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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Autonomes programmierbares dynamisches 32-Kanal-Beleuchtungsgerät mit serieller Schnittstelle. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Beleuchtung Lichtdynamische Geräte (SDU) werden häufig für die ästhetische Gestaltung von Bars, Diskotheken, Casinos, Urlaubsbeleuchtung, in der Automobilelektronik (zur Steuerung von Stoppsignal-"Lichtern") sowie zur Organisation von Lichtwerbung verwendet. SDUs mit programmierbaren Algorithmen ermöglichen es, verschiedenste lichtdynamische Effekte zu realisieren und eine Vielzahl von Lichtelementen programmgesteuert zu steuern. Eine solche Vorrichtung kann beispielsweise auf einem Mikrocontroller und mehreren Registern als Schnittstellenschaltungen implementiert werden, um einen Satz von Lichtelementen zu steuern. Aber trotz der Einfachheit von Schaltungslösungen ist die Herstellung solcher Geräte unter den Bedingungen eines Amateurfunklabors begrenzt, da zwangsläufig ein teurer Programmierer oder Computer verwendet werden muss. Andererseits ermöglicht die Verwendung üblicher Standardlogik-Mikroschaltungen den Aufbau einer vollständig autonomen dynamischen Mehrkanal-Lichtvorrichtung mit einem integrierten Programmierer, der im Allgemeinen keine Verwendung zusätzlicher Programmierer oder insbesondere eines Computers erfordert. Auf diese Weise können Sie eine Reihe dynamischer Lichteffekte in nur wenigen Minuten im vollständigen Offline-Modus neu programmieren. Die Verwendung einer in diesem Gerät implementierten seriellen Schnittstelle ermöglicht die gleichzeitige und synchrone Steuerung mehrerer Girlanden von Lichtelementen über drei Signalleitungen (ohne gemeinsames Kabel), deren Gesamtlänge 100 m erreichen kann.
Übersicht Das programmierbare Standalone-32-Kanal-CDS ist eine verbesserte Version des in [1] veröffentlichten Geräts und ermöglicht es Ihnen, jedes der 32 Lichtelemente der Girlande unabhängig über 3 Verbindungsleitungen der seriellen Schnittstelle zu steuern. Die aktualisierte Version des Geräts berücksichtigt alle Merkmale des Controller-Betriebs auf unkoordinierten Linien großer Länge. Diese Konstruktion der SDU ermöglicht es Ihnen, die Anzahl der Elemente mit minimalen Hardwarekosten zu erhöhen, ohne den Kabelbaum zu vergrößern, und die Girlande in großem Abstand von der Hauptsteuerplatine zu platzieren. Die Vielfalt dynamischer Lichteffekte ist dabei nicht begrenzt und hängt von der Vorstellungskraft des Nutzers ab. Diese Architektur hat das Potenzial, die Anzahl der Lichtelemente ohne wesentliche Änderung des seriellen Schnittstellenprotokolls zu erhöhen. (Dies wird weiter unten besprochen). Bei der überwiegenden Mehrheit der Konstruktionen lichtdynamischer Geräte wird jedes Lichtelement durch seine direkte Verbindung unter Verwendung eines separaten Signalleiters mit der Hauptsteuerplatine gesteuert. In der Regel können Sie mit solchen Geräten jedoch nur eine kleine Anzahl von Elementen steuern [2]. Eine Erhöhung ihrer Anzahl erfordert den Einsatz zusätzlicher Speicherchips und eine entsprechende Vergrößerung des Kabelbaums. Dies führt zu einer erheblichen Verkomplizierung sowohl der Schaltung als auch des Programmcodes, die zum "Flashen" mehrerer Speicherchips erforderlich sind. Darüber hinaus ist es in dieser Version unmöglich, eine Reihe von Lichtelementen zu steuern, die sich in beträchtlicher Entfernung von der Hauptsteuerplatine befinden. Die Praxis des Wiederholens von lichtdynamischen Geräten, beispielsweise [2], zeigt, dass die veröffentlichte Firmware leider alles andere als perfekt ist und grobe Fehler enthält. Der Benutzer erwartet jedoch, dass das Ergebnis des Geräts genau einen ästhetischen visuellen Effekt erzielt. Daher entmutigt ein solcher Ansatz zur Entwicklung von Programmcode trotz der großen Vielfalt von durch Software implementierten Effekten vollständig von dem Wunsch, programmierbare lichtdynamische Geräte zu wiederholen. Die vorgeschlagene Vorrichtung hat diesen Nachteil nicht, und bevor die aktuelle dynamische Lichtkombination im Speicher gespeichert wird, wird sie auf der Steuerleitung von LEDs angezeigt, was mögliche Fehler, die vom Benutzer im Programmierprozess gemacht werden können, vollständig ausschließt. Die Lösung des Problems, die Anzahl zu erhöhen und eine Reihe von Lichtelementen zu steuern, die sich in großer Entfernung von der Hauptsteuerplatine befinden, ist die Verwendung einer seriellen Schnittstelle zwischen der Hauptplatine und einer aus Registern bestehenden Girlande, wobei die Lichtelemente direkt verbunden sind zu deren Ausgängen. Bei einem solchen Gerät erfolgt die Datenübertragung zu den Ausgangsregistern für einen sehr kurzen Zeitraum mit einer Taktfrequenz von etwa 12,5 kHz (bei einer Taktfrequenz des HF-Generators von 100 kHz). Die Datenpakete folgen mit einer Frequenz von etwa 10 Hz aufeinander, was zu einer Veränderung dynamischer Lichtkombinationen führt. Da die Datenaktualisierungszeit in den Registern sehr kurz ist: 80 μs x 32 Impulse = 2,56 ms, ist die Änderung der Kombinationen visuell nicht wahrnehmbar, was den Effekt ihrer kontinuierlichen