Lichtdynamisches Gerät Wanderwelle. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik

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Abstrakt. Lichtdynamische Geräte (LDDs) mit programmierbaren Algorithmen ermöglichen es Ihnen, vielfältige lichtdynamische Effekte zu erzeugen und eine Vielzahl von Lichtelementen programmgesteuert zu steuern. SDUs mit linearer (sanfter) Helligkeitsregelung erfordern im Gegensatz zu SDUs mit diskreter Helligkeitsregelung die Verwendung eines separaten Hardware-PWM-Controllers für jeden Kanal. Daher steigt die Komplexität einer solchen Vorrichtung proportional zur Anzahl der Lichtelemente.

In diesem Artikel wird eine 16-Kanal-Version der SDU mit sanfter Helligkeitssteuerung beschrieben, die die Einfachheit von Schaltungslösungen und die softwareimplementierte Emulation von 16 Hardware-PWM-Controllern kombiniert.

Übersicht. Die gleichzeitige synchrone Steuerung der Helligkeit einer großen Anzahl von Lichtelementen nach einem linearen Gesetz erfordert nicht nur die Verwendung eines separaten Hardware-PWM-Controllers für jeden Kanal, sondern auch die Synchronisierung des Betriebs solcher Controller mit einer bestimmten Phasenverschiebung zwischen den Kanälen. Das vorgeschlagene Gerät basiert auf der in [16] diskutierten Architektur eines programmierbaren 1-Kanal-Controllers mit serieller Schnittstelle. Die Unterschiede liegen im Lesealgorithmus und der Firmware des EEPROM-ICs sowie der Verwendung komplexerer Ausgangsregister wie 74AC595. Dieses Register besteht aus 16 Triggerzellen, von denen die ersten acht Teil des Pufferregisters und die restlichen acht Teil des Ausgangsregisters sind.

Durch die Verwendung einer seriellen Schnittstelle können Sie die Anzahl der Lichtelemente mit minimalen Hardwarekosten erhöhen, ohne die Schaltung des Hauptcontrollers wesentlich zu komplizieren, und gleichzeitig und synchron mehrere Sätze von Lichtelementen über serielle Schnittstellenleitungen der Länge steuern die bis zu 100 m erreichen kann. Im einfachsten Fall implementiert die SDU zwei Lichteffekte vom Typ „Wanderwelle“ mit einer PWM-Sequenzwortlänge von 16 Bit. Effekte wechseln automatisch nach viermaliger Wiederholung oder werden manuell per Tastendruck ausgewählt. Mit einer Erhöhung der Speicherkapazität des verwendeten EEPROM-ICs ist es möglich, die Anzahl der Kanäle, die Anzahl der Effekte und die Wortlänge der PWM-Sequenz zu erhöhen.

Zur stufenlosen Helligkeitssteuerung nutzt dieses Gerät das Prinzip der Pulsweitenmodulation (PWM). PWM ist eine Methode zur Kodierung eines digitalen Signals durch Änderung der Dauer (Breite) von Rechteckimpulsen der Trägerfrequenz. In Abb. Abbildung 1 zeigt typische Diagramme eines PWM-Signals. Da bei der Pulsweitenmodulation die Pulsfrequenz und damit die Periode (T) unverändert bleibt, nimmt mit abnehmender Pulsdauer (t) die Pause zwischen den Pulsen zu (Diagramm „B“ in Abb. 1) und umgekehrt Mit zunehmender Dauer nimmt die Pulspause ab (Diagramm „B“ in Abb. 1). In unserem Fall entspricht das Einschalten der LED dem Erscheinen eines logischen Nullpegels am Ausgang des Registers, sodass die Helligkeit mit zunehmendem Tastverhältnis der Impulse zunimmt (Diagramm „B“ in Abb. 1) und umgekehrt die Helligkeit nimmt mit abnehmendem Tastverhältnis ab (Diagramm „B“ in Abb. 1). Erinnern wir uns daran, dass das Tastverhältnis von Impulsen das Verhältnis der Impulswiederholungsperiode zu ihrer Dauer ist. Der Arbeitsfaktor ist eine dimensionslose Größe und hat keine Maßeinheit, kann aber als Prozentsatz ausgedrückt werden.

