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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Hochfrequenz-Wattmeter und Rauschgenerator. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Messtechnik Der vorgeschlagene Entwurf eines Hochfrequenz-Wattmeters wird auf der Grundlage zweier in [1, 2] beschriebener Geräte entwickelt, wobei die Möglichkeit der Verwendung von Miniaturglühlampen in Messgeräten berücksichtigt wurde. Neben der Einfachheit des Designs und der Verfügbarkeit der verwendeten Sensorelemente reizte den Autor die Tatsache, dass für den Aufbau eines solchen Breitbandgeräts keine Hochfrequenzmessungen erforderlich sind. Sie benötigen lediglich ein digitales drei- oder vierstelliges Multimeter. Alle Messungen werden bei Gleichstrom durchgeführt. Der Hauptunterschied des vorgeschlagenen Wattmeter-Designs besteht darin, dass die Messbrücke, an die der Sensor-Konverter für Glühlampen angeschlossen ist, während des Betriebs automatisch abgeglichen wird. Das Wattmeter, dessen Schaltung weiter unten besprochen wird, kann mit einer angepassten Ausgangsimpedanz von 50 Ohm auch als stabiler Rauschgenerator verwendet werden. Da das Gerät über eine automatische Widerstandsstabilisierungseinheit (ASR) des Sensors verfügt, wird auch die Temperatur des Filaments mit hoher Genauigkeit stabilisiert. Der Geräuschpegel kann indirekt das Betriebsfrequenzband des Geräts beurteilen. Das Lampenrauschen reicht bis zu 1 GHz. und der Pegelabfall beginnt bei Frequenzen von 600...700 MHz, was den Angaben in [1, 2] entspricht. Über Rauschgeneratoren und Messungen mit ihnen können Sie in [3, 4] nachlesen. Bei den Versuchen stellte sich heraus, dass Glühlampen sehr empfindlich gegenüber mechanischen Einflüssen waren. In der Praxis bedeutet dies, dass das Gerät vor Stößen geschützt werden sollte, da sich sonst die Parameter des Wandlers schlagartig ändern können. Dies geschieht offenbar aufgrund der Verschiebung des Filaments und einer Änderung des Wärmeübertragungsmodus. Der stabilste Wert ist, wie Tests gezeigt haben, derjenige, den der Sensor nach dem Einschalten der Stromversorgung erreicht. Da der ACC-Knoten sehr stabil arbeitet, kann der Übergang zu einer anderen RL-Ebene anhand der Messuhr leicht als „Null“-Verschiebung erkannt werden. Wenn eine genaue Messung erforderlich ist, muss die Stromversorgung aus- und wieder eingeschaltet werden. Die Stabilität des Sensors, unabhängig von mechanischen Einflüssen, ist recht hoch: Tagsüber hat das Gerät keine Null- oder Grenzverschiebung (laut Messuhr) festgestellt, was beispielsweise beim VZ- nicht der Fall ist. 48 Industrie-Millivoltmeter. Die Grundlagen der angewandten Methode zur Messung der HF-Leistung sind in [1, 2] beschrieben. Die Bezeichnungen im Text entsprechen den in den Originalartikeln übernommenen. Die Gesamtleistung, die die Lampenfäden erhitzt, beträgt Рl \u1d Rvch + Pzam. ( eines) wobei RHF Hochfrequenzleistung ist. Rzam – Gleichstrom-Ersatzstrom [2]. Lassen Sie uns den Ausdruck (1) umwandeln: Rvch \u2d Rl - Rzam \u2d (Ul2 - Uzam2) / R \u2d (XNUMXUl ΔU-ΔUXNUMX) / R. (XNUMX) wobei ΔU = Ul – Uzam; Рл = Ul2/R; Rzam = Uzam2/R: R = 200 Ohm (oder 50 Ohm für einen Sensor mit Parallelschaltung von Lampen, siehe unten). Aus Ausdruck (2) folgt, dass der Wert der HF-Leistung am Eingang des Sensors eine Funktion der Spannungsdifferenz ΔU = Ul-Us ist. Es ist diese Spannungsdifferenz (vorausgesetzt, die Brücke ist ausgeglichen), die das Wattmeter misst. Formel (2) kann in normalisierter Form dargestellt werden: Rvch/Rl = 2ΔU/Ul - (ΔU/Ul)2 (3) Die Form der Funktion (3) ist in Abb. dargestellt. 