1. Merkmale des IP

ION- und Unterspannungsschutzschaltungen. Der Schaltkreis schaltet sich ein, wenn die Spannung den Schwellenwert von 5.5 bis 7.0 V (typischer Wert 6.4 V) erreicht. Bis zu diesem Zeitpunkt verhindern die internen Steuerbusse den Betrieb des Generators und des logischen Teils der Schaltung. Der Leerlaufstrom bei Versorgungsspannung +15V (Ausgangstransistoren sind deaktiviert) beträgt nicht mehr als 10 mA. ION +5V (+4.75..+5.25 V, Ausgangsstabilisierung nicht schlechter als +/- 25mV) sorgt für einen fließenden Strom von bis zu 10 mA. Der ION kann nur mit einem NPN-Emitterfolger verstärkt werden (siehe TI S. 19-20), aber die Spannung am Ausgang eines solchen „Stabilisators“ hängt stark vom Laststrom ab.

Generator erzeugt eine Sägezahnspannung von 5..+0V am Zeitkondensator Ct (Pin 3.0) (die Amplitude wird vom ION eingestellt) für den TL494 von Texas Instruments und 0...+2.8V für den TL494 von Motorola (was können wir von anderen erwarten?), bzw. für TI F =1.0/(RtCt), für Motorola F=1.1/(RtCt).

Betriebsfrequenzen von 1 bis 300 kHz sind akzeptabel, mit dem empfohlenen Bereich Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. In diesem Fall beträgt die typische Temperaturdrift der Frequenz (natürlich ohne Berücksichtigung der Drift der angeschlossenen Komponenten) +/-3 %, und die Frequenzdrift in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung liegt über den gesamten zulässigen Bereich innerhalb von 0.1 %.

Um den Generator aus der Ferne auszuschalten, können Sie mit einem externen Schlüssel den Eingang Rt (6) mit dem Ausgang des ION oder Ct mit Masse kurzschließen. Bei der Auswahl von Rt, Ct muss natürlich der Ableitwiderstand des offenen Schalters berücksichtigt werden.

Ruhephasen-Steuereingang (Einschaltdauer) Durch den Ruhephasenkomparator wird die erforderliche Mindestpause zwischen den Impulsen in den Zweigen der Schaltung eingestellt. Dies ist sowohl notwendig, um einen Durchgangsstrom in den Leistungsstufen außerhalb des ICs zu verhindern, als auch für einen stabilen Betrieb des Triggers – die Schaltzeit des digitalen Teils des TL494 beträgt 200 ns. Das Ausgangssignal wird aktiviert, wenn die Säge die Spannung am Steuereingang 4 (DT) um Ct überschreitet. Bei Taktfrequenzen bis 150 kHz ohne Steuerspannung beträgt die Ruhephase = 3 % der Periode (äquivalente Vorspannung des Steuersignals 100..120 mV), bei hohen Frequenzen erweitert die eingebaute Korrektur die Ruhephase auf 200. .300 ns.

Mit der DT-Eingangsschaltung können Sie eine feste Ruhephase (RR-Teiler), einen Sanftanlaufmodus (RC) und eine Fernabschaltung (Taste) einstellen und DT auch als linearen Steuereingang verwenden. Der Eingangskreis ist aus PNP-Transistoren aufgebaut, sodass der Eingangsstrom (bis zu 1.0 μA) aus dem IC heraus und nicht in ihn hinein fließt. Der Strom ist ziemlich groß, daher sollten hochohmige Widerstände (nicht mehr als 100 kOhm) vermieden werden. Siehe TI, Seite 23 für ein Beispiel für einen Überspannungsschutz mit einer TL3 (430) 431-Leiter-Zenerdiode.

