|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Berechnung von Verstärkern mit Rückkopplung. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Anfänger Funkamateur Feedback (FB) wird häufig in Verstärkern verwendet. Mit dem Betriebssystem können Sie ihre Parameter erheblich verbessern und in einigen Fällen neue Geräte basierend auf Verstärkern erstellen – Trigger, Generatoren usw. Die verallgemeinerte Schaltung des Verstärkers mit OS ist in Abb. dargestellt. 55.
Das Eingangssignal Uc und das OS-Signal Uoc werden dem Addierer A1 und dann dem Verstärker A2 mit einem Übertragungskoeffizienten Ko (normalerweise Kc>>1) zugeführt. Das Signal vom Ausgang des Verstärkers Uo durchläuft den Rückkopplungskreis mit einer Verstärkung p (normalerweise p<<1) und bildet ein Rückkopplungssignal Uoc. Nehmen wir zunächst an, dass weder der Verstärker noch die Rückkopplungsschaltung Phasenverschiebungen hervorrufen. Dann können wir für den Fall der Signalsummierung in A1 schreiben: Uo = (Uc + UoC)Ko. Gleichzeitig ist Uoc = βUo. Durch Ersetzen ermitteln wir den Gewinn des gesamten Geräts K: Uo = UC.Ko(1-Koβ), K = Uo/Uc = Ko/(1-Koβ). Wir sehen, dass die Verstärkung zunimmt und bei Koβ = 1 gegen Unendlich geht. Und das bedeutet Selbsterregung – der Verstärker wird zum Generator. Betriebssysteme dieses Typs werden als Positiv (POS) bezeichnet und werden häufig zur Herstellung von Generatoren, Regeneratoren und ähnlichen Geräten verwendet. Bei Audiofrequenzverstärkern (UZCH) kommt es fast nie vor. Lassen Sie uns nun nicht die Signale im Knoten A1 summieren, sondern subtrahieren. Die Berechnungen bleiben gleich, aber die Vorzeichen in den Formeln ändern sich: K = Uo/Uc = Ko/(1+Koβ). Die Rückkopplung ist negativ geworden (NF) und reduziert nun die Verstärkung. Es scheint, dass dies ihr größter Nachteil ist. Dies zahlt sich jedoch mit anderen nützlichen Eigenschaften des OOS voll aus, und die Erzielung einer großen Anfangsverstärkung (KO) in modernen Transistorgeräten ist kein großes Problem. Die erste nützliche Eigenschaft des OOS ist die Reduzierung nichtlinearer Verzerrungen. Die Aufgabe des Verstärkers besteht darin, am Ausgang eine exakte Kopie des Eingangssignals wiederzugeben, jedoch mit großer Spannung und/oder Leistung. Das verzerrte Ausgangssignal kann als Summe des unverzerrten Signals und der Verzerrungsprodukte dargestellt werden. Letztere sind nicht im Eingangssignal enthalten, sondern gelangen über eine Rückkopplungsschaltung vom Ausgang zum Eingang. Und da es negativ ist, kompensieren sich die vom Eingang kommenden Verzerrungsprodukte gewissermaßen selbst und ihr Anteil am Ausgangssignal verringert sich stark. Eine weitere nützliche Eigenschaft von OOS ist die Entzerrung und Erweiterung des Frequenzgangs des Verstärkers. Bei den Frequenzen, bei denen die Verstärkung größer ist, wird auch der Einfluss des CNF, der diese Verstärkungsspitze reduziert, größer. Wenn Koβ>>1, dann ist, wie aus der Formel hervorgeht, K - 1/β. Nachdem wir die OOS-Schaltung in Form eines frequenzunabhängigen Teilers aus zwei Widerständen fertiggestellt haben, erhalten wir einen flachen Frequenzgang in einem weiten Frequenzbereich. Es gibt noch weitere Vorteile: Wird das OOS-Signal parallel vom Verstärkerausgang entnommen und seriell zum Eingangssignal (in Gegenphase dazu, sodass eine Subtraktion erfolgt) dem Eingang zugeführt, dann sinkt die Ausgangsimpedanz des Verstärkers , und der Eingangswiderstand steigt. Dies ist, wie Sie wahrscheinlich bereits erraten haben, die