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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Signalgenerator mit geringer harmonischer Verzerrung. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Messtechnik Nichtlineare Verzerrungen von NF-Signalen, die die Qualität von Tonaufnahme- und Tonwiedergabegeräten charakterisieren, werden üblicherweise anhand der harmonischen Verzerrung beurteilt, die bei hochwertigen Geräten einen ungefähren Schwellenwert von 0,1 % nicht überschreiten sollte. Um Verzerrungen dieses Niveaus zu messen, ist ein Signalgenerator mit einem um ein Vielfaches niedrigeren harmonischen Koeffizienten erforderlich. Daher wurde bei der Entwicklung des vorgeschlagenen Geräts das Hauptaugenmerk auf die Reduzierung nichtlinearer Signalverzerrungen gelegt. Wichtigste technische Merkmale:
Der Bereich der erzeugten Frequenzen des Geräts ist in vier Teilbereiche unterteilt, in denen die Frequenz jeweils durch einen doppelten variablen Widerstand geändert wird. Die Ausgangsspannung lässt sich stufenlos und diskret in 20-dB-Schritten einstellen. Das Funktionsdiagramm des Generators ist in Abb. dargestellt. 1. Seine Basis ist der Breitbandverstärker A1, dessen positiver Rückkopplungskreis (POS) durch den Bandpassfilter R1C1R2C2 (Wien-Brücke) und dessen negativer Rückkopplungskreis (OSC) durch Knoten und Elemente zur Stabilisierung der Amplitude gebildet wird die Ausgangsspannung R3, R4, U1, A2-A7.
Ein Bandpass-RC-Filter ähnelt einem Parallelschwingkreis und bietet bei der Quasiresonanzfrequenz fp=1/2piRC (mit R1=R2=R und C1=C2=C) einen maximalen Übertragungskoeffizienten von 1/3, den höchsten Qualitätsfaktor und beste Selektiveigenschaften. Die Schwingungsfrequenz kann durch koordinierte Änderungen des Widerstandswerts der Widerstände R1 und R2 oder der Kapazität der Kondensatoren C1 und C2 angepasst werden. Offensichtlich muss zur Selbsterregung des Generators der durch die Rückkopplungsschaltung vorgegebene Übertragungskoeffizient des Verstärkers A1 gleich drei sein. Bei einer so geringen Verstärkung ist es unter Verwendung einer tiefen Rückkopplung nicht schwierig, einen großen Frequenzbereich und einen sehr niedrigen Verzerrungspegel (weniger als 0,01 %) des Verstärkers selbst zu erreichen. Um einen niedrigen Klirrfaktor des Generators zu erreichen, muss die Amplitude der Ausgangsspannung auf einem bestimmten Niveau stabilisiert werden. Zu diesem Zweck wird der Verstärker mit einer nichtlinearen Rückkopplungsschleife abgedeckt, in der häufig ein Thermistor oder Feldeffekttransistor als gesteuertes Dämpfungsglied enthalten ist. Im ersten Fall ist es jedoch schwierig, auf einfache Weise einen Oberwellenkoeffizienten des Generators bei mittleren Frequenzen von weniger als 0,05 % zu erreichen, im zweiten Fall weniger als 0,1 %, daher wurde besonderes Augenmerk auf die Reduzierung der Verzerrung im Regelkreis gelegt Dämpfer. Die dem Verstärker A1 zugeführte OOS-Spannung kann als Summe zweier Komponenten dargestellt werden: einer Konstanten, deren Amplitude immer gleich 1/3 der Ausgangsspannung ist, und einer Variablen, deren Art der Hüllkurve bestimmt wird durch die Eigenschaften der OOS-Schaltung und der Bereich hängen von destabilisierenden Faktoren ab: Temperatur- und Zeitdriftparameter der Elemente, Änderungen des Filterübertragungskoeffizienten im Frequenzbereich usw. (die Amplitude der zweiten Komponente ist mehrere Größenordnungen kleiner als der erste). Daraus entstand die Idee, eine zweikanalige OOS-Schaltung zu verwenden, um nichtlineare Verzerrungen zu reduzieren, indem dem invertierenden Eingang des Verstärkers A1 über einen Kanal, der nur lineare Elemente (Teiler R3R4 und Addierer A7) enthält, eine konstante Komponente und eine Variable zugeführt wird Komponente durch den Amplitudenstabilisierungskanal (U1, A2-A6), der ein Korrektursignal erzeugt, das im Addierer A7 mit einer konstanten Komponente addiert wird. Der zweite Kanal funktioniert wie folgt. Das Ausgangssignal des Verstärkers A1 wird vom Gleichrichter U1 gleichgerichtet und die daraus entnommene Spannung im Integrator A2 mit einer Referenzspannung verglichen, die den Pegel der Ausgangsschwingungen festlegt. Die integrierte Differenzspannung treibt das Dämpfungsglied A4 direkt und das Dämpfungsglied A5 über den invertierenden Folger A3. Im stationären (stationären) Betriebsmodus des Generators mit den Übertragungskoeffizienten des Teilers R3R4 und des Filters gleich 1/3 sind die Differenz der Eingangsspannungen sowie die Ausgangsspannungen des Integrators A2 und des Zwischenverstärkers A3 nahe Null . Daher sind die Amplituden der Signale an den Ausgängen der Dämpfungsglieder A4 und A5 gleich und die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers A6 liegt ebenfalls nahe Null. Im instationären Modus führt eine Änderung der Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers A1 zu einer Abweichung der gleichgerichteten Spannung in die eine oder andere Richtung relativ zur Referenzspannung und folglich zu den Ausgangsspannungen des Integrators A2 und des Zwischenverstärkers A3 . Unter dem Einfluss dieser Steuersignale ändern sich die Übertragungskoeffizienten der Dämpfungsglieder A4 und A5 in entgegengesetzte Richtungen und am Ausgang des Verstärkers A6 erscheint eine sinusförmige Spannung, die den Generator in einen stationären Modus versetzt. Wenn die Amplitude der Ausgangsschwingungen relativ zum stationären Wert zunimmt, erscheint am Ausgang des Verstärkers A6 ein Signal, das mit dem Ausgangssignal in Phase ist, und wenn es abnimmt, erscheint es phasenverschoben. Durch den Einsatz gesteuerter Dämpfungsglieder, die mit einem kleinen Signal arbeiten, und der teilweisen Kompensation nichtlinearer Verzerrungsprodukte konnte der Pegel der Generatoroberwellen deutlich reduziert werden.
Schematische Darstellung des Geräts. Sein Hauptverstärker enthält zwei parallel geschaltete Differenzeingangsstufen (VT1, VT2 und VT5, VT6) für das verstärkte Signal. Dadurch ist der Verstärker für beide Halbwellen der Wechselspannung symmetrisch, was den Pegel der geraden Harmonischen, insbesondere der zweitgrößten Komponente des Signalspektrums in den meisten hochwertigen RC-Oszillatoren, deutlich reduziert. Ein weiteres Merkmal des Verstärkers ist der niedrige Strom, der durch die Widerstände R39, R32.2 und R40 fließt, die mit den Basen der Differenzstufentransistoren verbunden sind. Er entspricht der Differenz der Basisströme und kann daher durch die Auswahl von Transistoren mit ähnlichen Stromübertragungskoeffizienten h21e deutlich reduziert werden. Infolgedessen war es möglich, die Anforderungen an die Konsistenz der Abschnitte des dualen variablen Widerstands R32 zu reduzieren und seinen ersten Abschnitt (R32.1) direkt mit den Basen der Transistoren VT1, VT5 (ohne Isolationskondensator) zu verbinden. Um das Eigenrauschen des Verstärkers zu reduzieren, wird der Ruhestrom der Differenzstufen relativ klein gewählt (ca. 100 µA). Signale von den Kollektoren der Transistoren VT1 und VT5 werden einem symmetrischen Spannungsverstärker zugeführt, der aus den Transistoren VT7, VT9 und VT8, VT10 besteht. Um die Nichtlinearität zu reduzieren, wird es durch lokale OOS (Widerstände R13 und R15) abgedeckt, wodurch sein Übertragungskoeffizient auf 8...12 reduziert wird. Die Widerstände R19, R20 