1. Verwendung des darauf dargestellten Diagramms oder analytischen Ausdrucks (3). Für ein Mikroamperemeter können Sie eine nichtlineare Skala von RHF/Rl-Werten zeichnen. Das gilt für jeden Sensor. Die gemessene HF-Leistung wird durch Multiplikation der Instrumentenwerte mit dem RL-Wert eines bestimmten Sensors berechnet (die hergestellte Probe hatte einen Wert von RL = 120 mW). Wenn auf einer solchen Skala die Messuhr den Wert „0.75“ anzeigt. Die gemessene Eingangsleistung beträgt: RF = 0.75 RL = 0.75–120 = 90 mW. Aus der Grafik ist ersichtlich: Wenn nur der Anfangsteil des RL-Bereichs für Messungen verwendet wird, ist die Nichtlinearität der Skala geringer. Daher werden in der hergestellten Wattmeter-Probe zwei lineare Mikroamperemeter-Skalen verwendet. entsprechend zwei Grenzwerten - 40 und 100 mW. Für einen konkreten Sensor mit RL = 120 mW ist die Lage der Obergrenzen dieser Bereiche in Abb. dargestellt. 1. Nichtlineare und lineare Skalen sind an zwei Punkten (Null und Maximum) konjugiert. An anderen Stellen unterschätzt das Gerät die gemessenen Leistungswerte.
Da es bei den meisten HF-Messungen auf die Einstellung des maximalen (minimalen) Spannungs- oder Leistungswerts ankommt, ist die analoge Anzeige am bequemsten und der angezeigte Skalenfehler stellt keinen wesentlichen Nachteil dar. Darüber hinaus behält das Gerät die Möglichkeit, den exakten Leistungswert mit einem externen Digitalvoltmeter zu messen [2]. Das schematische Diagramm des Geräts ist in Abb. dargestellt. 2. Spannungsstabilisatoren DA1, DA3 sind entsprechend der Standardschaltung enthalten. Die Kondensatoren C4, C6 reduzieren die Welligkeit der Ausgangsspannung. Der integrierte Regler DA2 erzeugt eine negative Vorspannung von -2.5 V, die zur Stromversorgung des Operationsverstärkers verwendet wird. Der DA4-Stabilisator fungiert als Referenzspannungsquelle von 2,5 V (ION).
Die ACC-Einheit besteht aus dem Operationsverstärker DA7 und dem Transistor VT1. Das Funktionsprinzip dieses Geräts ähnelt dem eines herkömmlichen Kompensationsspannungsstabilisators, jedoch ist anstelle einer Zenerdiode ein anderes nichtlineares Element installiert – eine Glühlampe. Das Gleichgewicht der Brücke wird mit hoher Genauigkeit (bis zu 10...20 µV) durch Änderung ihrer Versorgungsspannung (R7 - R10 und Sensorlampen) aufrechterhalten. Der Widerstandswert der Brückenwiderstände wird mit einem Fehler von ±0,1 % gewählt. Da die Brücke ausgeglichen ist, ist beim Anschluss eines Sensors mit einer Reihenschaltung von Lampen (Abb. 2) die Gleichheit erfüllt: Rd \u9d R10 + R200 \uXNUMXd XNUMX Ohm, wobei Rd der Widerstand des Sensors ist. Ein digitales 3.5-stelliges Gerät ermöglicht keine Widerstandsmessung mit der angegebenen Genauigkeit, kann aber mit Präzisionswiderständen (z. B. C5-5V) mit einer Toleranz von 0.05 - 0,1 % kalibriert werden. Da sich die Brückenelemente im Betrieb erwärmen, sind MLT-Widerstände aufgrund des hohen TCR-Wertes ±(500...1200)-10-6 1/°C nicht zu empfehlen [6]. Es ist wichtig, dass der Widerstandswert der Widerstände R7. R8 unterschied