primitivste Theorie des Betriebssystems, die wenig mit der Realität übereinstimmt. Es stellt sich heraus, dass es in keinem weiten Frequenzbereich eine rein negative oder rein positive Rückkopplung gibt. Darüber hinaus kann sich das NOS mit einer gewissen Häufigkeit in ein POS verwandeln. Dies geschieht, wenn der Verstärker eine Phasenverschiebung von annähernd 180° einführt und das Rückkopplungssignal mit dem Eingang in Phase ist. Wenn genügend Verstärkung vorhanden ist, erregt sich der Verstärker bei dieser Frequenz selbst und das alte Amateurfunk-Sprichwort wird wahr: „Wenn man einen Verstärker baut, bekommt man einen Oszillator.“ Die von uns angegebenen Ausdrücke bleiben wahr, jedoch mit einer kleinen, wenn auch sehr bedeutenden Einschränkung: Es ist notwendig, in ihnen die komplexen Funktionen der Übertragungskoeffizienten des Verstärkers selbst zu ersetzen Ko(jω) und die OS-Schaltung β(jω) . Dann ist das Ergebnis korrekt. Die letzte Formel wird nun wie folgt geschrieben; K(jω)=Ko(jω)/[1+β(jω)Ko(jω)]. Lassen Sie uns das Gesagte anhand eines einfachen Beispiels erläutern. Es sei eine Transistor-Verstärkerstufe mit einer Verstärkung von 100 vorhanden (Abb. 56).
Bias-Ketten werden der Einfachheit halber nicht gezeigt, obwohl die vorhandene Betriebssystemkette auch für Bias verwendet werden kann. Die komplexe Verstärkung des Verstärkers wird durch die RC-Kette bestimmt, wobei R durch die Parallelschaltung des Lastwiderstands R1 und des Widerstands des OS-Teilers R2 + R3 gebildet wird: R = R1 (R2 + R3)/(R1 + R2 + R3), und die Kapazität C \u1d CXNUMX ist die Summe der Ausgangskapazität des Transistors, der Montagekapazität und der Kapazität des abgeschirmten Ausgangskabels (falls vorhanden). Die Gesamtverstärkung des kaskadierten Verstärkers und der RC-Schaltung ergibt sich als deren Produkt: Ko(jω) = 100-1/(1 + jωRC). Wir sehen, dass ab einer bestimmten Frequenz ωc = 1/RC der Modul der Verstärkung abnimmt und die Geschwindigkeit seiner Abnahme bei einer zweifachen Erhöhung der Frequenz das Zweifache beträgt, also 2 dB pro Oktave. Der Frequenzgang (Abhängigkeit des Verstärkungsmoduls von der Frequenz) unseres Verstärkers ist in Abb. 6 im logarithmischen Maßstab dargestellt. 57 dünne Linie.
Entfernen wir das OS-Signal parallel vom Ausgang des Verstärkers (siehe Abb. 56) und speisen wir es, nachdem wir es mit einem Teiler mit einer frequenzunabhängigen Verstärkung β=R3/(R2+R3)=0,09 geschwächt haben, dem Eingang zu in Reihe mit dem Eingangssignal. Das OS ist negativ, da die Transistorstufe das Signal invertiert. Mit dieser Einbeziehung senkt der OOS den Ausgang und erhöht die Eingangsimpedanz des Verstärkers um 1 + βKo, also um das Zehnfache. Die komplexe Verstärkung des Verstärkers finden wir mit OOS K(jω) = Ko(jω)/[1+β(jω)Ko(jω)] = 100/(1 + jωRC)[ 1+9/(1 + jωRC)] = 10/(1 + jωRC*) , wobei C* = C/10. Was sehen wir? Die Verstärkung sank um das Zehnfache und betrug 10. Die Grenzfrequenz des Frequenzgangs erhöhte sich jedoch um das Zehnfache, was die gleiche Erweiterung der Verstärkerbandbreite bedeutet. Ansicht des Modulplans | K(jω) | gleich geblieben ist, ist dies durch die verdickte Linie in Abb. dargestellt. 10. Bei diesem einfachen Verstärker mit OOS werden keine unerwünschten Phänomene (Selbsterregung, Spitzen im Frequenzgang) beobachtet. Eine andere Sache ist, wenn das OOS mehrere Kaskaden abdeckt. Ein Beispiel für eine praktische Drei-Transistor-Verstärkerschaltung mit direkter Verbindung zwischen den Stufen ist in Abb. dargestellt. 58.