Wiedergabe erzeugt. Die Leitung besteht aus einem Bündel von 4 Litzenleitern, einschließlich einer "normalen" Ader, mit einer Leitungslänge von bis zu 10 Metern und einem Bündel von 7 Litzenleitern, mit einer Länge von 10 bis 100 Metern. Im zweiten Fall wird jeder Signalleiter ("Data", "Synchronization", "Indication enable") als "Twisted Pair" ausgeführt, dessen zweiter Leiter auf beiden Seiten der Leitung geerdet ist und danach alle Leiter sind zu einem Bündel zusammengefasst. Bekanntermaßen können an langen fehlangepassten Leitungen auftretende Mehrfachsignalreflexionen sowie die Interferenzbeeinflussung zweier in einem Bündel zusammengefasster Signalleitungen unter Umständen zu Fehlern bei der Datenübertragung führen, was bei einem dynamischen Lichtsystem der Fall ist bedeutet eine Verletzung der ästhetischen Wirkung. Dies schränkt die Länge der Verbindungsleitung ein und stellt strenge Anforderungen an die Störfestigkeit eines Systems mit serieller Schnittstelle.
Die Störfestigkeit eines Systems, das eine serielle Schnittstelle verwendet, hängt von vielen Faktoren ab: der Frequenz und Form der Impulse des übertragenen Signals, der Zeit zwischen Änderungen der Pegel (Einschaltdauer) der Impulse, der spezifischen Kapazität der enthaltenen Leiter im Bündel der äquivalente Leitungswiderstand sowie die Eingangsimpedanz von Signalempfängern und Ausgangsimpedanztreibern. Es ist bekannt, dass das Hauptkriterium der Störfestigkeit der Wert der Schwellenschaltspannung von Logikelementen ist [3]. Die Schwellenschaltspannung des invertierenden Logikelements wird als ein solcher Wert angenommen, bei dem der Ausgang des Elements auf eine Spannung gesetzt wird, die gleich dem Eingang ist. Für TTL-Mikroschaltungen (K155-Serie) beträgt dieser Wert ungefähr 1,1 V bei einer typischen Versorgungsspannung von 5 V [3]. Die Verwendung solcher Mikroschaltungen in Geräten zum Senden und Empfangen von Daten über lange unkoordinierte Leitungen ermöglicht es nicht, eine akzeptable Störfestigkeit zu erzielen, selbst wenn an einer kurzen Leitung (5 m) gearbeitet wird. Tatsache ist, dass mehrfache Signalreflexionen, deren Amplitude den Wert der Schaltschwellenspannung von Logikelementen (1,1 V) sogar geringfügig überschreitet, zu mehrfachem Schalten der Ausgangsregister und damit zu Datenübertragungsfehlern führen. Die Verwendung fortschrittlicherer ICs mit TTLSH-Struktur (KR1533-Serie) löst das Problem nicht, da die Schwellenspannung für sie nicht viel höher ist und nur 1,52 V bei einer Standard-Versorgungsspannung beträgt [3]. Um das reflektierte Signal teilweise zu kompensieren, werden häufig gewöhnliche RC-Filter (die sogenannten Integrationsketten) verwendet, die jedoch selbst Verzerrungen in das übertragene Signal einbringen und die Anstiegs- und Abfallzeiten der Signalfronten künstlich verlängern. Daher ist dieses Verfahren ineffizient und führt letztlich nur zu einer Erhöhung der gesamten parasitären Kapazität der Leitung, was eine zusätzliche Belastung der Signalumsetzerchips auf der Sendeseite der Leitung erzeugt. Es gibt ein weiteres Problem, das mit der Verwendung von RC-Filtern verbunden ist. Mit einer Erhöhung der Anstiegs- und Abfallzeiten der Signalfronten steigt auch die Zeit des "Verweilens" des Steuersignals nahe dem "gefährlichen" Schwellenpegel der Schaltspannung des Logikelements, was wiederum zu einer Erhöhung der Wahrscheinlichkeit eines Fehlschaltens des Ausgangsregisters unter Einfluss eines Störsignals. Bei Verwendung von Mikroschaltungen mit CMOS-Struktur der Serie KR1564 sorgen symmetrische Übertragungseigenschaften für eine Störfestigkeit in Höhe von 45% der Versorgungsspannung, was nahe am Idealwert (50%) liegt, und für eine Störfestigkeit des Systems steigt mit zunehmender Versorgungsspannung, da die Amplitude des übertragenen Signals zunimmt.
Die moderne Elementbasis - Hochgeschwindigkeits-CMOS-Mikroschaltungen mit hoher Belastbarkeit und maximaler Störfestigkeit (ihre Schwellenschaltspannung entspricht fast der Hälfte der Versorgungsspannung) - ermöglicht den Aufbau einer SDU mit einer seriellen Schnittstelle, der Länge der Verbindungsleitungen davon unter Berücksichtigung der Registerverbindungsstrecken der Remote-Girlande auch bei Verwendung eines herkömmlichen Twisted-Pair-Kabels (keine geschirmten Leiter!) 100 m erreichen können. Zusätzlich werden leistungsfähige Pufferelemente mit Schmitt-Triggern vom Typ KR1554TL2 zur Übersetzung der Signale in die Leitung verwendet, deren hohe Belastbarkeit eine direkte Steuerung der kapazitiven Last erlaubt.