erzeugen Bedingungen nahe dem Spannungsquellenmodus für die Ausgangsstufe an den Verbundtransistoren VT12VT14 und VT13VT15, was auch zur Erhöhung der Linearität des Verstärkers beiträgt. Der Ruhestrom dieser Stufe wird durch den Trimmwiderstand R16 eingestellt. Für einen stabilen Betrieb bei großer Rückkopplungstiefe und großer Bandbreite verfügt der Verstärker über eine Frequenzkorrektur durch die Schaltkreise R1C1 und R11C2, die parallel zu den Lastwiderständen (R2 und R10) der Differenzstufen geschaltet sind. Die durch diese Schaltungen eingestellte Grenzfrequenz des Verstärkers mit Open-Loop-Rückkopplung liegt im Bereich von 20...25 kHz. Durch die Kopplung des Frequenzgangs des unkorrigierten Verstärkers und der Korrekturschaltungen wurde der Abschnitt der Kennlinie mit einer Steigung von 6 dB pro Oktave länger. Die Grenzfrequenz des Spannungsverstärkers liegt im Bereich von mehreren Megahertz. Um den Stabilitätsspielraum des gesamten Verstärkers zu erhöhen, ist außerdem eine Zwangsverbindung C19R69 in der OOS-Schaltung enthalten. Das Ausgangssignal des Verstärkers durchläuft einen Zwischenverstärker am Transistor VT16, wird von der Diode VD6 gleichgerichtet und geht an einen Integrator am Operationsverstärker DA1. Die Referenzspannung wird vom Trimmerwiderstand R35 geliefert. Vom Ausgang des Operationsverstärkers wirkt eine Spannung, die dem Ergebnis der Integration der Differenz der angegebenen Signale entspricht, auf das Gate des Transistors VT17.1 und über den invertierenden Folger am Operationsverstärker DA2 auf das Gate des Transistors VT17.2 .52. Zusammen mit den Widerständen R55-R49 bilden diese Transistoren gesteuerte Dämpfungsglieder. Die Nichtlinearität der Transistoreigenschaften wird durch OOS-Schaltungen reduziert, die aus den Widerständen R50, R56 und R57, R20 bestehen. Um die besten Ergebnisse zu erzielen, wurde experimentell festgestellt, dass die konstante Spannung an den Gates von Feldeffekttransistoren innerhalb von 50 bis 2 % der Abschaltspannung liegen sollte und der Widerstand der Widerstände in den OOS-Schaltkreisen viel höher sein sollte größer als der Widerstand ihrer Kanäle. Dies wird bei den beschriebenen Dämpfungsgliedern berücksichtigt und die Spannung am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers DA33 kann durch Trimmen des Widerstands RXNUMX angepasst werden, um das beste Spannungsverhältnis einzustellen, das die Dämpfungsglieder im stationären Modus steuert. Der Unterschied in den Ausgangssignalen der Dämpfungsglieder wird durch einen Differenzverstärker am Operationsverstärker DA4 verstärkt und wirkt sich über einen OOS-Spannungsaddierer an den Widerständen R66-R68, R70-R72, R40 auf den invertierenden Eingang des Hauptverstärkers aus. Der Übertragungskoeffizient der OOS-Schaltung liegt nahe bei 1/3 und wird mit den Trimmwiderständen R68, R70-R72 in jedem Teilbereich separat eingestellt. Frequenzanpassungen, das Umschalten von Teilbändern sowie destabilisierende Faktoren führen zu Änderungen der Ausgangsspannung, die von Prozessen begleitet werden, die das vorherige Niveau wiederherstellen. Wenn beispielsweise das Ausgangssignal ansteigt, steigt die Spannung am Ausgang des Gleichrichters (VD6) und daher nimmt die Steuerspannung am Gate des Transistors VT17.1 ab und am Gate des Transistors VT17.2 zu. Aus diesem Grund ändert sich die Verstärkung der Dämpfungsglieder in entgegengesetzte Richtungen und die Amplitude des Gleichtakt-Ausgangssignals des Verstärkers am Operationsverstärker DA4 nimmt zu, während die Verstärkung des Hauptverstärkers abnimmt. Dadurch kehren die Amplitude des Generatorausgangssignals und die gleichgerichtete Spannung