sich um nicht mehr als ±0,1 %, und der Nennwert konnte zwischen 47 und 75 Ohm liegen. Es wird nicht empfohlen, die Leistung der Widerstände in den im Diagramm angegebenen Zweigen der Messbrücke zu reduzieren. Unmittelbar nach dem Einschalten des Geräts zum Starten von ACC erzeugt der Widerstand R6 einen kleinen Anfangsstrom, der durch die Brücke fließt, sodass die von einem bestimmten Sensor gemessene maximale Leistung etwas geringer als Rl ist. Der XW1-Hochfrequenzstecker entfernt außerdem Störspannungen über ein breites Frequenzband. Für den normalen Betrieb der ACC-Einheit müssen die Lampen in einem Modus betrieben werden, in dem der Glühfaden schwach oder überhaupt nicht leuchtet. Bei hellem Licht ist die Abhängigkeit der Spannung an der Lampe vom fließenden Strom nahezu linear, und in diesem „linearen“ Abschnitt ist die ACC funktionslos. Die maximale Leistung der Sensoren, mit denen das Wattmeter arbeitet, überschreitet 250 mW nicht. Hier werden nur Sensoren mit einer Eingangsimpedanz von 50 Ohm berücksichtigt. Sie können aber auch Sensoren mit einem Widerstand von 75 Ohm verwenden [2]. Der Widerstandswert der Brückenwiderstände beträgt in diesem Fall: R9 = 225 Ohm. R10 = 75 Ohm. Die Leistung der Sensoren mit den gleichen Lampen wird sich ungefähr verdoppeln, daher muss die Brückenversorgungsspannung erhöht werden. Der Sensor vom Typ „A“ ist in [1, 2] ausführlich beschrieben. Im eingeschalteten Zustand beträgt sein Gleichstromwiderstand 200 Ohm. und auf der HF-Eingangsseite - 50 Ohm. Lampen für einen solchen Sensor müssen paarweise ausgewählt werden, damit die Spannungsabfälle an beiden Lampen annähernd gleich sind. Bei der Prüfung mehrerer Exemplare von Lampen lässt sich leicht erkennen, dass diese Bedingung oft nicht erfüllt ist, selbst wenn der Widerstand der Lampen im kalten Zustand gleich ist. Es wird davon ausgegangen, dass der Eingangswiderstand innerhalb von 50 Ohm ±0.25 % liegen sollte. Dann dürfen in diesem Fall die Spannungen der an das Wattmeter angeschlossenen Lampen um nicht mehr als 15 % abweichen. Der Probensensor, mit dem die Funktion des Geräts getestet wurde, hatte folgende Parameter: Ul = 4,906 V (Rl = 120 mW). Un1= 2.6 V. Un2= 2,306 V (Spannungsunterschied zwischen den Lampen beträgt etwa 12 %). In Abb. 2 für CI. C2 im Sensor „A“ hat einen Nennwert von 0,44 μF, wodurch Sie die untere Grenze des Frequenzbereichs auf 1 ... 1,5 MHz reduzieren können. Um die Induktivität des Eingangskreises zu reduzieren, wurden zwei parallel geschaltete 0.22 µF-Chipkondensatoren verwendet. Mit den in [1, 2] angegebenen Kondensatorwerten (0.047 μF) ist eine Messgenauigkeit in der Größenordnung von 1 % nur im Frequenzbereich von mindestens 15 MHz und nicht 150 kHz erreichbar. Anders als in [2] beschrieben. Das vorgeschlagene Wattmeter ermöglicht die Verwendung von zwei Arten von Sensoren, bei denen die Lampen in Reihe (Sensortyp „A“) oder parallel (Sensortyp „B“) geschaltet sind. Ein Sensor vom Typ „B“, der mit einer Brücke an den Pins 1 und 4 im Sensorstecker an das Gerät angeschlossen ist, schließt den Widerstand R9 der Brücke, daher Рä = R10 = 50 Ohm. Bei Sensoren dieses Typs ist die Auswahl eines bestimmten Lampenpaares nicht erforderlich. Um den erforderlichen Wert von Rl zu erhalten. Der Sensor kann eine bis vier Lampen verwenden, die unterschiedlicher