Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern. Schema, Beschreibung

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Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik

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Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Amateurfunk Berechnungen

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Der Artikel stellt analytische Berechnungen von Schaltungen mit TOC-Operationsverstärkern vor. Dabei kamen modernste Methoden mit OrCAD und Maple zum Einsatz.

Einführung

Der Hauptvorteil von Stromrückkopplungsverstärkern ist ihre große Betriebsbandbreite. Alle anderen Verstärker nutzen Spannungsrückkopplung. die Verstärkung mit Rückkopplung beginnt bereits bei sehr niedrigen Frequenzen (oft ab 10 Hz) mit einer Abklingrate von 20 dB pro Dekade abzufallen. Dieses Verhalten führt bei hohen Frequenzen zu großen Fehlern. Spannungsrückkopplungsverstärker sind gezwungen, im Frequenzbereich zu arbeiten, wo ihre Verstärkung abnimmt der Gewinn des Betriebssystems mit einem Open-Loop-Betriebssystem; beginnt bei niedrigen Frequenzen abzufallen. Stromrückkopplungsverstärker unterliegen dieser Einschränkung nicht und bieten daher die geringste Verzerrung. Die Verstärkungsabfallrate ist bei beiden Verstärkertypen ungefähr gleich. Das in Abb. dargestellte Modell. 2 zeigt die Tatsache, dass Stromrückkopplungsverstärker Transimpedanz anstelle von Verstärkung verwenden. Der Eingangsstrom wird auf die Ausgangsstufe „abgebildet“ und von dieser gepuffert. Diese Konfiguration bietet die maximale Bandbreite zwischen ICs, die dieselbe Prozesstechnologie verwenden. Normalerweise werden Verstärker mit OS, aber Strom auf der Basis von Bipolartransistoren aufgebaut, weil. Ihr typischer Anwendungsbereich – Hochgeschwindigkeitskommunikation, Video usw. – erfordert in der Regel keine hohen Eingangsimpedanzen und einen Ausgangsspannungsbereich, der der Versorgungsspannung entspricht (Rail-to-Rail).

Beachten Sie, dass der invertierende Eingang mit der Ausgangsstufe des Puffers gekoppelt ist und daher eine sehr NIEDRIGE Impedanz aufweist, die in der Größenordnung der des Emitterfolgers entspricht. Der nichtinvertierende Eingang ist ein Puffereingang und weist daher eine hohe Impedanz auf. Bei einem Spannungsrückkopplungsverstärker werden die Eingänge den Basis-Emitter-Übergängen eines Phasenumrichters (einer von einer Stromquelle gespeisten Differenzstufe) zugeführt. Durch die präzise Abstimmung der Transistoren in der Differenzstufe werden Eingangsströme und Vorspannungen minimiert, und in dieser Hinsicht hat ein Spannungsrückkopplungsverstärker einen großen Vorteil. Die Anpassung der EINGANG- und AUSGANG-Pufferschaltungen ist eine gewaltige Aufgabe, daher sind Stromrückkopplungsverstärker nicht präzise. Ihr Hauptzweck sind Hochgeschwindigkeitsschaltungen. Wenn bei Spannungsrückkopplungsverstärkern die Grenze bei etwa 400 MHz liegt, haben stromgekoppelte Verstärker eine Betriebsbandbreite von bis zu mehreren Gigahertz. Ein typischer Betriebsbereich für einen Operationsverstärker-TOC liegt zwischen etwa 25 MHz und mehreren GHz. Bei der Verwendung solcher Verstärker sollte jedoch ein wichtiges Merkmal beachtet werden. Beim Entwurf von Hochfrequenzschaltungen verlassen sich viele Entwickler auf eine Verstärkungsreduzierung mit zunehmender Frequenz als Stabilitätsfaktor und gehen zu Recht davon aus, dass eine Schaltung mit einer standardmäßigen Verstärkung von weniger als Eins stabil ist. Dies gilt jedoch nur für Verstärker mit Spannungsrückkopplung. Operationsverstärker mit Stromrückkopplung behalten ihre Verstärkung bei, wenn die Frequenz steigt. Daher werden Schaltungen, die auf Basis von Verstärkern mit Spannungsrückkopplung entwickelt wurden und mit diesen stabil arbeiten, beim Umschalten auf Verstärker mit Stromrückkopplung häufig instabil. Darüber hinaus sind der Eingangs- und Rückkopplungswiderstand eines Stromrückkopplungsverstärkers anfällig für Kratzer und Kapazitäten. Achten Sie daher genau auf das Platinenlayout.