Die Auswirkungen langer fehlangepasster Leitungen beginnen zu erscheinen, wenn die Verzögerungszeiten der Signalausbreitung entlang der Leitung und zurück beginnen, die Dauer der Anstiegs- und Abfallfronten des Signals zu überschreiten. Jede Fehlanpassung zwischen der äquivalenten Leitungsimpedanz und der Eingangsimpedanz des Logikgatters auf der Empfangsseite der Leitung oder der Ausgangsimpedanz des Treibers auf der Sendeseite führt zu Mehrfachreflexionen des Signals. Die typischen Anstiegs- und Abfallzeiten für die Mikroschaltungen der KR1564-Serie betragen weniger als 5 ns, sodass die Auswirkungen langer fehlangepasster Leitungen bei einer Leitungslänge von mehreren zehn Zentimetern zu erscheinen beginnen. Wenn die Eigenschaften der Übertragungsleitung bekannt sind, wie z. B. die Gesamteingangskapazität und die spezifische Kapazität pro Längeneinheit, ist es möglich, die Signallaufzeit über die gesamte Länge der Leitung zu berechnen. Eine typische Ausbreitungsverzögerungszeit beträgt typischerweise 5–10 ns/m. Wenn die Länge der Verbindungsleitung lang genug ist und die Anstiegs- und Abfallzeiten des Signals kurz genug sind (d. h. die Steigung hoch ist), wird die Fehlanpassung zwischen dem äquivalenten Leitungswiderstand und dem Eingangswiderstand des CMOS-Logikelements beim Empfang Seite erzeugt eine Signalreflexion, deren Amplitude vom Momentanwert der an den Eingang des Elements angelegten Spannung und dem Reflexionskoeffizienten abhängt, der wiederum vom äquivalenten Leitungswiderstand und dem Eingangswiderstand der Eingangslogik abhängt Element. Da die Eingangsimpedanz der Elemente der Mikroschaltungen der KR1564-Serie um ein Vielfaches größer ist als der äquivalente Widerstand einer Leitung aus einem verdrillten oder einem abgeschirmten Leiter, verdoppelt sich die reflektierte Spannung am Eingang des Empfängers. Dieses reflektierte Signal breitet sich entlang der Leitung zurück zum Sender aus, wo es erneut reflektiert wird, und der Vorgang wird wiederholt, bis das Signal vollständig gedämpft ist. Der Vorteil von CMOS-Mikroschaltungen aufgrund ihrer hohen Lastkapazität (KR1554-Serie) ist die Fähigkeit, eine kapazitive Last direkt zu steuern. Ausgeglichene (symmetrische) Strom-Spannungs-Übertragungseigenschaften der Elemente dieser Mikroschaltungen ermöglichen es, fast die gleichen Anstiegs- und Abfallfrontzeiten zu erhalten. Um Signale auf die Leitung zu übertragen und zu empfangen, können Sie außerdem Pufferelemente auf der Basis von Schmitt-Triggern verwenden, die eine streng rechteckige Form eines verzerrten Signals wiederherstellen und dadurch ein falsches Auslösen von Registern ausschließen. Darüber hinaus schafft das Vorhandensein einer Hysterese in der Übertragungskennlinie (bei einer Versorgungsspannung von 5 V für IS KR1564TL2 beträgt dieser Wert ungefähr 400 mV) einen zusätzlichen Spielraum für die Störfestigkeit [3]. Schematische Darstellung Das Gerät enthält zwei parallel geschaltete Register. Eine davon ist eine Steuerung, die auf der Hauptplatine des Geräts installiert ist. LEDs sind mit den Ausgängen seiner Mikroschaltungen (DD18 - DD21) verbunden, die eine visuelle Beobachtung des Programmiervorgangs ermöglichen. Das zweite – das Ausgangsregister (DD23, DD25, DD27, DD29) – ist die Steuerung für die Kette von Remote-Elementen. Beide Register arbeiten synchron, aber nur das erste nimmt an der Programmierung teil. Die Steuerung des Ausgangsregisters und damit das Laden von Daten in dieses erfolgt über die Signalleitungen der seriellen Schnittstelle: „Data“, „Synchronization“ und „Indication enable“. Die dritte Leitung ist hilfsweise, dieses Signal schaltet kurzzeitig die IC-Ausgänge aller Register für die Dauer des aktuellen Kombinationsladens aus, wodurch der Flackereffekt von LEDs mit geringer Reaktion eliminiert wird. So ist die Girlande aus Remote-Elementen mit nur vier Adern mit der Hauptplatine des Geräts verbunden (abgesehen von der Abschirmung (erforderlich nur bei Leitungslängen von mehr als 10 m), die ein Paar für jeden Signalleiter bilden): "Data “, „Synchronisation“, „Bildschirmauflösung“ und „Allgemein“. Aufgrund der Verwendung einer seriellen Schnittstelle ermöglicht eine solche Konstruktion der Vorrichtung die Erhöhung der Anzahl von Lichtelementen mit minimalen Hardwarekosten, ohne das Protokoll wesentlich zu verkomplizieren. Ihre maximale Anzahl wird nur durch die Störfestigkeit der Kommunikationsleitung und die Belastbarkeit der Stromquelle begrenzt. Mit den angegebenen Werten der Timing-Elemente C4R12 des HF-Taktgenerators, der auf den Elementen DD3.3, DD3.4 montiert ist, und dem Einstellen des Trimmerwiderstands R13-Motor auf die Position, die dem maximalen Widerstand entspricht (was dem entspricht Frequenz des HF-Generators FT \u20d 100 KHz) und die Ausführung von Signalleiterleitungen mit verdrillten Adernpaaren, ihre Länge kann XNUMX Meter erreichen. Das Gerät verwendet einen nichtflüchtigen Speicher-IC mit elektrischer Löschung (EEPROM) mit einer Kapazität von 16 Kbps (16384 Bit) des Typs AT28C16-15PI. Die Speichermenge, die einer Kombination entspricht, beträgt 32 Bit. Der vollständige Zyklus der Bildung eines dynamischen Lichteffekts, zum Beispiel "laufendes Feuer", besteht aus 32 Kombinationen. Somit beträgt die von einem solchen Effekt belegte Speichermenge 32 x 32 = 1024 Bit, daher beträgt die maximale Anzahl von Effekten dieses Typs, die gleichzeitig in das EEPROM geschrieben werden können, 16384/1024 = 16. Es sollte berücksichtigt werden, dass dieser Effekt am ressourcenintensivsten ist, sodass die tatsächliche Anzahl von lichtdynamischen Effekten, die weniger EEPROM-Adressraum belegen, viel größer sein kann. Um noch mehr Effekte zu erzielen, kann bei gleicher Anzahl von Elementen der Girlande die Speichermenge beispielsweise auf bis