Art sein können. Um seinen Frequenzbereich nach unten zu erweitern, sollte eine Erhöhung der Induktivität des Induktors nicht zu einer Erhöhung seines aktiven Widerstands führen (vorzugsweise nicht mehr als 0.25 Ohm, d. h. 0.5 % von 50 Ohm). Der Induktor muss mit einem Draht mit einem Durchmesser von 0.3...0.4 mm umwickelt werden, um bei den Abmessungen des MLT-50-Widerstands eine Spuleninduktivität von etwa 1 μH zu erhalten. Bei einer solchen Induktivität liegt die untere Grenze des Frequenzbereichs des Sensors „B“ bei 16 MHz, im Gegensatz zum Sensor Inna „A“, der bereits bei einer Frequenz von 1 MHz recht genau ist. Auf DA6-Chips. DA7- und HL1-LEDs. HL2 ist ein Komparator. Sein Zweck besteht darin, die Balance der Messbrücke anzuzeigen. Wenn es ausgeglichen ist, erlöschen beide LEDs. Mit den im Diagramm angegebenen Werten der Widerstände R29 und R31 beträgt die Totzone des Komparators ca. ±60...90 µV. Wenn die HF-Leistung am Sensoreingang gleich dem maximal zulässigen Wert RL ist (eigentlich etwas weniger). ACC ist nicht in der Lage, die Brücke und eine der HL1-LEDs auszugleichen. HL2 schaltet sich ein und zeigt an, dass keine Messung möglich ist. Durch die Trägheit von Glühlampen ist der Regelvorgang deutlich zu erkennen (Dauer 1...2 s). Dadurch hat der Indikator eine weitere positive Funktion: Er ermöglicht die Feststellung kleiner und schneller Änderungen der Amplitude des HF-Signals am Eingang des Geräts. Es ist bekannt, dass solche Amplitudenschwankungen charakteristisch für instabile Verstärkerstufen oder Generatoren sind, die bei Störfrequenzen zur Selbsterregung neigen. Bei der Überprüfung des Wattmeters des G4-117-Generators wurde beispielsweise festgestellt, dass bei Frequenzen über 8 MHz und einem Ausgangssignalpegel von mehr als 2 V (bei einer Last von 50 Ohm) der interne Ausgangssignalamplitudenstabilisator im Generator funktioniert praktisch nicht. Die Geräteanzeigeeinheit ist auf einem DA4-Operationsverstärker aufgebaut. DA5. Mikroamperemeter PA1. Variable Widerstände R19 (Nullpunktkorrektur) und R24. Mit R26 und R25, R27 (Bereichskorrektur) können Sie das Wattmeter einfach so konfigurieren, dass es mit allen Sensoren mit RL < 220 mW funktioniert. Für große Einstellbereiche ist es am besten, mehrgängige Drahtwiderstände zu verwenden. Um den „Nullpunkt“ einzustellen, ist daher ein variabler Widerstand vom Typ SP5-35B mit hoher elektrischer Auflösung im Gerät verbaut [6]. Eine zusätzliche Nullpunktkorrektur beim Umschalten auf einen anderen Messbereich ist in der Regel nicht erforderlich. Nullpunkt- und Spanneneinstellungen beeinflussen sich gegenseitig nicht. Das Vorhandensein einer Diodenbrücke wird dadurch verursacht, dass Leistung eine positive Größe ist. Bei dieser Einschaltmöglichkeit des Mikroamperemeters durchläuft dessen Nadel den Nullpunkt nicht. Die meisten Elemente des Geräts sind auf einer Platine untergebracht, und zwar diejenigen, die sich während des Betriebs des Wattmeters erwärmen (DAI, DA2. VT1. R7-R10). Wärmekontakt mit der hinteren Aluminiumplatte des Geräts haben. Es ist besser, das Gerät in einem geschlossenen Gehäuse zu konfigurieren. Die Konstruktion muss den Zugang zu allen Einstellelementen ermöglichen. Sensordesigns und Leiterplattendesigns sind in Abb. dargestellt. 3, 4. Die Folie auf der Rückseite der Leiterplatte bleibt vollständig erhalten. Der Hochfrequenzstecker und das Kabelgeflecht sind auf beiden Seiten der Platine angelötet. Um die Selbstinduktivität der Sensoren zu minimieren, verwenden sie oberflächenmontierte Kondensatoren (mit einer Kapazität von 0.22 und 0.022 μF, zwei Stück parallel geschaltet). Das Gehäuse des Hochfrequenzsteckers ist auf beiden Seiten der Platine mit der Folie verlötet.