1. Transimpedanz TOS OU

Finden wir die Transimpedanz des TOS-Operationsverstärkers mit offener Rückkopplung am invertierenden Eingang. Dazu verwenden wir das Messschema (Abb. 1). Wir werden das einfachste einpolige idealisierte Ersatzschaltbild (Abb. 2) als Modell des OS TOS verwenden.
Reis. 1. Schema zur Messung der Transimpedanz

Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern

Neustart: with(MSpice): Devices:=[O,[TOP,AC1,2]]: Digits:=3:

ESOLve(Q,`01-1_OP_TOC_Z/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern

AC1 Transimpedanz-Operationsverstärkermodell

Kirchhoff-Laplace-System

-JVF1U1-Vt1/Rt-Vt1*s*Ct

VINN = Vref

Eingangsströme von kontrollierten Quellen

JVF1U1 = I1

Решения

{VINN,Vt1}

MSpice v8.35: pspicelib.narod.ru
Gegebene Knoten: {VINP} Quellen: [Vref, VF1U1, I1]
V_NET-Entscheidungen: [VOUT, VINN, Vp1, Vt1]
J_NET: [J1, JVF1U1, JRt, JCt, JFt, JVref]
Zt:=VOUT/I1, print(`On AC,`);

Zto:=Limit('Zt',s=0)=limit(Zt,s=0), print(`Auf Gleichstrom bekommen wir,`);

Auf Wechselstrom

Zt := -Rt/(1+s*Ct*Rt)

Bei Gleichstrom bekommen wir

Zto := Grenze(Zt,s = 0) = -Rt

Für die im Diagramm angegebenen Stückelungen erhalten wir.

Werte(DC,RLCVI,[]): Zt:=evalf(Zt); `Zt[f=0]`:=evalf(rhs(Zto)); #VOUT:=evalf(VOUT);

HSF([Zt],f=1..1e10,"3) halb[Zt] des Transimpedanz-TOC-Operationsverstärkers);

Bauteilbewertungen eingeben:
Rt := .10e8,10MEG"
Ct := 1/2/Pi/Ft
Ft := .10e11,10G"
DC-Quelle: DC: Vref:=0
DC-Quelle: DC: I1:=10
E1_U1 := VINP
DC-Quelle: DC: VF1U1:=0
F1_U1 := JVF1U1
E2_U1 := Vt1

Zt := -.10e8/(1.+.159e-3*s)

Zt[f=0]` := -.10e8

Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern

2. Übertragungskoeffizient eines nichtinvertierenden Verstärkers auf TOC OU

Ein nicht invertierender Verstärker ermöglicht Ihnen eine große Eingangsimpedanz, die eine gute Anpassung an die Signalquelle ermöglicht.
Reis. 4. Schema eines nicht-invertierenden Verstärkers basierend auf TOC OU

Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern

Neustart: with(MSpice): Devices:=[E,[TOP,AC2,5]]:

ESOLve(Q,`OP-1_TOC_NoInvAmp/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern

AC2 Transimpedanz-Operationsverstärkermodell

Kirchhoff-Laplace-System

-Vt1/Rt-Vt1*s*Ct+(VINP-VINN)/Rn

(Vt1-VINN)/R2+(VINP-VINN)/Rn-VINN/R1

Решения

{Vt1, VINN}

MSpice v8.35: pspicelib.narod.ru
Angegebene Knoten: {VINP} Quellen: [Vinp]
V_NET-Entscheidungen: [Vp1, Vt1, VOUT, VINN]
J_NET: [JR2, JR1, JRn, JRt, JRo, JCt, JFt, JVinp]

Die frequenzabhängige Verstärkung sieht so aus.