zu 64 Kb erhöht werden, indem der EEPROM-Chip durch einen AT28C64-15PI ersetzt und die Bittiefe des Adresszählers erhöht wird . Der Programmiervorgang ist denkbar einfach und bequem: Er erfolgt durch aufeinanderfolgendes Drücken von drei Tasten. Die Kombination der lichtemittierenden Elemente wird durch aufeinanderfolgendes Drücken von zwei Tasten eingestellt: SB1 - "Record "0" und SB2 - "Record "1", was der Einführung von Ein- und Aus-LEDs in die Leitung entspricht. Der Eintrag „Null“ entspricht genau der Ein-LED, da dieser Pegel am entsprechenden Ausgang des Registers erscheint. Die in die Register geschriebene LED-Kombination wird unmittelbar nach dem nächsten Drücken einer der angezeigten Tasten um eine Stelle nach rechts verschoben. Die generierte Kombination wird durch einmaliges Drücken der SB3-Taste im EEPROM gespeichert - „Speichern der Kombination“. Dabei wird automatisch eine Impulsfolge generiert, bei der der aktuelle Zustand des Steuerregisters in das EEPROM geschrieben wird. Es sollte betont werden, dass ein solcher Programmieralgorithmus es ermöglicht, mögliche Fehler, die vom Benutzer während des Programmiervorgangs gemacht werden können, vollständig zu eliminieren, da es nicht erforderlich ist, die SB3-Taste unmittelbar nach der Eingabe der Kombination auf der Steuerleiste zu drücken, und erst nachdem Sie sich vergewissert haben, dass mit den Tasten SB1 und SB2 die richtige Kombination eingegeben wurde - drücken Sie SB3. Arbeitsprinzip Der elektrische Schaltplan einer autonom programmierbaren 32-Kanal-SDU ist in Abb. 1 dargestellt. 8. Das Diagramm zeigt deutlich die Verbindung eines Ausgangsregisters, bestehend aus 1 Mikroschaltungen, unter Verwendung von drei Signalleitern der Verbindungsleitung. Es können mehrere solcher Ausgangsregister vorhanden sein, die bei Parallelschaltung synchron arbeiten. Ein gemeinsamer Leiter (nicht im Bild dargestellt), der das Ausgangsregister und die gemeinsame Ader der Hauptplatine verbindet, ist ebenfalls Bestandteil der Verbindungsleitung und muss mit einer Litze mit einem Querschnitt von mindestens 2 mmXNUMX ausgeführt werden. Das Gerät kann in zwei Modi arbeiten: Programmieren und Lesen. (Das Diagramm zeigt die Position des Schalters SA1 entsprechend dem Wiedergabemodus). Der Programmiermodus wird in der unteren (laut Schema) Position des Schalters SA1 eingestellt. Dieser Modus zeigt die Einbeziehung der roten LED HL2 an. In diesem Fall wird der Betrieb des an den Elementen DD3.1, DD3.2 gesammelten Niederfrequenzgenerators für Rechteckimpulse blockiert und am Ausgang des Elements DD3.2 (Pin 6) wird ein niedriger Logikpegel gebildet. . Aufeinanderfolgendes Drücken der Tasten SB1, SB2 führt zum Erscheinen von logischen "0"-Pegeln an den Ausgängen "1Q" oder "2Q" des DD2-Chips, der 4 identische unabhängige RS-Flip-Flops enthält. Das Auftreten eines dieser Pegel an den Ausgängen "1Q" oder "2Q" und damit an einem der Eingänge des Elements DD1.2 führt zur Bildung eines positiven Impulses an seinem Ausgang und seiner anschließenden Begrenzung der Dauer durch die Differenzierungskette C2R10. Da die Eingänge "S0", "S1" des DD14-Multiplexers auf logische "Nullen" gesetzt wurden, erhalten seine Ausgänge Informationen von den Eingängen "A0", "B0". Welcher Pegel in diesem Fall in die erste Stelle der Register DD18, DD23 geschrieben wird, hängt von der gedrückten Taste SB1 oder SB2 ab. Wenn Sie SB1 drücken, wird eine logische Null geschrieben, wenn Sie SB2 drücken, eine logische Einheit. Nachdem Sie die Kombination in die Steuerleitung der LEDs HL12-HL43 und damit in die Steuerregister DD18-DD21 eingegeben haben, drücken Sie die Taste SB3. Dies initiiert einen Zyklus zum Schreiben der aktuellen Kombination in das EEPROM, bestehend aus 4 Zyklen. In jedem Zyklus wird der Inhalt des Registers DD16 in das Pufferregister DD21 geschrieben, im EEPROM überschrieben, die in den Steuerregistern DD18-DD21 enthaltenen Informationen um 8 Bit nach rechts verschoben und der Inhalt des Registers DD21 geschrieben registrieren DD18. Somit werden am Ende des 4. Zyklus die Inhalte aller 4 ICs des Steuerregisters mit einer gleichzeitigen Aktualisierung ihres Zustands in das EEPROM geschrieben. Beim Drücken des Tasters SB3 wird am Ausgang "3Q" des dritten RS-Triggers des IC DD2 ein positiver Impuls erzeugt, dessen Dauer dem Tastendruck entspricht. Dieser Impuls setzt, nachdem er durch das Element DD4.1 invertiert und durch die Differenzierkette C3R11 in seiner Dauer begrenzt wurde, das 4. RS-Flip-Flop des IC DD2 in einen einzigen Zustand. Die logische Einheit aus ihrem Ausgang „4Q“ (Pin 13) gibt den Betrieb des HF-Generators frei, erfolgt über die Elemente DD3.3, DD3.4 und unterbindet gleichzeitig die Anzeige der darin enthaltenen aktuellen lichtdynamischen Kombination Steuer- und Ausgangsregister. Dies ist notwendig, um den Flackereffekt der schnell reagierenden LEDs während des Ladens einer neuen Kombination zu eliminieren. Auch wirkt dieser Pegel auf die Eingänge der Logikelemente DD11.1, DD11.2 und bewirkt beim Erscheinen des letzten von ihnen am Ausgang den logischen Pegel "1", der den Eingang "S0" (Pin 14) beeinflusst dem Multiplexer DD14 und