am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers DA1 auf den vorherigen, stationären Wert zurück. Die Ausgangsspannung des Generators wird mit einem Wechselspannungsmesser am Operationsverstärker DA3 gemessen. Das Mikroamperemeter PA1 ist in der Diagonale der Gleichrichterbrücke VD7–VD10 im OOS-Stromkreis um den Operationsverstärker enthalten. Die Ausgangsspannung des Generators wird mit einem variablen Widerstand R26 und einem Stufendämpfer bestehend aus einem Widerstandsteiler R27-R30 und einem Schalter SA2 eingestellt. Der Generator wird von einer bipolar stabilisierten Quelle gespeist. Der daraus verbrauchte Strom beträgt weniger als 100 mA. Details und Design. Das Gerät verwendet hauptsächlich MLT-Widerstände mit einer zulässigen Widerstandsabweichung vom Nennwert von ±5 und ±10 %. Die Widerstände R31, R39 sowie R27-R30 werden mit einer Genauigkeit von ±0,5...1 % ausgewählt. Trimmerwiderstände – SP3-44, SP3-27 oder SP3-16. Zur Einstellung der Frequenz wird ein doppelt drahtgewickelter variabler Widerstand PTP verwendet, dies schließt jedoch die Verwendung von Widerständen anderer Typen mit einem Widerstand von 2...50 kOhm (mit entsprechender Änderung der Kapazität der Kondensatoren C8-) nicht aus. C15). Um die Einrichtung des Generators zu erleichtern und den am Anfang des Artikels angegebenen harmonischen Koeffizienten zu erhalten, sollte die Unsymmetrie der Abschnitte des Widerstands R32 2 % nicht überschreiten. Kondensatoren C1, C2, C4, C5, C7, C19 - KM4 oder KM5; C3, C6 – K50-6; C16-C18 - K50-3; C8-C15 - K73, K76, MBM. Um den Frequenzeinstellungsfehler in Teilbändern zu reduzieren, muss deren Kapazität mit einer Genauigkeit von nicht schlechter als 1...2 % gewählt werden. Die im Diagramm angegebenen Kapazitätswerte werden durch Parallelschaltung zweier Kondensatoren erhalten (Beispiel: C8, C12 bestehen aus Kondensatoren mit einer Kapazität von 3,3 und 0,68 μF). Die Dioden KD521A können durch KD522A, KD522B, KD509A, KD510A ersetzt werden, und die Zenerdiode KS162A kann durch KS156A ersetzt werden. Die statischen Stromübertragungskoeffizienten h21e der Transistoren VT1, VT2, VT5, VT6 sollten sich um nicht mehr als 20 % und der Transistoren VT7-VT10 um 30 % unterscheiden. Für die Transistoren VT1-VT6 sollten diese Koeffizienten zwischen 150 und 250 liegen, bei VT7 und VT10 zwischen 100 und 200 und bei VT12 und VT15 zwischen 80 und 200. Anstelle der im Diagramm angegebenen können anstelle der Montage von KPS315V - KPS1E auch Transistoren der Serien KT3 (VT10-VT12, VT14-VT361, VT4) und KT7 (VT9-VT13, VT15, VT104, VT104) verwendet werden. sowie Transistoren KP303V - KP303E mit Abschaltspannungen, die sich um nicht mehr als 30 % unterscheiden. OU K140UD7 kann durch K140UD8A, K140UD8B, K140UD6 ersetzt werden. Das Gerät enthält ein Mikroamperemeter M261M mit einem Gesamtabweichungsstrom von 100 μA und einem Rahmenwiderstand von etwa 800 Ohm. Schalter SA1, SA2 - PG3, Buchse XS1 - CP50-73. Die meisten Generatorelemente sind auf einer Leiterplatte aus 2 mm dickem Fiberglas untergebracht. Der Widerstand R25 ist an die Anschlüsse des Niveaureglers R26 angelötet, die Teilerwiderstände R27-R30 sind an die Anschlüsse des Schalters SA1 angelötet. Die Kondensatoren C8-C15, C19 und die Widerstände R31, R39, R67-R72, R40 sind auf einer zusätzlichen Leiterplatte montiert, die neben dem doppelten variablen Widerstand R32 installiert ist (da die Abmessungen und das Muster der Leiterplattenleiter von den Abmessungen von abhängen). die Kondensatoren, ihre Zeichnung ist nicht angegeben). Der Widerstand R60 und der Kondensator C17 sind an den Anschlüssen des Mikroamperemeters PA1 angebracht.