Dieses Gerät verwendet eine 16-Bit-Wortlänge der PWM-Sequenz, was 16 Helligkeitsabstufungen der Lichtelemente entspricht. Diese Anzahl an Helligkeitsabstufungen ist völlig ausreichend für einen optisch sanften Helligkeitswechsel mit einer Anstiegs- und Abfallperiode der „Wanderwelle“ von nicht mehr als einer Sekunde. Mit zunehmender Helligkeitsänderungsperiode auf zwei bis drei Sekunden werden Übergänge zwischen Helligkeitsstufen (Gradation) optisch wahrnehmbar, was eine Vergrößerung der Wortlänge der PWM-Sequenz erfordert. Für die meisten Anwendungen sind jedoch 16 Helligkeitsabstufungen ausreichend, wenn keine sehr langsame Reproduktion des Effekts erforderlich ist.

Zur Steuerung eines entfernten Satzes von Lichtelementen werden drei Signalleitungen der seriellen Schnittstelle verwendet: „Data“, „Clk1“ und „Clk2“. Die erste Zeile „Data“ ist ein Informationssignal, und die anderen beiden Zeilen – „Clk1“ und „Clk2“ – sind Gating-Signale für die Puffer- bzw. Ausgangsregister, die im 74AC595-IC enthalten sind.

Beim Betrieb über lange, unkoordinierte Kommunikationsleitungen treten Datenübertragungsprobleme aufgrund der bekannten Signalreflexionen und des Übersprechens auf, die durch benachbarte Leiter im selben Bündel verursacht werden. Solche im lichtdynamischen System entstehenden Reflexionen und Störungen bedeuten eine Verletzung der ästhetischen Wirkung. Dies führt zu Einschränkungen hinsichtlich der Länge der Verbindungsleitung und stellt hohe Anforderungen an die Störfestigkeit eines Systems mit serieller Schnittstelle.

Die Störfestigkeit eines solchen Systems hängt von vielen Faktoren ab: der Frequenz und Form der Impulse des übertragenen Signals, der Zeit zwischen Änderungen der Pegel (Tastverhältnis) der Impulse, der spezifischen Kapazität der im Bündel enthaltenen Leitungsleiter , der Ersatzwiderstand der Leitung, sowie der Eingangswiderstand der Signalempfänger und der Ausgangswiderstand der Treiber.

Die Auswirkungen langer, nicht angepasster Leitungen treten dann in Erscheinung, wenn die Verzögerungszeiten der Signalausbreitung entlang der Leitung und zurück die Dauer der ansteigenden und abfallenden Signalflanken zu überschreiten beginnen. Jede Nichtübereinstimmung zwischen der äquivalenten Leitungsimpedanz und der Eingangsimpedanz des Logikelements auf der Empfangsseite der Leitung oder der Ausgangsimpedanz des Treibers auf der Sendeseite führt zu Mehrfachreflexionen des Signals. Der typische Wert der Anstiegs- und Abfallzeiten von Signalflanken für die Mikroschaltungen der Serie KR1554 beträgt weniger als 5 ns, sodass die Auswirkungen langer, nicht angepasster Leitungen bereits ab einer Länge von nur fünfzig bis sechzig Zentimetern auftreten.