ermöglicht den Durchgang zu den Ausgängen (Stifte 7 und 9) von Informationen von seinen jeweiligen Eingängen "A1", "B1". Da zum Zeitpunkt des Einschaltens die Schaltung zum Zurücksetzen der Zähler DD6, DD7, DD8.1, DD8.2, DD9.1 arbeitet, dann zum Anfangszeitpunkt des ersten der 4 Zyklen des Aufzeichnungszyklus an den Ausgängen "0" (Stifte 3) der Zähler DD6, DD7 werden logische Einheitspegel gebildet. Der negative Abfall des ersten Impulses positiver Polarität am Eingang "CP" (Pin 13) des Zählers DD6 führt zum Auftreten eines logischen Einheitspegels am Ausgang "1" (Pin 2) und damit zum Pegel " 1" am Ausgang des Elements DD5.2. Dieser Pegel, der gemäß dem Schema den unteren Multiplexer DD14 "durchläuft" und vom Schmitt-Trigger DD17.3 invertiert wird, beeinflusst die Gate-Eingänge "C" (Pins 12) der Steuerregister DD18-DD21 (siehe Diagramm in Abb. 2: negative Differenz „CLK1“). Dieser logische Pegel am Ausgang des Elements DD5.2 bleibt bis zum Abklingen des dritten Impulses am Eingang "CP" des Zählers DD6 bestehen (siehe Diagramm in Fig. 2: positiver Abfall (vorne) "CLK1"). Während dieser Zeit, zwischen den Rückgängen des 1. und 2. Impulses, wird am Ausgang des Inverters DD4.4 ein negativer Impuls erzeugt (siehe Diagramm in Abb. 2: "CLK2"). Dieser Impuls schreibt nach Wiederholung des Multiplexers der oberen Schaltung, der Teil des IC DD15 ist, ein Informationsbit vom Ausgang "PR" (Pin 16) des letzten Bits des Steuerregisters DD17 in das Pufferregister DD21. Die positive Flanke des Impulses am Ausgang des Inverters DD4.4 fällt zeitlich mit dem Abklingen des 2. Impulses am Eingang „CP“ des Zählers DD6 zusammen (siehe Diagramm in Abb. 2: Vorderseite „CLK2“). Beim Abfall des 3. Impulses am Eingang "CP" des Zählers DD6 wird am Ausgang des Elements DD5.2 ein positiver Abfall ("CLK1") gebildet, der nach Wiederholung des Multiplexers des unteren IC DD14 und Invertierung erfolgt der Schmitt-Trigger DD17.3, zeichnet ein Informationsbit vom Ausgang "PR" des letzten Bits des Steuerregisters DD21 bis zum ersten Bit des Registers DD18 auf. Leistungsstarke Schmitt-Trigger DD17.1 und DD17.2 (im IC KR1554 TL2 enthalten) werden in das Gerät für den direkten Betrieb an einer Leitung mit kapazitiver Last eingeführt, sowie um zu verhindern, dass das von der Leitung reflektierte Signal in die Eingänge gelangt der Steuerregister, indem die entsprechenden Signalketten getrennt werden. Der beschriebene Vorgang wird 8 Mal wiederholt, bis das Pufferregister DD16 gefüllt ist und der Inhalt des Registers DD21 in das Register DD18 umgeschrieben wird. Nach Beendigung des 8. negativen Synchronisationsimpulses am Eingang „C“ des Pufferregisters (siehe Diagramm in Abb. 2: Vorderseite „CLK2“) wird der aktuelle Zustand des Registers DD16 komplett in das Register DD21 zurückgeschrieben. Dies geschieht beim Abfall des 58. Impulses am Eingang "CP" des Zählers DD6. Bei diesem Abfall geht der Zähler DD6 in den 3. Zustand. Da sich der Zähler DD7 zu diesem Zeitpunkt bereits im 7. Zustand befand, bewirken zwei an den Eingängen des Elements DD12.1 ankommende Signale mit dem Pegel einer logischen Einheit, dass an seinem Ausgang ein logischer Nullpegel erscheint. Somit wird am Ausgang des Elements DD12.1 ein negativer Impuls ("CS", siehe Fig. 2) erzeugt, dessen Dauer gleich der Impulswiederholungsperiode des HF-Generators ist, die an den Elementen DD3.3, DD3.4 erzeugt wird. 15. Nach dem "Durchlaufen" des unteren, gemäß dem Schema, IC DD0-Multiplexers (denken Sie daran, dass der durch den Schalter SA1 eingestellte "Null"-Pegel an seinem "S15"-Eingang eingestellt ist), tastet dieser negative Impuls den DD8-EEPROM-IC-Chip am " CS" ("Chip Select" - "Crystal Select") und erzeugt dadurch eine parallele Aufzeichnung von 16 Informationsbits, die an den Ausgängen des Pufferregisters DD0 an der an den Eingängen A10-A13 des EEPROM DDXNUMX eingestellten Adresse erzeugt werden. Die visuelle Kontrolle des Füllens des Adressraums des IC-EEPROM DD13 erfolgt durch eine Reihe von LEDs HL3 - HL11, die die aktuelle Adresse der Binärzähler DD8.1, DD8.2, DD9.1 anzeigen. Die ersten sechs grünen LEDs HL3-HL9 zeigen die Füllung der ersten 25 % des Adressraums an, gelb HL10 in Kombination mit grün - von 25 bis 50 %, rot HL11 in Kombination mit gelb und grün - von 50 bis 100 %. Das gleichzeitige Aufleuchten aller LEDs im Schreibmodus zeigt an, dass der gesamte EEPROM-Adressraum voll ist, mit Ausnahme der Zellen an den letzten vier Adressen. Nach Aufzeichnung der dynamischen Kombination der letzten vier Adressen werden die Zähler DD8.1, DD8.2 auf Null und DD9.1 auf den achten gesetzt, was mit dem Erlöschen der LEDs HL3-HL11 einhergeht. Alle Adressleitungen werden auf "Null"-Pegel gesetzt. In diesem Fall kann die Sendung erneut aufgenommen werden. Der Lesemodus wird eingestellt, indem der Schalter SA1 gemäß dem Diagramm in die obere Position gebracht wird, was dem Einschalten der grünen LED HL1 entspricht. Das Gerät kann jederzeit in diesen Modus geschaltet werden, ohne auch nur den gesamten EEPROM-Adressraum zu programmieren. In diesem Fall wird das früher an den Adressen aufgezeichnete Programm von der aktuellen Adresse bis zum Ende des Adressraums abgespielt, und dann wird der Programmwiedergabezyklus fortgesetzt, beginnend bei der Nulladresse des EEPROM. Wenn der Lesemodus vor dem Einschalten eingestellt wird, setzt die auf den Elementen C6R15, DD1.3, DD1.4, DD5.1 montierte Rücksetzschaltung die Zähler DD6, DD7, DD8.1, DD8.2, DD9.1. 