Das Wattmeter verwendet Präzisionsdrahtwiderstände S5-5V 1 W mit einem Widerstand von 100 Ohm und einer Toleranz von ±0.1 % (TCS ±50·10-6 1/°C). Zwei solcher parallel geschalteter Widerstände sind als R7, R8, R10 eingebaut, und R9 wird durch eine Reihen-Parallelschaltung von drei gebildet. Es ist auch möglich, andere Präzisionswiderstände zu verwenden, beispielsweise C2-29V, C2-14. Die Widerstände R24 - R26 dienen zur Abstimmung. Draht SP5-2, SP5-3. XS1-Buchse zum Anschluss des Sensors - ONTS-VG-4-5/16-R (SG-5). Hochfrequenzanschlüsse XW1 - SR-50-73F. Stromanschluss – Stift, DJK-03B-Buchse (2.4/5.5 mm). Anstelle der KD906A-Brücke können Sie beliebige Dioden verwenden, beispielsweise die Serien D9, D220, KD503. KD521. Mikroamperemeter - M24. M265 mit einem Gesamtabweichungsstrom von 50 - 500 µA. KR142EN12A kann durch ein importiertes Analogon mit geringem Stromverbrauch – LM317LZ – und KR 142EN19 – TL431 ersetzt werden. Das Wattmeter wird im zusammengebauten Zustand 10...15 Minuten nach dem Einschalten justiert. Schließen Sie zunächst ein beliebiges Paar SMH2-3-Lampen an die Pins 1 und 9 des XP60-Steckers an. in Reihe geschaltet und an die Buchsen „A“ und „B“ angeschlossen - ein digitales Voltmeter, das auf die minimale Messgrenze (200 mV) eingeschaltet ist. Durch Drehen des Abstimmwiderstands R15 erreichen wir Nullwerte auf dem Voltmeter. Nach dem Abgleich der Messbrücke wird der Komparator justiert. Der Widerstand R21 (oder R23, abhängig von der anfänglichen Vorspannung des Operationsverstärkers DA8. DA9) wird vorübergehend durch einen variablen Widerstand von 100 kOhm ersetzt (das Gerätegehäuse muss geöffnet werden). Durch Ändern des Widerstandswertes erreichen wir einen Zustand, in dem beide LEDs erloschen sind. Ersetzen Sie dann den variablen Widerstand durch einen konstanten Widerstand mit einem Widerstandswert, der dem gefundenen Widerstand nahe kommt. Die Grenzen einer solchen Offset-Einstellung sind relativ eng, daher ist es ratsam, vor dem Einbau in die Platine den Wert des anfänglichen Offsets aller Operationsverstärker zu überprüfen. Mikroschaltungen mit einem minimalen Offset sollten wie DA8 verwendet werden. DA9. Bei anderen Mikroschaltungen ist der Wert der Anfangsvorspannung nicht so wichtig, da ihre Betriebsarten mit entsprechenden variablen Widerständen angepasst werden können. Nach dem Einrichten des Komparators müssen Sie sicherstellen, dass seine Totzone ±60...90 µV beträgt. Mit dem Widerstand R15 ist es möglich, die Brücke in kleinen Grenzen aus dem Gleichgewicht zu bringen und mit einem angeschlossenen Digitalvoltmeter die Fehlspannung zu bestimmen, bei der die LEDs aufleuchten. Es ist wünschenswert, dass das Totband des Komparators symmetrisch ist (relativ zum Brückengleichgewichtspunkt). Um es zu erweitern, können Sie den Widerstandswert des Widerstands R29 erhöhen. Nach Abschluss des Komparatoraufbaus wird der Widerstand R15 zum endgültigen Abgleich der Messbrücke