Wenn man die Eigenschaften der Übertragungsleitung kennt, wie etwa die Gesamteingangskapazität und die spezifische Kapazität pro Längeneinheit, ist es möglich, die Verzögerungszeit der Signalausbreitung über die gesamte Länge der Leitung zu berechnen. Eine typische Signalausbreitungsverzögerungszeit beträgt normalerweise 5–10 ns/m. Wenn die Länge der Verbindungsleitung lang genug ist und die Dauer der steigenden und abfallenden Flanken des Signals kurz genug ist, entsteht durch die Nichtübereinstimmung zwischen dem Ersatzwiderstand der Leitung und dem Eingangswiderstand des CMOS-Logikelements auf der Empfangsseite ein Reflexion des Signals, deren Amplitude vom Momentanwert der am Eingang des Elements anliegenden Spannung und vom Reflexionskoeffizienten abhängt, der wiederum vom äquivalenten Leitungswiderstand und dem Eingangswiderstand des Eingangslogikelements abhängt.

Da der Eingangswiderstand der IC-Elemente der Serie KR1554 um ein Vielfaches größer ist als der äquivalente Widerstand einer Leitung mit verdrilltem oder abgeschirmtem Leiter, verdoppelt sich die reflektierte Spannung am Empfängereingang. Dieses reflektierte Signal breitet sich entlang der Leitung zurück zum Sender aus, wo es erneut reflektiert wird und der Vorgang wiederholt wird, bis das Signal vollständig gedämpft ist.

Wir betonen besonders, dass Reflexionen in keiner Weise mit der Pulsfrequenz des gesendeten Signals zusammenhängen, sondern nur durch die große Steilheit der Fronten der gesendeten Taktimpulse verursacht werden. Um Reflexionen in professionellen Schaltkreisen bei Arbeiten an langen Leitungen (100 m oder mehr) zu bekämpfen, werden spezielle Treiber verwendet, die die Steilheit der Fronten der übertragenen Taktimpulse reduzieren und dadurch Datenübertragungsfehler beseitigen.

Für den Betrieb auf einer Leitung relativ kurzer Länge (von 10 bis 100 m) sind Standard-Logik-ICs der KR1554-Serie (74ACxx) durchaus geeignet. Dank ihrer hohen Belastbarkeit ist es möglich, kapazitive Lasten direkt anzusteuern. Die ausgeglichenen (symmetrischen) Strom-Spannungs-Ausgangs-(Übertragungs-)Eigenschaften der Elemente dieser Mikroschaltungen ermöglichen es, nahezu identische Anstiegs- und Abfallzeiten des Signals zu erhalten. Darüber hinaus können Sie zum Übertragen von Signalen auf die Leitung und zum Empfangen leistungsstarke Pufferelemente auf Basis von Schmitt-Triggern verwenden, die über eine Hysterese verfügen, deren Mindestwert bei einer Versorgungsspannung von 0,9 V etwa 4,5 V beträgt, was einen zusätzlichen Spielraum schafft der Störfestigkeit.

Zur Kompensation des reflektierten Signals verwendet dieses Gerät sogenannte Integratoren oder integrierende RC-Ketten. Sie sind nur dann erforderlich, wenn an einer Leitung mit einer Länge von mehr als 10 m unter Bedingungen eines erhöhten Lärmpegels gearbeitet wird. In der Autorenversion des Geräts wurden auf Leitungen mit einer Länge von bis zu 10 m die in den Diagrammen der Ausgangsregister mit gestrichelten Linien dargestellten Kondensatoren nicht verwendet. Eine Kommunikationsleitung mit einer Länge von bis zu 10 m wird mit einem Bündel von 5 Leitern ausgeführt, darunter „Strom „+12V““ und „gemeinsamer Draht“. In diesem Fall werden auch ohne die Integration von Kondensatoren keine Ausfälle beobachtet. Bei einer Signalleitungslänge von 10 bis 100 m nimmt das durch benachbarte Leiter verursachte Übersprechen zu. In diesem Fall muss jede Signalleitung: „Data“, „Clk1“ und „Clk2“ mit einem separaten verdrillten Paar hergestellt werden und die im Diagramm mit gestrichelten Linien dargestellten Kondensatoren müssen auf den Ausgangsregisterplatinen installiert werden. In diesem Fall werden Fernregister und Girlanden von einem separaten Netzteil mit einer Spannung von „+12V“ gespeist.