H:=collect((VOUT/Vinp),s);

H := Rt*(R1+R2)/((R2*R1*Ct*Rt+Rn*R2*Ct*Rt+Rn*R1*Ct*Rt)*s+Rn*R1+R2*R1+Rt*R1+R2*Rn)

Die frequenzunabhängige Verstärkung sieht so aus.

K:=Grenze(H,Ct=0);

K := Rt*(R1+R2)/(Rn*R1+R2*R1+Rt*R1+R2*Rn)

Sie versuchen, Ri auf jede erdenkliche Weise zu reduzieren, indem sie es mit n gleichsetzen, und wir bekommen

K:=Grenze(K,Ri=0);

K := Rt*(R1+R2)/(Rn*R1+R2*R1+Rt*R1+R2*Rn)

Sie versuchen, Rz auf jede erdenkliche Weise zu erhöhen, gehen wir ins Unendliche und bekommen

K:=limit(K,Rt=unendlich);

K := (R1+R2)/R1

Werte(DC,PRN,[]):

HSF([H],f=1..1e10,"6) semiAFC eines nicht-invertierenden Verstärkers basierend auf TOC OU");

Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern

3. Einstellen der Bandbreite mit einem Kondensator im OS-Kreis

Bei der Verwendung von TOS OU müssen dessen Funktionen berücksichtigt werden. Wenn in einem herkömmlichen Operationsverstärker mit NOS OS beim Anschließen eines Kondensators ein zusätzlicher Pol der Kennlinie erscheint, erscheinen in einem Verstärker mit TOC (Abb. 7) eine zusätzliche Null und ein zusätzlicher Pol (Abb. 8).
Reis. 7. Schema eines nicht-invertierenden Verstärkers basierend auf TOC OU

Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern

Neustart: with(MSpice): Fixtures:=[O,[TOP,AC2,8]]:

ESOLve(Q,`OP-1_TOC_NoInvAmp_СF/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern

AC2 Transimpedanz-Operationsverstärkermodell

Kirchhoff-Laplace-System

-Vt1/Rt-Vt1*s*Ct+(VINP-VINN)/Rn

(Vt1-VINN)*s*CF+(Vt1-VINN)/RF+(VINP-VINN)/Rn-VINN/Rg

Решения

{VINN,Vt1}

MSpice v8.35: pspicelib.narod.ru
Angegebene Knoten: {VINP} Quellen: [Vinp]
V_NET-Entscheidungen: [VOUT, VINN, Vp1, Vt1]
J_NET: [JCF, JRF, JRg, JRn, JRt, JRo, JCt, JFt, JVinp]

Die frequenzabhängige Verstärkung sieht so aus.

H:=collect((VOUT/Vinp),s);

H := Rt*(s*CF*RF*Rg+Rg+RF)/(Rn*s^2*CF*RF*Rg*Ct*Rt+(Rn*Rg*Ct*Rt+Rt*CF*RF* Rg+Rn*RF*Ct*Rt+RF*Rg*Ct*Rt+CF*RF*Rn*Rg)*s+Rt*Rg+Rn*Rg+RF*Rg+RF*Rn)

Nullstellen und Pole dieser Funktion werden durch die folgenden Ausdrücke bestimmt

PolNull(H,f);

------------- Nullen -------------

F_Zero[1] = 1/2*I*(Rg+RF)/CF/RF/Rg/Pi

----------- Stangen -----------

F_Pole[1] = 1/4*I*(Rn*Rg*Ct*Rt+Rt*CF*RF*Rg+Rn*RF*Ct*Rt+RF*Rg*Ct*Rt+CF*RF*Rn*Rg-(-2*Rn*Rg^2*Ct*Rt^2*CF*RF+2*Rn^2*Rg*Ct^2*Rt^2*RF+2*Rn*Rg^2*Ct^2*Rt^2*RF-2*Rn^2*Rg^2*Ct*Rt*CF*RF+2*Rt^2*CF*RF^2*Rg*Rn*Ct+2*...