Die ersten beiden Transistoren arbeiten im sogenannten „Barriere“-Modus, wenn die Basisspannung gleich der Kollektorspannung ist und 0,5 ... 0,6 V beträgt. Dieser Modus eignet sich gut zur Verstärkung kleiner Signale. Die Ausgangsstufe (VT3) arbeitet normalerweise mit einer Kollektorspannung, die der halben Versorgungsspannung entspricht. Die Stabilisierung des Modus aller drei Kaskaden wird erreicht, indem die Rückkopplung vom Ausgang über den Widerstand R4 an den Eingang des Verstärkers angelegt wird. Es erzeugt auch den notwendigen Vorstrom zur Basis des Transistors VT1. NFB wird parallel zum Eingangssignal angelegt, sodass die Eingangsimpedanz des Verstärkers niedrig ist. Bei einem solchen Verstärker wird häufig eine Selbsterregung bei hohen Frequenzen beobachtet. Versuche, dies durch Hinzufügen der Kapazitäten C1, C2, C3 zu beseitigen, bleiben in der Regel erfolglos – die Anregung wird noch stärker, obwohl die Erzeugungsfrequenz abnimmt. Der Grund liegt genau in diesen Kapazitäten, und die Zwischenelektrodenkapazitäten der Transistoren reichen zur Anregung aus. Erschwerend kommt noch die Eingangskapazität C4 hinzu. Nehmen wir an, dass alle vier Ketten R1C1-R4C4 die gleiche Zeitkonstante haben. Dann verschieben sie bei der Grenzfrequenz die Phase um jeweils 45°, insgesamt also um 180°. Somit wird aus OOS bei der Grenzfrequenz POS! Die Dämpfung des Signals durch Ketten bei der Grenzfrequenz beträgt nur 0.74 = 0,25, der aus dem Widerstand R4 und dem Eingangswiderstand der Kaskade am Transistor VT1 gebildete Teiler bewirkt eine ziemlich große Dämpfung, aber die Verstärkung kann Zehntausende betragen. Selbst wenn die Verstärkung für die Selbsterregung nicht ausreicht, erscheint im Frequenzgang eines Verstärkers mit Rückkopplung bei höheren Frequenzen eine völlig unnötige Spitze, wie in Abb. 59.
Ein solcher Peak bleibt auch bei unterschiedlichen Zeitkonstanten aller RC-Kreise bestehen (eine genaue Berechnung muss unter Berücksichtigung der Parallelschaltung der Eingangswiderstände der Transistoren VT2, VT3 und der Widerstände R1, R2 durchgeführt werden). Es liegt bei der Frequenz, bei der sich die gesamte Phasenverschiebung über die gesamte Verstärkerschleife – OS-Schaltung 180° nähert. Wie kann man diesen unangenehmen Effekt beseitigen? Es gibt nur einen Weg – die Schleifenverstärkung (Cor-Produkt) bei den Frequenzen, bei denen das OOS in ein POS übergeht, auf weniger als eins zu reduzieren. Hierzu ist es beispielsweise möglich, die Kapazität von C4 deutlich zu erhöhen. Dadurch wird die Grenzfrequenz der R4C4-Kette und damit ihr Übertragungskoeffizient bei hohen Frequenzen gesenkt. Wenn die Überbrückung des Eingangs mit einer erheblichen Kapazität unerwünscht ist, kann ein Widerstand mit einem Widerstandswert von mehreren Kiloohm in Reihe mit C4 geschaltet werden (Widerstand R4 wird normalerweise in Megaohm gemessen). In manchen Fällen kann die niedrige Ausgangsimpedanz der Signalquelle als solcher Widerstand dienen; in diesem Fall dient der Kondensator C4 als Trennkondensator. Der Verstärker bleibt stabil, wenn eine Signalquelle angeschlossen ist, erregt sich jedoch selbst, wenn er ausgeschaltet wird. Noch besser ist es, aus zwei in Reihe geschalteten Widerständen R4 einen großen Kondensator zwischen ihren Verbindungspunkt und den gemeinsamen Draht zu schalten. Es gibt auch ausgefeiltere Methoden der Frequenzkorrektur, beispielsweise mit Hilfe proportional integrierender Verknüpfungen (Abb. 60). Der Widerstandswert des Widerstands R2 (Abb. 60, a) wird um ein Vielfaches kleiner als der Widerstand R1 gewählt, dann sinkt der Übertragungskoeffizient gleich Eins bei niedrigen Frequenzen auf den Wert R2 / (R1 + R2) bei hohen Frequenzen. Die Phasenverschiebung nimmt mit zunehmender Frequenz zunächst zu, nimmt dann ab und geht bei ausreichend hohen Frequenzen gegen Null. Eine andere Verbindung hat ähnliche Eigenschaften (Abb. 60,b), aber ihre Eingangsimpedanz ist kapazitiver Natur und nimmt bei hohen Frequenzen ab.
