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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Ungewöhnliche Funktionsweise des Feldeffekttransistors. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Funkamateur-Designer Die herkömmliche Schaltung von linearen Verstärkern auf der Basis von Feldeffekttransistoren mit einem Gate in Form eines pn-Übergangs (im Folgenden der Kürze halber als pn-Gate bezeichnet) sieht hauptsächlich den Modus vor, wenn der Arbeitspunkt im Bereich von liegt Reverse (Closing) Bias, d. h. bei Uots Die vom Autor durchgeführten Studien haben gezeigt, dass die Verwendung eines Modus, in dem der Arbeitspunkt in der Öffnungsvorspannungszone liegen kann, die Knotenschaltungen von Feldeffekttransistoren erheblich vereinfachen kann. Die Verwendung solcher Schemata ist in Fällen sinnvoll, in denen die Forderung nach einer Mindestanzahl von Elementen die Notwendigkeit rechtfertigt, einige von ihnen auszuwählen, d. h. in der Amateurfunkpraxis und bei der Entwicklung insbesondere von Miniaturdesigns.
Auf Abb. 1 zeigt die verallgemeinerten Drain-Gate- und Eingangskennlinien eines pn-Gate-FET. Bei diesen Strom-Spannungs-Kennlinien - Iс=f(Uin) und Iz=f(Uin) - können drei charakteristische Zonen unterschieden werden: 1 - Schließvorspannung Uzi, 2 - Öffnungsvorspannung, bei der praktisch kein Gatestrom fließt, und 3 - Öffnungsvorspannung, die einen erheblichen Gate-Strom verursacht. Es gibt keine klare Grenze zwischen den Zonen 2 und 3, daher nehmen wir zur Sicherheit als bedingte Grenze zwischen ihnen die Ordinate, die einem Gate-Strom von 1 μA entspricht - bei diesem Strom ist der Gate-Widerstand immer noch sehr hoch, und das Der Wert lässt sich relativ einfach messen. Lassen Sie uns auch mit dem Symbol Im den Drainstrom an dieser Grenze und die Vorwärtsspannung am Gate Um bezeichnen. Wenn die Spannung Uzi größer als der Grenzwert ist, beginnt der Gate-Strom stark anzusteigen und der Feldeffekttransistor verliert seinen Hauptvorteil - den hohen Eingangswiderstand. Daher werden Arbeiten in Zone 3 nicht berücksichtigt. Aus dem Vorstehenden ist klar, dass es nicht notwendig ist, den Betrieb des Feldeffekttransistors in der Durchlasszone vollständig auszuschließen, es reicht völlig aus, dass der Arbeitspunkt nicht in Zone 3, also in den Zustand Uzi, geht Obwohl die Erweiterung des Betriebsspannungsbereichs Uzi durch das Hinzufügen einer Durchlasszone betragsmäßig gering ist, ist sie sehr wichtig, da sie eine etwas andere Herangehensweise an die Schaltung von Feldeffekttransistoren ermöglicht. Wie aus Abb. ersichtlich ist. 1 geht die Ablauf-Schließer-Kennlinie fließend und ohne Unterbrechung in die Zone 2 über. Der Kern der physikalischen Prozesse im Transistor besteht darin, dass sich der Kanal beim Anlegen einer direkten Vorspannung an das Gate ausdehnt und seine Leitfähigkeit zunimmt, sodass der Transistor im Anreicherungsmodus zu arbeiten beginnt. Es ist leicht zu erkennen, dass ein pn-Gate-Transistor unter Berücksichtigung der Vorwärtsvorspannungszone in seinen Eigenschaften einem Transistor mit isoliertem Gate und integriertem Kanal ähnelt, der mit Vorwärts- und Rückwärtsvorspannung am Gate arbeiten kann. Der Unterschied ist nur quantitativ – im ersten Fall ist der Arbeitsbereich der Direktverdrängungszone kürzer, da er durch den Wert Um begrenzt ist. Daher kann ein pn-Gate-Feldeffekttransistor in Modi verwendet werden, die bisher nur für Transistoren mit isoliertem Gate und integriertem Kanal für möglich gehalten wurden. Das Vorhandensein gravierender Mängel bei Transistoren mit isoliertem Gate – eine erhebliche Streuung der Eigenschaften, geringer Widerstand gegen statische Elektrizität und eine Reihe anderer – schränkt den praktischen Anwendungsbereich dieser Geräte stark ein, auch wenn ihre individuelle Auswahl zulässig ist. Die Palette der derzeit produzierten Transistoren mit pn-Gate ist viel größer als mit isoliertem, sie sind günstiger und haben eine geringere Streuung der Eigenschaften. Aus diesen Gründen sollten pn-Gate-Transistoren als vorzuziehen angesehen werden.