1 zu null. In diesem Modus ermöglicht der Pegel einer logischen Einheit von links gemäß dem Schema der Ausgang des Schalters SA3.1 den Betrieb des Niederfrequenzgenerators, der an den Elementen DD3.2, DD10 mit einer Frequenz ausgeführt wird von etwa 3.2 Hz. Impulse positiver Polarität vom Ausgang des DD4.1-Elements bewirken, nachdem sie durch das DD3-Element invertiert wurden und die Dauer der C11R4-Differenzierungskette begrenzen, dass das 2. RS-Flip-Flop des IC DD6 gesetzt wird ein einziger Staat. In diesem Modus wird der Abfall des ersten positiven Impulses am Eingang "CP" des Zählers DD10.1 letzteren auf einen einzigen Zustand setzen, was zum Umschalten auf den Nullzustand des Elements DDXNUMX führt. Der Pegel der logischen Null von seinem Ausgang, der durch das Element DD10.2 invertiert wird, beeinflusst den Eingang des Elements DD11.4 und stellt zusammen mit dem Pegel von "Eins", der am zweiten Eingang dieses Elements ankommt, auch den Pegel ein "1" an seinem Ausgang. Dieser Pegel bewirkt, dass die Ausgänge des Pufferregisters DD16 in den dritten Zustand schalten - jetzt sind sie Eingänge geworden (siehe Diagramm in Abb. 2: Vorderseite "SL"). Beim Abfall des zweiten Impulses am Eingang "CP" des Zählers DD6 liegt an dessen Ausgang "2" (Pin 4) ein logischer Pegel "1" an, der das Element DD5.3 in einen einzigen Zustand übersetzt. Ein Einheitspegel von seinem Ausgang beeinflusst den Eingang des DD12.3-Elements und setzt in Kombination mit dem Pegel einer logischen Einheit, die an den zweiten Eingang dieses Elements gelangt, einen logischen Nullpegel an seinem Ausgang. Dieser auf den Eingang „OE“ („Output Enable“ – „Enable Outputs“) des EEPROM IC DD13 wirkende Logikpegel führt dazu, dass dessen Ausgänge in den aktiven Zustand geschaltet werden (siehe Diagramm in Abb. 2: Abfall „OE“) , sowie das "Durchlaufen" des unteren, gemäß Schema, Multiplexers DD15 (da dessen Eingang "S0" jetzt auf Pegel "1" gesetzt ist) führt zur Auswahl des EEPROM IC DD13, am Eingang " CS". An den Ausgängen „D0“ – „D7“ des EEPROMs erscheinen die Daten geschrieben an der aktuellen Adresse, die aktuell an den Adresseingängen „A0“ – „A10“ eingestellt ist. Gleichzeitig beginnt mit dem Abfall des zweiten Impulses am Eingang "CP" des Zählers DD6 die Bildung eines negativen Impulses zum parallelen Schreiben in das Pufferregister DD16 (siehe Diagramm in Abb. 2: der erste Abfall). "CLK2"). Dieser Impuls wird am Ausgang des Elements DD11.3 zu Beginn jedes der 4 Zyklen des Lesezyklus erzeugt, d. h. vor der Bildung jedes der 8 Taktimpulse ("CLK1") der Steuer- und Ausgangsregister. Die Bildung eines parallelen Schreibimpulses zum Pufferregister DD16 (siehe Diagramm in Fig. 2: die erste Flanke von „CLK2“) wird durch das Abklingen des dritten Impulses am Eingang des „CP“-Zählers DD6 abgeschlossen. Beim Abfall des vierten Impulses am Eingang "CP" des Zählers DD6 schaltet das Element DD12.3 in den Zustand einer logischen Einheit, die wiederum die Ausgänge des IC EEPROM DD13 auf den dritten (high -Widerstand) Zustand (siehe Diagramm in Abb. 2: Vorderseite „OE“). Das Abfallen des fünften Impulses am Eingang „CP“ des Zählers DD6 schaltet die Ausgänge des Pufferregisters DD16 in den aktiven Zustand (vgl Diagramm in Abb. 2: Gefälle „SL“). Die zeitliche Trennung der Ein- und Ausschaltmomente der Ausgangsstufen des Pufferregisters DD16 und des EEPROM DD13 ist für den korrekt koordinierten Betrieb der Ausgangsstufen dieser Mikroschaltungen erforderlich. Wie aus dem Zeitdiagramm des Lesemodus (siehe Fig. 2) ersichtlich ist, werden zuerst die Ausgänge "D0" - "D7" des EEPROM DD13 abgeschaltet, dann nach 1 Zyklus des HF-Generators die Ausgänge "1" - "8" des Pufferregisters werden auf DD16 eingeschaltet. Nach weiteren 2 Zyklen werden die DD16-Ausgänge ausgeschaltet, und nach einem weiteren 1 Zyklus werden nun die DD13-Ausgänge eingeschaltet. Mit dem Abfall des 6. Impulses am Eingang "CP" des Zählers DD6 beginnt die gleichzeitige Bildung von Impulsen zum Lesen ("CLK2") des Pufferregisters DD16 und zum Schreiben ("CLK1") in die Steuerregister DD18-DD21 . Die Bildung des Schreibpulses (siehe Diagramm in Abb. 2: vorne „CLK1“) in den Registern DD18-DD21 endet 1 Zyklus vor dem Ende der Bildung des Lesepulses (siehe Diagramm in Abb. 2: die zweite Vorderseite "CLK2") des Pufferregisters DD16. Als Ergebnis werden die Inhalte des Pufferregisters DD16 in das Register DD18 umgeschrieben, und die Inhalte des letzteren werden sequentiell in das Register DD19 umgeschrieben, und so weiter. Nachdem der Lesezyklus der aktuellen Kombination abgeschlossen ist, wird am Ausgang "2" (Pin 4) des Zählers DD8.1 ein negativer Abfall gebildet, der nach Begrenzung der Dauer durch die differenzierende RC-Kette C5R14 und Invertierung durch den DD1.3 .6-Element, führt zum Rücksetzen der Zähler DD7, DD4 und Setzen des 2. RS-Flip-Flops IC DD3.3 in den Nullzustand. Ein