Weitere interessante Neuigkeiten:

▪ Nanoresonatoren werden die Mobilfunkkommunikation verbessern

▪ In den Vereinigten Staaten wird Land für die Installation von Sonnenkollektoren verteilt

▪ Chips von Quallen

▪ Großbritanniens ältestes Seil

▪ Buddy - smartes Hundehalsband

News-Feed von Wissenschaft und Technologie, neue Elektronik

Interessante Materialien der Freien Technischen Bibliothek:

▪ Abschnitt der Website Geschichten aus dem Leben von Funkamateuren. Artikelauswahl

▪ Artikel Brüder im Sinn. Populärer Ausdruck

▪ Artikel Bewegen sich Hurrikane in bestimmte Richtungen? Ausführliche Antwort

▪ Herbstartikel. Gesundheitspflege

▪ Artikel Simulator von Miaugeräuschen. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik

▪ Artikel Verbesserung des Klangs von 15GD-11A und 10GD-35. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik

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