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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Elektroantrieb mit variabler Frequenz. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Die Elektromotoren Das Funktionsschema der einfachsten Variante eines Elektroantriebs mit variabler Frequenz ist in Abb. 1 dargestellt.
Es nutzt zueinander phasenverschobene Rechteckimpulse, um einen 3-Phasen-Elektromotor anzutreiben, wie in Abb. 2 dargestellt.
Das Hauptelement der Schaltung in Abb. 1 ist ein Generator mit einem breiten Einstellbereich für die Taktimpulsfrequenz. Diese Impulse werden an einen 6-Phasen-Signalformer (drei Gleichphasensignale und drei Umkehrsignale) gesendet, der den Betrieb des an den Elektromotor angeschlossenen Leistungsmoduls steuert. Die Versorgungsspannung wird von einem Gleichrichter erzeugt. Bei leistungsstarken Motoren wird der Gleichrichter aus einem dreiphasigen Netz gespeist, bei Motoren mit geringer Leistung reicht die Leistung aus einem einphasigen Netz aus. Die erste Version der abstimmbaren Generatorschaltung ist in Abb. 3 dargestellt.
Der Generator basiert auf dem Timer KR1006VI1. Solche Generatoren sind in [2] beschrieben. Die Frequenz der erzeugten Impulse in der Schaltung von Abb. 3 wird durch den Ausdruck beschrieben: F=1,46/(R1+R2+2R3)C. Die Frequenzeinstellung (von 3 Hz bis 3000 Hz) erfolgt manuell durch Einstellen des Potentiometers R1 (zweimal) und Umschalten der Positionen des Schalters SA1 (500 Mal). Da ein 6-Phasen-Umrichter die Frequenz durch das Sechsfache teilt, können dem Motor Frequenzen von 6 Hz bis 0,5 Hz zugeführt werden. In Fällen, in denen Sie den Motor von niedrigen auf hohe Drehzahlen beschleunigen müssen, können Sie die Frequenz im Schaltkreis in Abb. 3 mit dem Schalter SA1 schrittweise erhöhen. Der Nachteil dieses Schemas besteht darin, dass die Frequenz sprunghaft ansteigt. Für eine sanfte Frequenzerhöhung im Automatikbetrieb sind Spannungs-Frequenz-Wandler gut geeignet [3]. Die heimische Industrie produzierte nur einen Typ eines solchen Wandlers – die Mikroschaltung K1108PP1. Die Mikroschaltung hat eine Reihe von Nachteilen: Der Frequenzbereich beträgt nur bis zu 10 kHz, die bipolare Stromversorgung beträgt ±15 V. Für die Stromversorgung von Elektromotoren ist sie jedoch durchaus geeignet. Die Frequenz der Ausgangsimpulse der DA1-Mikroschaltung in der Schaltung von Abb. 4 wird durch den Ausdruck bestimmt: . =Uin/(kIoR5C2), wobei konstante Parameter die folgenden Werte haben: Io=1 mA, k=75 kOhm.
Bei den im Diagramm angegebenen Nennwerten beträgt die Frequenz F=34Uin, d.h. bei einer maximalen Eingangsspannung von +15 V sind es ca. 500 Hz. Um einen größeren Frequenzbereich zu erhalten, muss die Kapazität C2 proportional verringert werden. Das Schema funktioniert wie folgt. Wenn der Strom eingeschaltet wird, beginnt sich der Kondensator C1 über den Widerstand R2 aufzuladen. Die Zeitkonstante des Ladekreises beträgt bei diesen Nennwerten 20 s, d.h. Der gesamte Übertaktungsvorgang dauert etwa eine Minute. Um die Hochimpedanzschaltung an den Eingang des Wandlers anzupassen, ist am Feldeffekttransistor VT1 ein Sourcefolger installiert. Da die Eingangseigenschaften von Feldeffekttransistoren eine Streuung der Abschaltspannung aufweisen, wurde eine Einstellung am Potentiometer R3 eingeführt. Sie müssen den Kondensator C1 mit einer Pinzette kurzschließen und an der Quelle von VT1 eine Nullspannung erreichen. Mit dem Potentiometer R1 wird die maximale Erzeugungsfrequenz eingestellt. Trennen Sie den Kondensator C1 und stellen Sie mit dem Frequenzmesser die maximal erforderliche Frequenz ein. Abbildung 5 zeigt das Diagramm des Signalkonditionierers aus Abbildung 2.