F_Pole[2] = 1/4*I*(Rn*Rg*Ct*Rt+Rt*CF*RF*Rg+Rn*RF*Ct*Rt+RF*Rg*Ct*Rt+CF*RF*Rn*Rg+(-2*Rn*Rg^2*Ct*Rt^2*CF*RF+2*Rn^2*Rg*Ct^2*Rt^2*RF+2*Rn*Rg^2*Ct^2*Rt^2*RF-2*Rn^2*Rg^2*Ct*Rt*CF*RF+2*Rt^2*CF*RF^2*Rg*Rn*Ct+2*...

Sie versuchen, Ct auf Null zu reduzieren, und sie versuchen, Rt auf jede erdenkliche Weise zu erhöhen.

Lassen wir Ct auf null gehen und Rt auf unendlich, und wir bekommen

H_ideal:=limit(subs(Ct=0,H),Rt=unendlich);

H_ideal := (s*CF*RF*Rg+Rg+RF)/Rg/(s*CF*RF+1)

Die frequenzunabhängige Verstärkung sieht so aus.

K:=Grenze(H,s=0);

K := Rt*(Rg+RF)/(Rt*Rg+Rn*Rg+RF*Rg+Rn*RF)

Rt wird auf jede erdenkliche Weise versucht, zu reduzieren, mit Unendlich gleichzusetzen und zu erhalten

K_ideal:=limit(K,Rt=unendlich);

K_ideal := (Rg+RF)/Rg

Werte (DC,RLVCI,[]):

Bauteilbewertungen eingeben:
CF := .1000e-8,1000p"
RF := .1e4,1K"
Rg := .1e4,1K"
Rn := 25,25"
Rt := .10e8,10MEG"
Ro := 75,75"
Ct := 1/2/Pi/Ft
Ft := .10e11,10G"
DC-Quelle: DC: Vinp:=0
E1_U1 := VINP
H1_U1 := (Vp1-VINN)/Rn
E2_U1 := Vt1
HSF([H,H_ideal],f=1..1e7,"9) semi[H,H_ideal] eines nichtinvertierenden TOC-Operationsverstärkers");

Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern

4. 1-MHz-Bandpassfilter mit TOC-Operationsverstärker

Bisher galt es als unwirtschaftlich, aktive Filter bei Frequenzen über 1 MHz zu implementieren.

Derzeit wird das Problem direkt mithilfe der TOS OU gelöst.

Die Anwendung des Modells (Abb. 11) ermöglicht es, eine obere Schätzung der CO-Nichtidealitätsindikatoren zu erhalten,

unter denen der erforderliche Filter implementiert werden kann.
Reis. 10. Schema eines nicht-invertierenden Verstärkers basierend auf TOC OU

Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern

Neustart: with(MSpice): Devices:=[O,[TOP,AC4,11]]:

ESOLve(Q,`04-1_TOC_Filter/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern

AC4 Transimpedanz-Operationsverstärkermodell

Kirchhoff-Laplace-System

(VOUT-V4)/RF+(V2-V4)/Rn-V4/Rg

-VOUT/Ro-Vt1/Ro-VOUT*s*Co-(VOUT-V4)/RF-(VOUT-V1)/R3

-V2/R2-V2/Rd-V2*s*Cd-(V2-V1)*s*C2

(V2-V1)*s*C2+(VOUT-V1)/R3-(V1-Vinp)/R1-V1*s*C1

-Vt1/Rt-(V2-V4)/Rn-Vt1*s*Ct

Решения

{VAUS, V1, V2, V4, Vt1}

MSpice v8.35: pspicelib.narod.ru
Angegebene Knoten: {VINP} Quellen: [Vinp]
V_NET-Lösungen: [VOUT, V1, V2, V4, Vp1, Vt1]
J_NET: [JVinp, JRF, JR1, JC2, JRg, JR2, JC1, JRd, JRn, JRt, JRo, JCt, JFt, JCo, JCd, JR3]