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Schematische Darstellung. Das dynamische Lichtgerät (Abb. 2) besteht aus der Hauptsteuerplatine und zwei Remote-Registerplatinen, die über drei serielle Schnittstellenleitungen mit der Hauptplatine verbunden sind. Der gemeinsame Leiter (im Diagramm nicht dargestellt) ist ebenfalls Teil der Verbindungsleitung und besteht aus Litze mit einem Querschnitt von mindestens 1 mm2. Die Anschlussleitung endet mit einem 9-poligen DB-9-Stecker. Auf der Leiterplatte ist ein Gegenstecker XN1 verbaut (im Bild ebenfalls nicht dargestellt).

Die Hauptcontrollerplatine enthält: eine Reset-Schaltung basierend auf dem Schmitt-Trigger DD1.4 und den Elementen C3-R6-R7; Master-Oszillator basierend auf den Elementen DD1.1…DD1.3; Schaltung zur Erzeugung der Synchronisationsimpulse DD6.1, DD4.2…DD4.4, DD7.1, DD7.2; Adresszähler DD6.2, Abtastmultiplexer DD9 und Zähler DD2.2, DD3.2, DD5.1, DD5.2 Adressierungs-IC EEPROM DD8; eine LED-Zeile zur Anzeige der Speicherseitennummer (HL1...HL4, grün), eine Anzeige für zunehmende und abnehmende Helligkeit (HL5, gelb) sowie eine Anzeige für die Nummer des dynamischen Lichteffekts (HL6, rot). Zur Überwachung der Leistung des Gerätes sind auf der Hauptplatine die Register DD11, DD12 und ein LED-Streifen HL7...HL22 verbaut. Zur Signalübertragung werden als Treiber leistungsstarke Pufferelemente auf Basis von Schmitt-Triggern vom Typ KR1554TL2 (74AC14) eingesetzt. Als Speicher-IC können Sie nicht nur den EEPROM-Typ AT28C16, sondern auch den RPOM-Typ KR573RF2 (RF5) verwenden.

Zur Entwicklung des Steuerprogramms wurde ein Controller mit integriertem Programmiergerät verwendet, der in [2] und [3] beschrieben wird. Eine alternative Möglichkeit zum Schreiben der Steuerungsfirmware mit dem „Virtual Programmer“ („Light Effects Dumper“) ist ebenfalls möglich, allerdings ist in diesem Fall eine Neubelegung der Adressleitungen des EEPROM-ICs (EPROM) bei der Programmierung mit einem Standard erforderlich Programmierer. Diese Funktion wird von allen professionellen Industrieprogrammierern und den meisten Programmierern mittlerer Ebene unterstützt. Die Notwendigkeit, Adressleitungen beim Programmieren von EEPROMs neu zuzuordnen, ist darauf zurückzuführen, dass bei der Entwicklung des in [2] und [3] besprochenen Programmiergeräts zunächst eine andere (umgekehrte) Reihenfolge der Adressleitungen gewählt wurde, um die Verfolgung der Leiterplatte zu erleichtern . Bei einem bestimmten Controller [2] und [3] hat die Neuzuweisung von Adressleitungen keinerlei Auswirkungen auf den Betrieb, da die Daten in derselben Reihenfolge gelesen werden, in der sie geschrieben wurden. Bei der Entwicklung des Sicherheitsdatenblatts „Wanderwelle“ wurde die Nummerierungsreihenfolge der Adressleitungen beibehalten, um die Kompatibilität dieses Geräts mit den Programmiergeräten [2] und [3] sicherzustellen.