verwendet. Mithilfe des Widerstands R19 sollten Sie prüfen, ob bei zufällig ausgewählten Lampen das Mikroamperemeter PA1 auf Nullwerte eingestellt ist. Nach Abschluss dieser Vorgänge werden bei eingeschaltetem Gerät Lampenpaare für den Sensor basierend auf mechanischer Stabilität und Spannungsdifferenz ausgewählt. Das Digitalvoltmeter muss auf die Buchsen „0“, „B“ geschaltet werden. Es wird die Spannung Un angezeigt, aus der Rl leicht berechnet werden kann. Die oberen Punkte der Bereiche „100 mW“ und „40 mW“ können durch Berechnung festgelegt werden, da für einen bestimmten Wert von Rp bekannt ist, welche Spannung das Digitalvoltmeter an den angegebenen Punkten (Uzam) anzeigt. Das Signal zum Sensoreingang kann von jedem Generator mit einer Frequenz größer 2...3 MHz und einer Ausgangsspannung von mindestens 2,5 V (bei einer Last von 50 Ohm) geliefert werden. Der Signalpegel des Generators wird entsprechend den Messwerten eines digitalen Voltmeters wie folgt angepasst. Damit das Voltmeter den berechneten Wert von U anzeigt, stellen Sie dann den Widerstand R24 (R25) ein, um die Nadel des Mikroamperemeters auf die letzte Skalenteilung einzustellen. Zur Stromversorgung des Gerätes ist jede Quelle mit einer Ausgangsspannung von 15...24 V und einem Zufluss von 150...200 mA geeignet. Bei Verwendung eines Low-Power-Netzteils ist darauf zu achten, dass die Untergrenze der Eingangsspannungswelligkeit mindestens 2.5 V über 12 V beträgt. Aufgrund des Mangels an geeigneten Geräten war es nicht möglich, die Eigenschaften des hergestellten Geräts direkt zu überprüfen. Über die Überprüfung der Frequenzeigenschaften des Sensors bei Frequenzen von Hunderten von Megahertz muss daher nicht gesprochen werden. Dem Autor standen lediglich ein Digitalmultimeter DT930F+ (Genauigkeitsklasse 0.05 bei Gleichspannungsmessung und 0.5 bei Widerstandsmessung, Effektivwert der Wechselspannung bis 400 Hz [5]), ein Niederfrequenzgenerator GZ-117 (bis zu 10 MHz) und ein Millivoltmeter VZ-48 (Genauigkeitsklasse 2.5 im Bereich 45 Hz...10 MHz). Die Überprüfung mehrerer Punkte auf der Skala (die Überwachung erfolgte mit einem digitalen Voltmeter, nicht mit einer Mikroamperemeter-Skala) bei einer Frequenz von 5 MHz zeigte, dass das Wattmeter genauer und stabiler arbeitet als das VZ-48! Gut, dass dieses Millivoltmeter über Prüfbuchsen an der Rückwand verfügt, an die man ein externes (digitales) Voltmeter anschließen kann. Unter der Annahme, dass der VZ-48 im mittleren Teil des Betriebsfrequenzbereichs keinen Frequenzfehler aufweist, wurden drei Spannungspunkte bei einer Frequenz von 400 Hz kalibriert. mit einem vorhandenen Digitalvoltmeter der Klasse 0.5. Danach wurde der Generator auf eine Frequenz von 5 MHz umgebaut und die zuvor gemessenen Spannungswerte am Sensoreingang mit einem Digitalvoltmeter (und nicht mit der Analogskala VZ-48) wiederhergestellt. Basierend auf den Messwerten von VZ-48 wurde die Eingangsleistung aus dem Verhältnis Рл = U2/50 berechnet. und die Leistung, die das Wattmeter anzeigte, wurde mit Formel (2) berechnet. Die Ergebnisse dieser Messungen sind in der Tabelle dargestellt. Besonders beeindruckend ist, dass in den erhaltenen Fehlerwerten [7, 8] deutlich das Vorhandensein eines systematischen Fehlers erkennbar ist, was bedeutet, dass die Parameter des Wattmeters noch besser sein können!