Fehlerverstärker - tatsächlich Operationsverstärker mit Ku = 70..95 dB bei konstanter Spannung (60 dB für frühe Serien), Ku = 1 bei 350 kHz. Die Eingangsschaltkreise sind mit PNP-Transistoren aufgebaut, sodass der Eingangsstrom (bis zu 1.0 μA) aus dem IC heraus und nicht in ihn hinein fließt. Der Strom ist für den Operationsverstärker recht groß, die Vorspannung ist ebenfalls hoch (bis zu 10 mV), daher sollten hochohmige Widerstände in den Steuerkreisen (nicht mehr als 100 kOhm) vermieden werden. Dank der Verwendung von PNP-Eingängen reicht der Eingangsspannungsbereich jedoch von -0.3 V bis Vsupply-2 V.

Die Ausgänge der beiden Verstärker werden durch Dioden-ODER kombiniert. Der Verstärker, dessen Ausgangsspannung höher ist, übernimmt die Steuerung der Logik. In diesem Fall steht das Ausgangssignal nicht separat zur Verfügung, sondern nur vom Ausgang der Diode OR (auch Eingang des Fehlerkomparators). Somit kann im Line-Modus nur ein Verstärker durchgeschleift werden. Dieser Verstärker schließt die lineare Hauptrückkopplungsschleife bei der Ausgangsspannung. In diesem Fall kann der zweite Verstärker als Komparator verwendet werden – beispielsweise bei Überschreitung des Ausgangsstroms, oder als Taste für ein logisches Alarmsignal (Überhitzung, Kurzschluss usw.), Fernabschaltung usw. Einer von Die Komparatoreingänge sind mit dem ION verbunden und ein logisches Signal wird auf den zweiten ODER-Alarmsignalen organisiert (noch besser - logische UND normale Zustandssignale).

Wenn Sie ein frequenzabhängiges RC-Betriebssystem verwenden, sollten Sie bedenken, dass der Ausgang der Verstärker tatsächlich Single-Ended ist (Seriendiode!), sodass die Kapazität aufgeladen wird (nach oben) und es lange dauert, bis sie nach unten entladen wird. Die Spannung an diesem Ausgang liegt zwischen 0 und +3.5 V (etwas mehr als der Generatorhub), dann fällt der Spannungskoeffizient stark ab und bei etwa 4.5 V am Ausgang sind die Verstärker gesättigt. Ebenso sollten niederohmige Widerstände im Verstärker-Ausgangskreis (Rückkopplungsschleife) vermieden werden.

Verstärker sind nicht dafür ausgelegt, innerhalb eines Taktzyklus der Betriebsfrequenz zu arbeiten. Mit einer Signallaufzeit innerhalb des Verstärkers von 400 ns sind sie dafür zu langsam und die Trigger-Steuerlogik lässt dies nicht zu (am Ausgang würden Seitenimpulse auftreten). In realen PN-Schaltungen wird die Grenzfrequenz der OS-Schaltung in der Größenordnung von 200–10000 Hz gewählt.

Trigger- und Ausgangssteuerlogik - Bei einer Versorgungsspannung von mindestens 7V, wenn die Sägespannung am Generator größer ist als am Steuereingang DT, и Wenn die Sägespannung größer ist als an einem der Fehlerverstärker (unter Berücksichtigung der eingebauten Schwellenwerte und Offsets), wird der Schaltungsausgang aktiviert. Beim Zurücksetzen des Generators vom Maximum auf Null werden die Ausgänge abgeschaltet. Ein Trigger mit Paraphase-Ausgang teilt die Frequenz in zwei Hälften. Bei logisch 0 am Eingang 13 (Ausgangsmodus) werden die Triggerphasen durch ODER verknüpft und gleichzeitig beiden Ausgängen zugeführt, bei logisch 1 werden sie phasengleich jedem Ausgang separat zugeführt.

Ausgangstransistoren - NPN-Darlingtons mit eingebautem Wärmeschutz (jedoch ohne Stromschutz). Somit beträgt der minimale Spannungsabfall zwischen dem Kollektor (normalerweise am positiven Bus angeschlossen) und dem Emitter (an der Last) 1.5 V (typisch bei 200 mA), und in einem Stromkreis mit einem gemeinsamen Emitter ist er etwas besser, 1.1 V typisch. Der maximale Ausgangsstrom (bei einem offenen Transistor) ist auf 500 mA begrenzt, die maximale Leistung für den gesamten Chip beträgt 1 W.