Die Tabelle zeigt jedoch eine Version der Firmware für dynamische Lichteffekte, die mit dem Programm „Virtual Programmer“ („Light Effects Dumper“) generiert wurde, sodass Leser die Firmware mit dem Programm „Virtual Simulator“ („Light Effects Reader“) anzeigen können. ), verfügbar unter dem Link [4], und machen Sie sich besser mit den Funktionsprinzipien des Geräts und der Entwicklung des Steuerungsprogramms vertraut.

Arbeitsprinzip. Beim Einschalten der Stromversorgung erzeugt die Integrierkette C3-R6 zusammen mit dem Schmitt-Trigger DD1.4 einen kurzen positiven Impuls, der die Zähler DD2.1...DD6.2 zurücksetzt (außer DD3.1, der nicht verwendet wird). ) und setzt dadurch den Controller-Zustand zurück. Impulse vom Hauptoszillator DD1.1...DD1.3 mit einer Frequenz von etwa 130 KHz (genauer 131072 Hz) synchronisieren den Zähler DD6.1 und danach DD6.2 und die übrigen Adresszähler. Nehmen wir für die Zukunft an, dass ein vollständiger Zyklus zunehmender und abnehmender Helligkeit der „Wanderwelle“ mit einer Dauer von zwei Sekunden der Frequenz des Hauptoszillators von genau 131072 Hz entspricht. Dieser Wert wird basierend auf der Datenaktualisierungsrate in den Ausgangsregistern von 128 Hz ermittelt, was deutlich über dem ergonomischen Wert von 85 Hz liegt. Diese Datenaktualisierungsrate ist erforderlich, um das Flackern von Lichtelementen zu verhindern und die Illusion einer sanften Helligkeitsänderung zu erzeugen.

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Das Zeitdiagramm der Bildung von Synchronisationsimpulsen ist in Abb. 3 dargestellt. Es zeigt, dass für jeden Ausgangsregister-Synchronisationsimpuls („Clk2“), der am Ausgang des DD7.2-Elements (Pin 6) erzeugt wird, 16 Pufferregister-Synchronisationsimpulse („Clk1“) vorhanden sind, die Teil des 74AC595 IC sind. Darüber hinaus liegt der positive Abfall des Taktimpulses („Clk1“), der am Ausgang des DD4.3-Elements (Pin 6) gebildet wird, in der Mitte der Vertrautheit mit der Datenbitübertragung. Die experimentell ermittelte Synchronisierung des Pufferregisters zu Zeitpunkten, die in der Mitte der Vertrautheit liegen, basierend auf den Testergebnissen der Basisversion des Controllers [1], entspricht maximaler Störfestigkeit beim Betrieb auf unübertroffen langen Leitungen. In diesem Fall ist es nicht erforderlich, Integratoren an den Eingängen entfernter Register zu verwenden.

Der allererste negative Impuls, gezählt ab dem Einschalten der Stromversorgung, wird am Ausgang des Elements DD4.3 (Pin 6) erzeugt und schreibt mit seiner fallenden Flanke (positive Flanke) das aus der ersten EEPROM-Zelle gelesene Datenbit an die Adresse Null (0000h) zu den ersten Flip-Flops-Pufferregistern, die in den ICs DD11 und DD14 enthalten sind, mit einer gleichzeitigen Informationsverschiebung in Richtung zunehmender Bits. Der Inhalt der im IC DD11, DD12, DD14, DD16 enthaltenen Ausgangsregister ändert sich nicht und die LED-Leisten zeigen die aktuelle dynamische Lichtkombination an. Wie oben erwähnt, beträgt die Wortlänge der PWM-Sequenz 16 Bit. Um eine Helligkeitsstufe (Abstufung) auf einer Reihe von 16 LEDs anzuzeigen, muss daher ein Datenpaket mit 16 x 16 = 256 Bits an Informationen übertragen werden zu den Registern, was bedingt einer Seite des Adress-EEPROM-Raums entspricht. Somit belegt ein vollständiger Zyklus zunehmender und abnehmender Helligkeit 32 Seiten Adressraum oder 8 KB, wovon die ersten 16 Seiten (4 KB) ein halber Zyklus zunehmender Helligkeit sind und die zweite Hälfte ebenfalls 16 Seiten (ebenfalls 4 KB groß). ) ist ein Halbzyklus abnehmender Helligkeit, gezählt relativ zum ersten Kanal.