Als Sensoren können verschiedene Thermistoren dienen – sowohl mit positivem als auch negativem TCS. Damit die ACC-Einheit mit Thermistoren mit negativem TCR (Glühlampen haben positiver TCR) funktioniert, sind im Gerätekreis Jumper (hervorgehoben durch eine strichpunktierte Linie) vorgesehen, die in die Position zwischen den Kontakten 1 und 4, 2 verschoben werden müssen und 3. Um die Funktionalität des ACC mit einem Sensor mit negativem TCR zu testen, wurde ein Bead-Thermistor MKMT-16 mit einem Nennwiderstand von 5,1 kOhm [6] bei Anschluss nach der Sensorschaltung „B“ verwendet. Trotz des großen Anfangswiderstandes reichte eine Versorgungsspannung von 10 V aus, um den Miniaturthermistor aufzuheizen und die Brücke auszubalancieren. Da die Betriebstemperatur eines Thermistors jedoch deutlich niedriger ist als bei einer Glühwendel und die Wärmeisolierung schlechter ist, funktioniert dieser Sensor eher wie ein Temperaturmesser und die Nullpunktstabilität ist sehr gering. Rl-Wert = 102 mW. Für diejenigen, die mit verschiedenen Sensoren experimentieren möchten, hier einige allgemeine Tipps. Der Anfangswiderstand des Thermistors (für jedes Vorzeichen des TKS) muss so gewählt werden, dass der Widerstand des beheizten Thermistors (oder einer Kombination mehrerer Thermistoren) 50 Ohm beträgt. wurde bei der maximal möglichen Heiztemperatur erreicht. Zum Beispiel ST1-18-Thermistoren. Die Perlentypen ST1 -19 sind bis +300 °C einsetzbar [6]. In diesem Fall muss das Design des Sensors Maßnahmen zur passiven thermischen Stabilisierung und thermischen Isolierung des Thermistors vorsehen. Thermistoren mit negativem TCR können zum Zeitpunkt des Einschaltens einen zu hohen Widerstand aufweisen, sodass möglicherweise eine erhebliche Erhöhung der Versorgungsspannung erforderlich ist, um Selbsterwärmungsbedingungen zu schaffen. Bei der Verwendung von Posistoren treten keine Probleme mit der Stromversorgung auf. Außer SMN9-60. Sie können auch andere Arten von Miniaturglühlampen verwenden, deren Parameter in [1, 2] angegeben sind. Es ist leicht, Konverter mit RL-Werten von einigen bis zu mehreren Hundert Milliwatt zu erhalten. Höhere HF-Signalleistungen werden durch angepasste Dämpfungsglieder gemessen. Die Berechnung von Dämpfungsgliedern findet sich in [9,10]. Literatur
Autor: O. Fedorov, Moskau
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