2. Anwendungsmerkmale

Arbeiten Sie am Gate eines MIS-Transistors. Ausgangs-Repeater

Beim Betrieb an einer kapazitiven Last, die herkömmlicherweise das Gate eines MIS-Transistors ist, werden die Ausgangstransistoren des TL494 durch einen Emitterfolger eingeschaltet. Wenn der durchschnittliche Strom auf 200 mA begrenzt ist, kann die Schaltung das Gate schnell aufladen, es ist jedoch unmöglich, es bei ausgeschaltetem Transistor zu entladen. Auch die Entladung des Gates über einen geerdeten Widerstand ist unbefriedigend langsam. Schließlich fällt die Spannung an der Gate-Kapazität exponentiell ab, und um den Transistor auszuschalten, muss das Gate von 10 V auf maximal 3 V entladen werden. Der Entladestrom durch den Widerstand wird immer geringer sein als der Ladestrom durch den Transistor (und der Widerstand erwärmt sich ziemlich stark und stiehlt den Schlüsselstrom, wenn er sich nach oben bewegt).

Option A. Entladeschaltung durch einen externen PNP-Transistor (von Shikhmans Website ausgeliehen – siehe „Jensen-Verstärker-Stromversorgung“). Beim Laden des Gates schaltet der durch die Diode fließende Strom den externen PNP-Transistor aus; wenn der IC-Ausgang ausgeschaltet wird, wird die Diode ausgeschaltet, der Transistor öffnet und entlädt das Gate nach Masse. Minuspunkt: Es funktioniert nur bei kleinen Lastkapazitäten (begrenzt durch die Stromreserve des IC-Ausgangstransistors).

Bei Verwendung des TL598 (mit Push-Pull-Ausgang) ist die Funktion der unteren Bitseite bereits fest auf dem Chip verdrahtet. Option A ist in diesem Fall nicht praktikabel.

Option B. Unabhängiger komplementärer Repeater. Da die Hauptstromlast von einem externen Transistor übernommen wird, ist die Kapazität (Ladestrom) der Last praktisch unbegrenzt. Transistoren und Dioden – alle HF mit niedriger Sättigungsspannung und Ck und ausreichender Stromreserve (1 A pro Impuls oder mehr). Zum Beispiel KT644+646, KT972+973. Die „Masse“ des Repeaters muss direkt neben der Quelle des Netzschalters angelötet werden. Die Kollektoren der Repeater-Transistoren müssen mit einer Keramikkapazität umgangen werden (im Diagramm nicht dargestellt).

Welche Schaltung zu wählen ist, hängt in erster Linie von der Art der Last (Gate-Kapazität oder Schaltladung), der Betriebsfrequenz und den Zeitanforderungen für Impulsflanken ab. Und sie (die Fronten) sollten möglichst schnell sein, denn bei transienten Vorgängen am MIS-Schalter wird die meiste Verlustwärme abgeführt. Ich empfehle, für eine vollständige Analyse des Problems auf die Veröffentlichungen in der International Rectifier-Sammlung zurückzugreifen, beschränke mich jedoch auf ein Beispiel.

Ein leistungsstarker Transistor – IRFI1010N – hat eine Referenz-Gesamtladung am Gate Qg = 130 nC. Dies ist keine Kleinigkeit, da der Transistor über eine außergewöhnlich große Kanalfläche verfügt, um einen extrem niedrigen Kanalwiderstand (12 mOhm) zu gewährleisten. Dies sind die Schlüssel, die in 12-V-Wandlern benötigt werden, bei denen jedes Milliohm zählt. Um sicherzustellen, dass der Kanal öffnet, muss das Gate mit Vg=+6V relativ zur Erde versorgt werden, während die gesamte Gate-Ladung Qg(Vg)=60nC beträgt. Um ein auf 10 V geladenes Gate zuverlässig zu entladen, ist es notwendig, Qg(Vg)=90 nC aufzulösen.