Die negative Flanke jedes positiven Impulses von Ausgang 2 (Pin 4) des DD6.1-Zählers erhöht den Zustand des DD6.2-Zählers um eins und verbindet daher seinen Dezimaleingang mit dem Ausgang des DD9-Multiplexers, entsprechend das binäre Äquivalent des Codes, der wiederum mit dem Ausgang des entsprechenden Datenbits des EEPROM-IC DD8 verbunden ist. Nach dem Schreiben von 16 Datenbits in die Pufferregister des IC DD11, DD12, DD14, DD16 durch die fallende Flanke (positive Flanke) des am Ausgang des Elements DD7.2 erzeugten negativen Impulses wird der Inhalt der Pufferregister des IC DD11, DD12, DD14, DD16 werden in ihre entsprechenden Ausgangsregister überschrieben. Auf den LED-Linien HL7...HL22 und HL23...HL38 ist eine neue Kombination festgelegt. Aber genau sechzehn 16-Bit-Pakete entsprechen dem gesamten (integrierten) Helligkeitswert, also 16 x 16 = 256 Datenbits, die über die seriellen Leitungen an Register übertragen werden, wie oben erwähnt.

Änderungen der Helligkeitsstufen (Abstufungen) werden durch eine Reihe von LEDs HL1...HL4 angezeigt, die den Status des Zählers DD3.2 im Binärcode anzeigen. Wie aus dem Schaltplan (Abb. 2) ersichtlich ist, kommen die Zählimpulse zum Eingang DD3.2 vom Ausgang DD2.2 nach Division durch acht mit dem Zähler DD2.1. Diese Aufteilung der Frequenz der Ausgangsimpulse DD2.2 ist für einen langsameren Anstieg der Helligkeit erforderlich, als er ohne Aufteilung der Frequenz mit dem DD2.1-Zähler erreicht werden könnte.

Die Zähler DD3.2 und DD5.1 ​​adressieren die erste Hälfte des Adressraums des EEPROM-IC DD8 im Nullzustand des Zählers DD5.2 und die zweite Hälfte des Adressraums des EEPROM-IC DD8 im Einzelzustand dieser Zähler. Der Modus zur Auswahl der Lichteffekte – manuell oder automatisch – wird über den Schalter SA1 eingestellt. In der im Diagramm dargestellten Position wechseln sich die Effekte nach vier Wiederholungen automatisch ab. Dies wird erreicht, indem Zählimpulse vom Ausgang der dritten Ziffer DD5.1 ​​​​(Pin 5) an den Eingang des Zählers DD5.2 angelegt werden. In der unteren Stellung des Schalters SA1 werden laut Diagramm beim Drücken der SB5.2-Taste kurze positive Impulse an den Eingang des Zählers DD1 gesendet. Die Zustände der Zähler DD5.1 ​​und DD5.2 werden durch gelbe (HL5) bzw. rote (HL6) LEDs angezeigt.

Aufbau und Details. Der Hauptcontroller ist auf einer Leiterplatte aus doppelseitigem Fiberglas mit den Abmessungen 140 x 90 mm und einer Dicke von 1,5 mm montiert (Abb. 4), die Ausgangsregister (Abb. 5) sind 90 x 30 mm groß ( Abb. 6). Das Gerät verwendet Konstantwiderstände vom Typ MLT-0,125, Trimmer - SP3-38b, unpolare Kondensatoren (C1...C3, C8...C10, C12...C14) vom Typ K10-17, Oxidkondensatoren (C4). ...C7, C11, C15) - K50-35 oder importiert. Auf der Hauptplatine des Controllers befinden sich superhelle LEDs mit einem Durchmesser von 3 mm (HL1...HL6) und einem Durchmesser von 5 mm (HL7...HL22), und in der Fernbedienungsgirlande befinden sich superhelle LEDs von vier Farben KIPM-15 mit einem Durchmesser von 10 mm, abwechselnd angeordnet.