Schauen wir uns einige Anwendungen dieser Transistoren an, die den Gate-Durchlassvorspannungsmodus verwenden. Auf Abb. 2a zeigt ein Diagramm eines linearen Verstärkers. Die Verwendung eines Betriebsmodus ohne anfängliche Vorspannung ermöglichte es, den automatischen Vorspannungswiderstand und den Sperrkondensator im Quellenkreis des Transistors VT1 zu eliminieren. Die Berechnung des DC-Sprungs vereinfacht sich und reduziert sich auf die Bestimmung des Widerstandswerts des Lastwiderstands R2 nach der Formel: R2 \uXNUMXd (Upit-Uout o) / Io wobei Uout o die Ausgangsspannung in Abwesenheit eines Eingangssignals ist und Io der Anfangsstrom des Transistors ist. Wenn Uout o= 0,5 Upit gewählt wird, wird Formel (1) vereinfacht und nimmt die Form an: R2=Upit/2Io. Bei der Entwicklung von Verstärkern nach diesem Schema ist zu beachten, dass bei Transistoren mit einem anfänglichen Drainstrom von mehreren zehn Milliampere ihre zulässige Leistung überschritten werden kann. Wenn es notwendig ist, die Verstärkung zu reduzieren, ist ein Widerstand R3 in der Quellenschaltung enthalten. Es ist zu betonen, dass in diesem Fall der Sperrkondensator nicht eingeschaltet werden kann. Der Wechselstrommodus wird nach bekannten Formeln berechnet; Die Verstärkung ergibt sich aus dem Ausdruck Ku \u2d S • R10, wobei S die Steigung der Transistorkennlinie ist. Offensichtlich erfolgt bei Ku > 1,1 in den meisten Fällen die Verstärkung des Ausgangssignals in der Amplitude bis zu Upit bei Uin Wenn es notwendig ist, die zulässige Amplitude der positiven Eingangsspannung über Um zu erhöhen, muss die Diode anstelle des Widerstands R3 in der Quellenschaltung (Kathode zum gemeinsamen Draht) eingeschaltet werden. Die Durchlassspannung für Siliziumdioden kann je nach Diodentyp und Sourcestrom des Transistors im Bereich von 0,4 ... 0,8 V (meistens 0,5 ... 0,7 V) liegen. Für Germaniumdioden sind ähnliche Werte 0,2 ... 0,6 V (0,3 ... 0,5 V). Wenn die Diode eingeschaltet wird, nimmt der Drainstrom aufgrund der Schließvorspannung ab, daher ist es notwendig, den Widerstandswert des Widerstands R2 zu erhöhen, um den vorherigen DC-Modus sicherzustellen. Dies wiederum führt zu einer Erhöhung von Kn, da die Steilheit etwas abnimmt. Da der dynamische Widerstand der Diode klein ist, ist das Nebenschließen mit einem Kondensator unwirksam. Die Einführung einer Diode verursacht eine kleine – nicht mehr als 10 % – Verringerung der Verstärkung. Der Modus einer solchen Stufe für Gleichstrom wird nach Formel (1) berechnet, in der anstelle von Io Iod ersetzt wird - der Drainstrom durch eine an die Sourceschaltung angeschlossene Diode. Falls erforderlich, kann Ku reduziert werden, indem ein Rückkopplungswiderstand in Reihe mit der Diode geschaltet wird. Trotz des Vorhandenseins einer zusätzlichen Diode ist die Implementierung einer solchen Schaltung in einigen Fällen gerechtfertigt, da sie zu einer Verringerung des Stromverbrauchs und einer Erhöhung der Verstärkung führt. Diese Eigenschaften sind besonders wertvoll für Geräte mit eigener Stromversorgung. Wie aus dem oben Gesagten ersichtlich ist, ähnelt der Betrieb einer Stufe mit einer Diode dem klassischen mit einem Vorwiderstand. Der Hauptvorteil ist das Fehlen eines Abblockkondensators, was auch zu einer Erweiterung des Arbeitsfrequenzbandes von unten nach oben bis hin zu Gleichstrom führt. Außerdem wird die Berechnung und Einstellung von Geräten vereinfacht. Beim Betrieb dieser Stufe mit einem Transformator, einer Koppelspule, einem Tonbandkopf und anderen ähnlichen Signalquellen wird der Leckwiderstand R1 nicht benötigt und die Schaltung nimmt die in Abb. 2, b.