niedriger Logikpegel von seinem Ausgang führt zum Blockieren des Betriebs des HF-Generators, der auf den Elementen DD3.4, DD3.4 montiert ist. Der Ausgang des Elements DD4 wird auf einen konstanten Pegel von logisch Null gesetzt. Gleichzeitig schaltet der Pegel "Null" vom Ausgang "13Q" (Pin 2) des vierten RS-Flip-Flops DD18 die Ausgänge der Steuerung DD21-DD23 und der Ausgangsregister DD25, DD27, DD29, DDXNUMX in den aktiven Zustand und ermöglicht die Anzeige der aktuellen lichtdynamischen Kombination. In diesem Fall wird an den Ausgängen der Register eine Codekombination festgelegt und bis zum nächsten positiven Impulsabfall am Ausgang des NF-Generators auf der LED-Zeile angezeigt. KONSTRUKTION UND DETAILS. Die Hauptsteuerung ist auf einer Leiterplatte mit den Abmessungen 100 x 150 mm (Abb. 3) und den Ausgangsregistern - 25 x 80 mm (Abb. 4) - aus 1,5 mm dicker Glasfaserfolie mit doppelseitiger Metallisierung montiert. Die Leiterplattenzeichnungen wurden für das Freihandzeichnen entwickelt, was die Herstellung im Amateurfunklabor erleichtern soll. Verbindungen, die mit einer gestrichelten Linie gezeigt sind, werden mit einer dünnen Litzendrahtisolierung hergestellt. Das Gerät verwendet Festwiderstände vom Typ MLT-0,125, Variablen - SP3-38b, Kondensatoren K10-17 (C1-C6, C8), K50-35 (C7, C9-C16); LEDs - superhell, vier Farben, auf der Hauptsteuerplatine - 3 mm Durchmesser und in einer entfernten Girlande - 10 mm Typ KIPM-15, in abwechselnder Reihenfolge angeordnet. Selbstverständlich sind auch andere Kombinationen von Leuchtelementen möglich. Um eine stärkere Last zu steuern, beispielsweise Glühlampen oder Girlanden aus parallel geschalteten LEDs, müssen die Ausgangsregister mit Transistor- oder Triac-Schaltern ergänzt werden. Die Schutzdiode VD1 und die Entkopplung (VD2, VD3) können jedes Silizium mittlerer Leistung sein. Die Taster SB1-SB3, Typ KM1-1, und ein Schalter, Typ MT-1, werden direkt auf die Steuerplatine gelötet. Für sie sind Löcher der entsprechenden Konfiguration vorgesehen. Die Ausgangsregister-Mikroschaltkreise (DD22-DD29, siehe Fig. 5), die die entfernte Girlande aus Lichtelementen steuern, wie oben erwähnt, sind mit der Hauptsteuerplatine über verdrillte Kabelpaare verbunden. Deren Einbeziehung (unter Berücksichtigung zusätzlicher invertierender Schmitt-Trigger) ist ähnlich wie beim IC DD18-DD21 des Steuerregisters (siehe Abb. 1), jedoch sind die Daten vom Transferausgang „PR“ des letzten IC DD29 des Ausgangsregisters nicht verwendet, da das Ausgangsregister nur im Empfangsmodus (Download aber nicht Lesen) von Informationen arbeitet. Die ferngesteuerte Girlande aus Lichtelementen sowie der Hauptcontroller werden von einer separaten stabilisierten 12-V-Quelle gespeist.Der vom Gerät verbrauchte Strom übersteigt 600 mA nicht (dies ist der Spitzenwert, wenn alle LEDs gleichzeitig leuchten). ) und bei Verwendung des IC KR1533IR24 überschreitet er 750 mA nicht . Daher muss das Netzteil eine entsprechende Belastbarkeit aufweisen. Es wird empfohlen, ein Netzteil mit einem Mindestlaststrom von mindestens 1 A zu verwenden, insbesondere für die Versorgung von Ausgangsregistern (Remote). Dies verringert die Amplitude des Interferenzsignals, das durch den Leistungsschaltkreis zu den Signalschaltkreisen der Register-Mikroschaltkreise induziert wird. Wie bereits erwähnt, werden die Daten im Ausgangsregister (DD23, DD25, DD27, DD29) über die Signalleitungen der seriellen Schnittstelle „Data“ und „Synchronization“ übertragen. Es ist zu beachten, dass die Elemente der Mikroschaltung KR1554 TL2 (74AC14) und nicht die des KR1564 TL2 (74HC14) als Pufferumsetzer auf der Hauptsteuerplatine verwendet werden, da nur der erste von ihnen einen großen Ausgangsstrom liefern kann (bis 24 mA) und steuern direkt die kapazitive Last. Bei einer kurzen Leitungslänge (bis 10 m) wird die Frequenz der Taktimpulse auf das Maximum (100 kHz) eingestellt und der Schieber des Trimmwiderstands R13 auf die Position eingestellt, die dem minimalen Widerstand entspricht. Mit einer deutlichen Verlängerung der Leitung (mehr als 10 m) nimmt die Amplitude des durch benachbarte Leiter in die Signalleitungen induzierten Störsignals zu. Überschreitet die Amplitude der Störung die Schaltspannungsschwelle der Eingangs-Schmitt-Trigger (unter Berücksichtigung der Hysterese), kann es zu einem Kommunikationsausfall kommen. Um eine solche Situation zu vermeiden, wenn der Controller auf einer relativ langen Leitung (von 10 bis 100 m) arbeitet, kann es notwendig sein, die Frequenz des HF-Generators mit dem Widerstand R13 leicht zu reduzieren. In diesem Fall verringert sich die Ladegeschwindigkeit von lichtdynamischen Kombinationen, aber es gibt keinen visuellen Unterschied in der Bedienung des Geräts, da der Effekt des LED-Flimmerns vollständig durch das Signal "Anzeigefreigabe" maskiert wird. Selbst bei der geringstmöglichen Frequenz des HF-Generators (20 kHz) beträgt die maximale Aktualisierungszeit der dynamischen Kombination 400 µs x 32 Impulse = 12800 µs (12,8 ms), was einer Aktualisierungsrate von etwa 78 Hz entspricht. Diese Frequenz liegt nahe am ergonomischen Wert von 85 Hz. Die auf der Hauptplatine verwendeten