Die Einrichtung des Geräts beginnt mit der Messung der Spannungen an den Ausgängen des stabilisierten Netzteils, die im Bereich von ±14,5...16 V liegen sollten. Danach wird einer der Anschlüsse des Widerstands R66 vorübergehend abgelötet und in Betrieb genommen Der Betrieb des Verstärkers wird auf Gleichstrom überprüft. Der Spannungsabfall an den Widerständen R2, R10 sollte zwischen 2,3...2,7 V liegen, an den Widerständen R12, R14 - 1,7...2,1 V und an R13, R15 - 1,1...1,5 V. Der Trimmerwiderstand R16 stellt den Ruhezustand ein Strom der Endstufe auf 1,5...2,5 mA. Die konstante Spannung am Verstärkerausgang sollte nicht mehr als ±10 mV betragen. Bei Bedarf kann dies durch Überbrücken des Widerstands R5 oder R6 mit einem zusätzlichen hochohmigen Widerstand (15...150 kOhm) erreicht werden. Stellen Sie dann sicher, dass es zu keiner parasitären Selbsterregung des Verstärkers kommt. Wenn dies der Fall ist, erhöhen Sie die Kapazität der Korrekturkondensatoren C1, C2 und wählen Sie die Elemente der Zwangsschaltung R69C19 aus. Danach werden die Operationsverstärker DA1, DA2, DA4 abgeglichen, der Anschluss des Widerstands R66 angelötet und die Schieber der Widerstände R32, R33, R35, R37 in die Mittelstellung gebracht und der Schalter SA1 auf gestellt „x10“-Position (100...1000 Hz). Durch Anpassung der Widerstände R70 und R35 erfolgt die Erzeugung in diesem Teilbereich; der Widerstand R35 stellt die maximale Ausgangsspannung von 5 V ein. Als nächstes wird der Synchronisationseingang des Oszilloskops mit dem Generatorausgang verbunden und die Signalform am Ausgang des Operationsverstärkers DA4 überprüft. Die Trimmerwiderstände R70 und R33 erreichen die kleinstmögliche Amplitude dieses Signals und schließen Steuerspannungen an den Gates der Transistoren VT17 (sie werden mit einem Voltmeter mit hochohmigem Eingang gemessen), die im Bereich von -0,4... liegen sollten. -1,6 V. Eine stabile Erzeugung und niedrigste Amplituden des unverzerrten Signals am Ausgang des Operationsverstärkers DA4 in den übrigen Teilbereichen werden durch die Trimmwiderstände R68, R71, R72 erreicht. Wenn die Frequenzamplitude des Signals nicht ausreichend stabil ist, wird der Widerstandswert des Widerstands R44 erhöht. Niederfrequente (0,1...1 Hz) Schwingungen, die zur Stabilisierung der Amplitude auftreten, werden eliminiert, indem ein Widerstand mit einem Widerstandswert von mehreren Kiloohm in Reihe mit dem Kondensator C16 geschaltet wird. Mit einem digitalen Frequenzmesser wird die Waage kalibriert und der Frequenzänderungsfaktor beim Umschalten der Teilbereiche überprüft. Beim Einrichten eines Voltmeters am Operationsverstärker DA3 kommt es darauf an, die erforderliche Empfindlichkeit durch Auswahl des Widerstands R59 einzustellen. Die Ungleichmäßigkeit des Voltmeter-Übertragungskoeffizienten im Frequenzband 10 ... 105 Hz sollte 1 % nicht überschreiten. Autor: N. Shiyanov
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