Wenn die Bedingungen für ifilter erfüllt sind

R1:=Rg: R2:=Rg: R3:=Rg: C1:=C2:

Dann sieht die frequenzabhängige Verstärkung so aus.

H:=simplify(VOUT/Vinp,'size');

H := (s*C2*Rd*(Ro*Ct*Rt*s+Ro+Rt)*Rg^3+(Rd*Ro*Ct*Rt*(C2+Cd)*(Rn+RF)*s^2+(((C2+Cd)*(Rn+RF)*Ro+C2*Rt*RF)*Rd+Ro*Ct*Rt*(Rn+RF))*s+Ro*(Rn+RF))*Rg^2+Ro*(RF*Rn*Rd*(C2+Cd)*s+(Rn+RF)*Rd+RF*Rn)*(Ct*Rt*s+1)*Rg+RF*...

Mittenfrequenz und Frequenzgangdiagramm (Abb. 12).

Werte(AC,RLCVI,[]): H:=evalf(H,2);

HSF([H],f=1e5..1e7,"12) semiAFC$200 eines nichtinvertierenden Verstärkers basierend auf TOS op-amp");

Bauteilbewertungen eingeben:
R1 := 300,300"
C2 := .750e-9,750p"
RF := .1e4,1K"
R3 := 300,300"
Rg := 300,300"
R2 := 300,300"
C1 := .750e-9,750p"
Rd := .1e7,1MEG"
Rn := 25,25"
Rt := .10e8,10MEG"
Ro := 75,75"
Ct := 1/2/Pi/Ft
Ft := .10e11,10G"
Co := .5e-11,5p"
CD := .3e-11,3p"
AC-Quelle: DC: Vinp:=0 AC: Vinp:=1 Pfase(Grad):=0
E1_U1 := V2
H1_U1 := (Vp1-V4)/Rn
H2_U1 := Vt1/Ro

H := (.20e5*s*(.12e-1*s+.10e8)+.80e3*s^2+.68e12*s+.19e13+.22e5*(19.*s+.10e10)*(.16e-3*s+1.))/(12.*s*(1.+.38e-3*s)*(.61e-10*s^2+.17*s+.10e8)+.24e-13*s^4+.26e-3*s^3+.18e5*s^2-.6e11*s+.18e19+.30e3*(.42e4*...

Berechnung von Schaltungen an Transimpedanz-Operationsverstärkern

Literatur

Petrakow. O. M. Analytische Berechnungen in Elektronikzeitschrift SCHEMOTEHNIKA, Nr. 7, 2006.
Dyakonov V.P. Maple-9 in Mathematik, Physik, Pädagogik. M.: SOLON-Presse, 2004.
V. D. RAZEVIG OrCAD-Konstruktionssystem 9.2. SOLON. Moskau 2001
Razevig V. D. Schaltungsmodellierung mit Micro-Cap 7. - M.: Hotline-Telecom, 2003.
Verhaltensmodellierung in PSPICE. Schaltung Nr. 3, Nr. 4, für 2003
Petrakov OM Erstellung von analogen PSPICE-Modellen von Radioelementen. RADIOSOFT", 2004
pspice.narod.ru Elektronisches CAD. Modellieren. Schaltung.
Razevig VD Simulation analoger elektronischer Geräte auf PCs. MPEI-Verlag, 1993
Heineman R. PSpice-Simulation elektronischer Schaltungen. DMK-Presse, 2002

Veröffentlichung: cxem.net

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