Register DD16, DD18-DD21 vom Typ KR1564IR24 (direkt analog zu 74HC299) können durch KR1554IR24 (74AC299) und in Extremfällen durch KR1533IR24 ersetzt werden. Da die Mikroschaltungen KR1533IR24 (SN74ALS299) die TTLSH-Struktur haben und selbst im statischen Modus einen ziemlich großen Strom verbrauchen (etwa 35 mA), wird empfohlen, CMOS-Mikroschaltungen des Typs KR1564IR24 (74HC299) in entfernten (Ausgangs-) Registern zu verwenden. Auf der Hauptplatine können Register der Serien KR1554, KR1564 oder KR1533 verwendet werden. Wenn kein EEPROM AT28C16-15PI vorhanden ist, können Sie das statische RAM KR537RU10 (RU25) verwenden. Wenn in diesem Fall das Steuerprogramm langfristig gespeichert werden muss, muss eine Notstromversorgung mit einer Spannung von 3 V verwendet werden, die aus zwei Elementen des Typs LR03 (AAA) besteht und eingeschaltet ist durch eine entkoppelnde Germaniumdiode vom Typ D9B, wie in [1] gezeigt. Der integrierte Stabilisator DA1 (KR142EN5B) mit den im Diagramm angegebenen Strombegrenzungswiderständen R17-R59 benötigt keinen Strahler, aber wenn keine superhellen LEDs verfügbar sind, können Sie die normale Standardhelligkeit verwenden. Gleichzeitig müssen die Werte der Widerstände R17-R59 um das Drei- bis Vierfache reduziert werden, und der Stabilisator sollte auf einem Kühler mit einer Fläche von mindestens 100 cm2 installiert werden. Die Versorgungsspannung sowohl der Hauptplatine als auch der Ausgangsregister kann im Bereich von 9-15 V gewählt werden, aber wenn sie ansteigt, sollte beachtet werden, dass die Verlustleistung auf den Stabilisator-ICs proportional zur auf sie fallenden Spannung zunimmt . Die Schaltfrequenz von lichtdynamischen Kombinationen kann durch Einstellen des Widerstands R9 geändert werden, und die Download-Geschwindigkeit beträgt bei sehr langen Leitungen R13. Programmiertechnik Die Betriebsvorbereitung des Geräts besteht darin, dynamische Lichtkombinationen mit den Tasten SB1-SB3 in den EEPROM-Speicher einzugeben. Eine alternative Möglichkeit ist auch möglich: Schreiben Sie ein beispielsweise nach dem in [4] beschriebenen Verfahren generiertes Steuerprogramm mit einem Standardprogrammierer und installieren Sie dann den EEPROM-IC in einem vorgelöteten Sockel auf der Geräteplatine. Betrachten Sie als Beispiel die Programmierung des Effekts „Laufendes Feuer“. Wir gehen davon aus, dass der Strom vor Beginn der Programmierung abgeschaltet wurde. Beispiel 1. „Laufendes Feuer“-Effekt. Schalte den Strom an. Die LEDs HL3-HL11 sollten nicht leuchten (Meter DD8.1, DD8.2, DD9.1 - im Nullzustand). Der Programmiermodus wird durch die rote LED HL2 angezeigt. Drücken Sie die SB1-Taste einmal. Steuern Sie die Aktivierung der HL12-LED. Drücken Sie die SB3-Taste einmal. (Dies wird die aktuelle Kombination mit einer gleichzeitigen Aktualisierung des Inhalts der Steuerregister DD18-DD21 aufzeichnen). Drücken Sie die SB2-Taste einmal. Kontrollieren Sie das Erlöschen der HL12-LED und die Aufnahme von HL13. Drücken Sie die SB3-Taste einmal. Drücken Sie die SB2-Taste einmal. Kontrollieren Sie das Erlöschen der HL13-LED und die Aufnahme von HL14. Drücken Sie die SB3-Taste einmal. Wiederholen, bis die leuchtende LED alle Positionen durchläuft. Während der Programmierung wird das Drücken der Taste SB3 von einer Änderung der binären Codekombinationen an den Ausgängen der Zähler DD8.1, DD8.2, DD9.1 begleitet, die durch die LED-Zeile HL3-HL11 angezeigt werden. Ein weiteres Beispiel für die Programmierung des "Wanderschatten"-Effekts wird in [1] betrachtet. Wie bereits erwähnt, hat das Gerät das Potenzial, die Anzahl der Lichtelemente zu erhöhen. Dadurch kann das Gerät beispielsweise als Controller eines Leuchtdisplays verwendet werden. Die Anzahl der Girlandenelemente kann ohne wesentliche Änderung des seriellen Schnittstellenprotokolls mehrere zehn erreichen (es ist zweckmäßig, sie um ein Vielfaches von acht zu erhöhen). Es muss lediglich die benötigte Anzahl an Steuer- und Ausgangsregistern eingestellt und die Taktzahl entsprechend verändert werden. Natürlich muss die Änderung des EEPROM-Adressbereichs entsprechend einer dynamischen Lichtkombination berücksichtigt werden. Wenn Sie eine Girlande mit mehr als hundert Elementen steuern müssen, müssen Sie zusätzliche Pufferregister verwenden. In diesem Fall wird die Datenübertragung zu den Pufferregistern mit einer niedrigeren Taktfrequenz ausgeführt, und die Daten werden in die mit ihren Ausgängen verbundenen Ausgangsregister neu geschrieben, nachdem der Datenübertragungszyklus zu den Pufferregistern abgeschlossen ist. Damit können Sie direkt zum Zeitpunkt der Anzeige der aktuellen Licht-Dynamik-Kombination große Datenpakete über die Leitungen der seriellen Schnittstelle übertragen. Dies erfordert natürlich eine gewisse Komplikation des Protokolls. Bei allen Fragen zur Implementierung einer seriellen Schnittstelle in lichtdynamischen Geräten können Sie sich beraten lassen, indem Sie eine Anfrage an die am Anfang des Artikels angegebene E-Mail-Adresse des Autors senden. Literatur:
Autor: Odinets Alexander Leonidovich, Electronic_DesignArt@tut.by, Minsk, Weißrussland
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