Aufgrund des unterschiedlichen Spannungsabfalls zwischen direkt vorgespannten LEDs (für Rot und Gelb beträgt dieser Wert 2,1 V und für Blau und Grün 3,0 V) müssen die entsprechenden Begrenzungswiderstände in Reihe mit den LEDs geschaltet werden: 220 und 150 Ohm. Um eine leistungsstarke Last zu steuern, müssen die Ausgangsregister durch Transistor- oder Triac-Schalter ergänzt werden. Es besteht die Möglichkeit, anstelle eines EEPROMs vom Typ AT28C16-15PI direkt einen Speicherchip vom RPZU-Typ KR573RF2 oder KR573RF5 zu verwenden, ohne das Leiterplattendesign zu ändern.

Zähler vom Typ KR1564 IE23 (74HC 4520N) können durch K561 IE10 (CD4520AN) ersetzt werden, mit Ausnahme der ICs DD3, DD5, deren Ausgänge mit Anzeige-LEDs verbunden sind. Der Multiplexer DD9 Typ KR1564 KP7 (74HC 151) wird KR1564 KP15 (74HC 251) ersetzen. Die Verbindungsleitung mit einer Länge von bis zu 10 m besteht aus einem Bündel von 4 Litzenleitern mit einem Querschnitt von 0,35 mm2 (für Signalleitungen) und 1 mm2 („gemeinsame“ Ader) in der Isolierung und einer Länge von 10 m Bis zu 100 m müssen Signalleitungen in separaten verdrillten Paaren ausgeführt werden und auf den Ausgangsregisterplatinen integrierende Kondensatoren mit einer Kapazität von nicht mehr als 150 pF installiert werden.

Die Betriebsvorbereitung eines aus wartungsfähigen Teilen zusammengesetzten und fehlerfreien Geräts besteht darin, die Firmware mit einem Standardprogrammierer in den EEPROM-IC (EPROM) zu schreiben. In diesem Fall ist es erforderlich, die Reihenfolge der Adressleitungen des EEPROM-ICs programmgesteuert neu zuzuweisen, indem Sie die entsprechende Option im Programm auswählen. Vor der Programmierung des EEPROM-Chips muss die Programmtextdatei (siehe Tabelle) mit einem der frei erhältlichen Konverterprogramme, z. B. [5], ins Binärformat konvertiert werden. Sie können die gewünschte Wiedergabegeschwindigkeit dynamischer Lichteffekte mithilfe des Trimmwiderstands R3 auf der Hauptsteuerplatine auswählen.

Quellen

1. Odinets A. L. „Programmierbares 16-Kanal-SDS und virtueller Simulator.“ - „Elektriker“, 2008, Nr. 4, S. 72-75, Nr. 5, S. 76-79.
2. Odinets A. L. „Autonomes programmierbares dynamisches 32-Kanal-Lichtgerät mit serieller Schnittstelle.“ - „Radioamator“, 2005, Nr. 6, S. 20-23., Nr. 7, S. 22-23.
3. Odinets A. L. „Autonomes programmierbares dynamisches 32-Kanal-Lichtgerät mit serieller Schnittstelle.“ (Modernisierte Version.) - „Electrician“, 2008, Nr. 11-12, S. 76-79., 2009, Nr. 1-2, S. 44-48.
4. Dynamic-lights.narod.ru/LightEffectsReader.rar
5. winhex.com

Autor: Odinets A.L.

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