Die Schaltung besteht aus einem Zählerdecoder DD1, bei dem 6 Positionen des Decoders zur Signalerzeugung genutzt werden und ab der siebten Position das Signal zum Zurücksetzen des Zählers gesetzt wird. Sein Umrechnungsfaktor beträgt 6. Wie aus Abb. 2 ersichtlich ist, müssen Sie zum Erzeugen eines Phase-A-Signals die ersten drei Positionen des Decoders kombinieren, für Phase B die Positionen von der dritten bis zur fünften und für Phase C die fünfter, sechster und erster. Abbildung 6 zeigt ein Leistungsmodul zur Versorgung eines Drehstrommotors, bestehend aus 6 VT1-VT6-Treibern.
Für jede Phase werden zwei Treiber verwendet, zum Beispiel: Für Phase A ist der Oberarmtreiber VT1 und der Unterarmtreiber VT2. Den Treibereingängen werden gegenphasige Signale zugeführt: Der obere ist A direkt, der untere A ist invertiert. Deshalb wird ein 6-Phasen-Signal benötigt. Als Treiber können sowohl bipolare als auch Feldeffekt-Leistungstransistoren verwendet werden. Eine Reihe von Unternehmen stellen Module mit 6 Treibern in einem Paket her. International Rectifier produziert beispielsweise das Modul CPV363M4. mit Parametern: maximale Kollektor-Emitter-Spannung 600 V, maximaler Impulsstrom 50 A. Die Widerstände R1-R3 sind Stromsensoren, deren Spannungen den Modussteuereinheiten zugeführt werden müssen. Der Antrieb von Motoren mit gepulster Drehspannung ist, wie wir sehen, in der Praxis recht einfach umzusetzen. Dies ist jedoch nur für Motoren mit geringer Leistung geeignet. Beispielsweise werden in Videokameras und Videorecordern dreiphasige kleine Elektromotoren verwendet, um das Band vorzuschieben und den Block rotierender Köpfe zu drehen [4]. Sie werden mit gepulster Drehspannung betrieben, dafür wurden spezielle Mikroschaltungen entwickelt, beispielsweise der Motortreiber BVG XRA6459P1. Für leistungsstärkere Motoren ist es immer noch notwendig, Spannungen zu erzeugen, die nahezu sinusförmig sind, weil Rechteckspannungen können große parasitäre Spannungsstöße verursachen, die zu einem Isolationsdurchschlag führen können. Abbildung 7 zeigt eine zweistufige Annäherung an ein sinusförmiges Signal.