Die oben diskutierte Möglichkeit des Betriebs eines Feldeffekttransistors mit einem pn-Gate unter Durchlassvorspannung kann auch effektiv angewendet werden, um eine andere wichtige Klasse von Vorrichtungen zu bauen – Source-Folger. Auf Abb. 3, und die herkömmliche Schaltung des Source-Folgers auf dem Transistor VT2 wird dargestellt. Der Hauptnachteil dieses Knotens sind die relativ engen Grenzen der Ausgangsspannung. Der traditionelle Emitterfolger (VT2, Abb. 3, b) ist frei von diesem Nachteil; außerdem hat es weniger Details. Der Emitterfolger hat jedoch einen relativ niedrigen Eingangswiderstand: Rin = h21eRe (h21e ist der statische Stromübertragungskoeffizient des Transistors; Re ist der Widerstandswert des Widerstands im Emitterkreis). Alle genannten Widersprüche werden bei direktem Anschluss des Sourcefolgers, wie in Abb. 3, c. Hier werden die Vorteile der Source- und Emitterfolger erfolgreich kombiniert. Dieses Schema fand keine praktische Anwendung, offenbar weil es unmöglich ist, eine Vorspannung in Vorwärtsrichtung am Gate zu vermeiden. Dies ist jedoch nicht erforderlich, es reicht aus, den Betrieb des Transistors im Bereich des Durchlassstroms des Gates (in Zone 3 in Abb. 1) auszuschließen. Dieses Problem wird ganz einfach gelöst, wodurch es möglich wird, ein solches Schema in der Praxis anzuwenden. Die Übertragungscharakteristik des Source-Folgers wird durch den allgemeinen Ausdruck bestimmt: Uout = Uo + Uin × Kp, (2) wobei Uo die anfängliche Ausgangsspannung bei Uin = 0 ist; Kp - Übertragungskoeffizient des Quellenfolgers. Damit der Mitnehmer im Bereich der Schließvorspannung auf die Kulisse wirken kann, muss die Bedingung Uz Tatsächlich sind die wirklichen Anforderungen weniger streng, da es ausreicht, eine einfachere Bedingung zu erfüllen: U und Upit (Ri ist der Widerstandswert des Widerstands im Quellenkreis). In Anbetracht des vorläufigen Charakters der Berechnung nach dieser Formel sollte das Fehlen des Gate-Stroms bei Uz = Upit beim Prototyping des Knotens mit einem Mikroamperemeter mit einem Vollablenkstrom des Pfeils von nicht mehr als 100 μA überprüft werden. Die Ausgangsspannung eines solchen Sourcefolgers liegt innerhalb von Uo ... (Upit-Usi).
Die experimentell ermittelten Abhängigkeiten Uout=f(Uin) bei Upit=12V für KPZOZA- und KPZOZE-Transistoren bei unterschiedlichen Widerstandswerten Ri sind in Abb. 4. Wie aus den Diagrammen ersichtlich ist, kann die Linearität der Übertragungskennlinie im Bereich von Uout (bei Uin = 0) bis (Upit- -1) V sichergestellt werden. Zur Erweiterung dieses Abschnitts gilt zunächst: Reduzieren Sie Uo, für das Sie Transistoren mit dem Mindestwert von Uotc verwenden müssen, und wählen Sie dann den optimalen Widerstandswert des Widerstands R und (R2 im Diagramm in Abb. 3, c). Ein Sternchen in den Diagrammen markiert die Punkte, an denen der Strom Iz einen Wert von 1 μA erreicht. Als Beispiel für die praktische Anwendung des beschriebenen linearen Verstärkungsmodus in Abb. 5 zeigt ein Diagramm eines zweikanaligen 3H-Signalmischers; im Allgemeinen ist die Anzahl der Kanäle durch nichts begrenzt und kann beliebig sein. Der Widerstandswert des Widerstands R3 wird durch die Formel (1) bestimmt, in der Iod n anstelle von Io eingesetzt wird, wobei n die Anzahl der Kanäle ist.
In dem Gerät ist es wünschenswert, Transistoren mit nahen Werten von Uots und Io (oder Iod) zu verwenden, jedoch ist die Streuung dieser Parameter bis zu 50 ... 100% durchaus akzeptabel, da der Verstärkungsunterschied zwischen den Kanälen kann durch die Eingangsregler R1, R5 leicht kompensiert werden. Vergewissern Sie sich, dass keiner der Kanäle im Betriebsbereich der Eingangsspannung in den Amplitudenbegrenzungsmodus gegangen ist. Bei Verwendung einer Siliziumdiode beträgt die zulässige Amplitude der positiven Halbwelle am Gate jedes Feldeffekttransistors mindestens 1 V. Bei Betrieb eines Kanals mit Versorgungsspannung Upit = 9 V, Ausgangsspannung Uout = 0,1 V (Effektivwert), Signalfrequenz fc = 0,1 kHz ist die Mischerverstärkung etwa gleich 3, und zwar in Bezug auf die Höhe der nichtlinearen Verzerrungen steht dem nach klassischer Schaltungstechnik aufgebauten in nichts nach. Autor: A. Mezhlumyan, Moskau; Veröffentlichung: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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