Bei einer Taktfrequenz von 100 kHz und einem Gesamttastverhältnis von 80 % arbeitet jeder Arm im 4 μs offenen – 6 μs geschlossenen Modus. Nehmen wir an, dass die Dauer jeder Pulsfront nicht mehr als 3 % des offenen Zustands betragen sollte, d.h. tf=120 ns. Andernfalls steigen die Wärmeverluste an der Taste stark an. Somit beträgt der minimal akzeptable durchschnittliche Ladestrom Ig+ = 60 nC/120 ns = 0.5 A, der Entladestrom Ig- = 90 nC/120 ns = 0.75 A. Und das ohne Berücksichtigung des nichtlinearen Verhaltens der Gate-Kapazitäten!

Beim Vergleich der erforderlichen Ströme mit den Grenzströmen des TL494 wird deutlich, dass der eingebaute Transistor mit dem Grenzstrom arbeitet und höchstwahrscheinlich nicht mit der rechtzeitigen Aufladung des Gates zurechtkommt. Daher wird die Wahl zugunsten von a getroffen ergänzender Anhänger. Bei niedrigerer Betriebsfrequenz oder kleinerer Gate-Kapazität ist auch eine Variante mit Funkenstrecke möglich.

2. Implementierung von Stromschutz, Sanftanlauf, Einschaltdauerbegrenzung

Als Stromsensor dient in der Regel ein Vorwiderstand im Lastkreis. Es stiehlt jedoch wertvolle Volt und Watt am Ausgang des Wandlers, überwacht nur die Lastkreise und kann keine Kurzschlüsse in den Primärkreisen erkennen. Die Lösung ist ein induktiver Stromsensor im Primärkreis.

Der Sensor selbst (Stromwandler) ist eine Miniatur-Ringspule (ihr Innendurchmesser sollte zusätzlich zur Sensorwicklung den Draht der Primärwicklung des Hauptleistungstransformators frei passieren lassen). Wir führen den Draht der Primärwicklung des Transformators durch den Torus (aber nicht den „Erdungsdraht“ der Quelle!). Wir stellen die Anstiegszeitkonstante des Detektors auf etwa 3–10 Perioden der Taktfrequenz ein, die Abfallzeit auf das Zehnfache, basierend auf dem Antwortstrom des Optokopplers (etwa 10–2 mA bei einem Spannungsabfall von 10–1.2). V).

Auf der rechten Seite des Diagramms sind zwei typische Lösungen für TL494 aufgeführt. Der Rdt1-Rdt2-Teiler legt den maximalen Arbeitszyklus (minimale Ruhephase) fest. Beispielsweise beträgt bei Rdt1=4.7 kOhm, Rdt2=47 kOhm am Ausgang 4 die konstante Spannung Udt=450mV, was einer Ruhephase von 18..22% entspricht (je nach IC-Serie und Betriebsfrequenz).

Beim Einschalten wird Css entladen und das Potenzial am DT-Eingang beträgt Vref (+5 V). Css wird über Rss (auch bekannt als Rdt2) geladen, wodurch das Potenzial DT sanft auf die durch den Teiler begrenzte Untergrenze gesenkt wird. Dies ist ein „Sanftanlauf“. Bei Css = 47 μF und den angegebenen Widerständen öffnen die Schaltungsausgänge 0.1 s nach dem Einschalten und erreichen nach weiteren 0.3–0.5 s den Betriebszyklus.

In der Schaltung gibt es neben Rdt1, Rdt2, Css zwei Lecks – den Leckstrom des Optokopplers (nicht höher als 10 μA bei hohen Temperaturen, etwa 0.1–1 μA bei Raumtemperatur) und den Basisstrom des IC Eingangstransistor, der vom DT-Eingang fließt. Um sicherzustellen, dass diese Ströme die Genauigkeit des Teilers nicht wesentlich beeinträchtigen, wird Rdt2=Rss nicht höher als 5 kOhm und Rdt1 nicht höher als 100 kOhm gewählt.

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