In diesem Fall wird das Signal durch Summieren zweier Rechteckfolgen A1 und A2 gebildet. Wie aus Abb. 7 ersichtlich ist, muss zur Erzeugung dieser Signale das 360°-Intervall in 12 Teile unterteilt werden. Daher wird ein Zählerchip, wie in Abb. 5, nicht mehr ausreichen. Die Anzahl der logischen Elemente wird sich verdoppeln. Wenn der Treiber Abb. 5 auf 3 integrierten Schaltkreisen aufgebaut werden kann, dann benötigt man für einen zweistufigen Treiber 6 davon. Eine separate Frage zu Treibern. In der Vorgängerversion arbeiteten die Treiber im Schaltmodus: Der Transistor war entweder gesperrt oder bis zur Sättigung geöffnet. In diesem Fall ist die Erwärmung des Transistors sehr gering und es ist kein Kühlkörper erforderlich. Schauen wir uns ein Beispiel an. Versorgungsspannung 60 V, Betriebsstrom im Sättigungsmodus 10 A. Wenn der Transistor gesperrt ist, erwärmt er sich nicht; im offenen Zustand bis zur Sättigung beträgt der Spannungsabfall an ihm etwa 0,1 V, daher wird eine Leistung von 10x0,1 = 1 W abgegeben, jedoch nur während einer Halbwelle , was bedeutet, dass die durchschnittliche Leistung 0,5 W beträgt. Wenn wir in den linearen Betriebsmodus des Transistors wechseln, steigt die Verlustleistung stark an. Wenn es beispielsweise Hälften des Signals in Abb. 7 gibt, beträgt der Spannungsabfall am Transistor 30 V bei einem Strom von 5 A, d. h. Leistung 150 W. Unter Berücksichtigung der Tatsache, dass diese Leistung für 1/6 der Periode bereitgestellt wird, erhalten wir eine durchschnittliche Leistung von 25 W, d. h. 50 Mal mehr! Jetzt müssen wir Heizkörper installieren. Auf Strahler kann verzichtet werden, wenn jeder Treiber aus zwei parallel geschalteten Transistoren besteht, von denen einer mit dem Signal A1 (Abb. 7) und der andere mit A2 versorgt wird. Transistoren werden weiterhin im Schaltmodus arbeiten, ihre Anzahl wird sich jedoch verdoppeln. Bei drei, vier oder mehr Approximationsstufen eines Sinussignals nimmt die Komplexität der Ausrüstung proportional zum Quadrat der Anzahl der Stufen zu. Daher ist dieser Weg aussichtslos. In professionellen Geräten wird ein sinusförmiges Signal wie in Abb. 8 gezeigt erhalten.
Das Taktsignal wird an einen Zähler gesendet, dessen Ausgangscode die Adresse eines Festwertspeichers (ROM) ist, in den die Sinustabelle geschrieben wird. Digitale Codes, die proportional zu den Werten des aktuellen Sinus sind, werden an einen Digital-Analog-Wandler (DAC) gesendet, wo sie in analoge Sinussignale umgewandelt werden. Um sie auf den oberen und unteren Treiber zu verteilen, werden ein Auslöser und zwei Tasten verwendet. In der ersten Halbwelle geht das Sinussignal an den oberen Treiber und in der zweiten an den unteren. Vor etwa 20 Jahren haben wir die Mikroschaltung K568PE1 kommerziell hergestellt, in der eine Sinustabelle aufgezeichnet war. Jetzt ist sie nicht mehr auffindbar. Daher muss der Entwickler die ROM-Firmware-Tabelle selbst kompilieren und den ROM-Chip programmieren, der, wie Sie sehen, nicht für jedermann zugänglich ist. Es gibt eine einfachere Möglichkeit, eine Spannung nahezu sinusförmig zu erzeugen. Diese Methode ist in Abb. 9 dargestellt. Wenn man linear steigende und linear fallende Signale multipliziert, erhält man ein parabolisches Signal, das einem sinusförmigen Signal sehr nahe kommt.
Das Funktionsdiagramm eines Geräts, das dieses Prinzip umsetzt, ist in Abb. 10 dargestellt.
Der Generator versorgt zwei Zähler parallel mit Taktimpulsen. Einer zählt zur Addition, der andere zur Subtraktion. Die Zählercodes stimmen miteinander überein, da das Nullzustandssignal des subtraktiven Zählers ein Zurücksetzen des positiven Zählers ist. Die Zählercodes werden an den digitalen Multiplikator und von diesem an den DAC gesendet. Das Treiberschaltsystem ist das gleiche wie in Abb. 8. Diese Schaltung ist jedoch einfacher zu implementieren als die Schaltung in Abb. 8, da fertige Multiplikator-Mikroschaltungen verfügbar sind. In der CMOS-Serie gibt es beispielsweise einen K561IP5-Chip. Sie können es auch anders machen: Installieren Sie einen DAC an den Zählerausgängen und verbinden Sie deren Ausgänge mit einem analogen Multiplikator, zum Beispiel K525PS2. Wie Sie sehen, ist der Bau eines hochwertigen Elektroantriebs mit variabler Frequenz nicht so einfach, wie es scheint. Литература:
Autor: O. N. Partala
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