Lassen Sie uns abschließend sehen, wie Stabilitätsprobleme bei Operationsverstärkern (Operationsverstärkern) gelöst werden, da diese einen Betrieb mit 100 % OOS (β = 1) ermöglichen müssen und ihre eigene Verstärkung Ko Zehntausende und Hunderttausende erreicht. In der Regel wird versucht, alle Stufen des Operationsverstärkers sehr breitbandig zu gestalten, nur eine Stufe (meist ergibt sie auch die maximale Verstärkung) wird mit niedriger Grenzfrequenz ausgeführt, manchmal sogar mit externen Korrekturkondensatoren (achten Sie auf den Kondensator C1 in). die Operationsverstärkerschaltung des vorherigen Kapitels). In diesem Fall weist der Frequenzgang des Verstärkers in einem sehr weiten Frequenzbereich eine Steigung von 6 dB pro Oktave auf (siehe Abb. 57) und die Phasenverschiebung überschreitet 90° nicht. Wir haben nur Verstärker mit direkter Verbindung zwischen den Stufen betrachtet, die ausgehend von Gleichstrom Signale beliebig niedriger Frequenz verstärken. Bei Verstärkern mit Koppelkondensatoren, die zudem eine niedrigere Durchlassfrequenz haben, können mit Einführung der Rückkopplung Spitzen im Frequenzgang im Tieffrequenzbereich beobachtet werden. Die Selbsterregung äußert sich in diesem Fall in Form von „Motorgeräusch“, „Tropfen“ usw. In diesem Fall ist es notwendig, die Phasenverschiebung zu berechnen, die durch RC-Glieder, bestehend aus Koppelkondensatoren und Eingangswiderständen nachfolgender Stufen, verursacht wird. In jedem Fall ist es unerwünscht, dass sich innerhalb der OS-Schleife mehr als eine solche Kette befindet. Formulieren wir also die Hauptschlussfolgerung des oben Gesagten: Verstärker mit Rückkopplung sollten so ausgelegt sein, dass die Schleifenverstärkung bei den Frequenzen, bei denen die Phasenverschiebung in der Schleife 90 überschreitet und sich 180 ° nähert, kleiner als eins ist. Ausführlicher und auf einer viel höheren Ebene werden die diskutierten Themen im Artikel von S. Ageev erörtert.Überlegungen zum Design von Verstärkern mit gemeinsamer Rückkopplung„in „Radio“, 2003, Nr. 4, S. 16-19. Es gibt auch Links zu Primärquellen. Autor: V.Polyakov, Moskau
Kunstleder zur Touch-Emulation
15.04.2024 Petgugu Global Katzenstreu
15.04.2024 Die Attraktivität fürsorglicher Männer
14.04.2024
▪ DNA-Analyse des Webs gemacht ▪ KnuPath - neuromorpher Militärprozessor ▪ Bipolartransistor mit isoliertem Gate FGA25N120ANTD
▪ Site-Bereich Spektakuläre Tricks und ihre Hinweise. Artikelauswahl ▪ Wie kam es zu den Punischen Kriegen? Ausführliche Antwort ▪ Artikel Irga stachelig. Legenden, Kultivierung, Anwendungsmethoden ▪ Artikel Hektografische Tinte. Einfache Rezepte und Tipps ▪ Artikel Überraschende Zahlen. Fokusgeheimnis
Startseite | Bibliothek | Artikel | Sitemap | Site-Überprüfungen
www.diagramm.com.ua |
Siehe andere Artikel Abschnitt 
Neueste Nachrichten aus Wissenschaft und Technik, neue Elektronik:
Alle Sprachen dieser Seite