Leistungsstarkes, pulsstabilisiertes Netzteil. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik

Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Netzteile

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Der den Lesern zur Kenntnis gebrachte Artikel beschreibt eine leistungsstarke gepulste Quelle zur Stromversorgung verschiedener elektronischer Geräte. Der Aufbau erfolgt über eine Halbbrücken-Wechselrichterschaltung, die von einem TL494 PHI-Controller gesteuert wird.

Das Aufkommen leistungsstarker Hochspannungs-Feldeffekttransistoren war eine Voraussetzung für die Entwicklung vernetzter Hochfrequenz-Stromversorgungen mit Pulsweitensteuerung (PW) [1,2]. Die Hauptvorteile solcher Quellen gegenüber herkömmlichen linearen Quellen bestehen darin, dass bei kleineren Abmessungen mehr Leistung an der Last und dementsprechend ein höherer Wirkungsgrad erzielt wird [3].

Die Schaltung des vorgeschlagenen Schaltnetzteils ist in Abb. dargestellt. 1. Die Basis des Gerätes ist ein Wandler, der in einer Halbbrückenschaltung aufgebaut ist. Das Netzteil verfügt über eine vollständige galvanische Trennung zwischen den Hochspannungseingangs- und -ausgangskreisen. Die Steuereinheit ist auf Basis des PHI-Controllers TL494 aufgebaut.

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Technische Hauptdaten des Netzteils

• Ausgangsspannung, V ...... 28
• Maximaler Laststrom, A ...... 10
• Nennumwandlungsfrequenz, kHz ......100

Der Transistor-Optokoppler U2 sorgt für eine galvanische Trennung im negativen Spannungsrückkopplungskreis. Der Spannungsabfall am Widerstand R7 beträgt etwa 2,5 V. Der Widerstandswert dieses Widerstands wird berechnet, indem der Strom durch den Widerstandsteiler R6R7 eingestellt wird. Der Widerstandswert des Widerstands R6 wird anhand der Formel berechnet

wobei Uoutx die Ausgangsspannung der Stromquelle ist; I1 - Strom durch den Widerstandsteiler R6R7.

Der Widerstandswert des Widerstands R9 bestimmt den Strom durch die Sendediode des Optokopplers U2.1 sowie den minimalen Betriebsstrom des Stabilisators DA1. Mit dem gewählten Strom in diesem Stromkreis I2 (der Stromwert muss innerhalb akzeptabler Grenzen für den Stabilisator DA1 liegen) wird der Widerstandswert des Widerstands R9 nach der Formel berechnet

wobei UF der Spannungsabfall an der Sendediode des Optokopplers U2.1 ist.

Der DA5-Chip stabilisiert die 8-V-Spannung zur Versorgung des Teilers, bestehend aus einem Optokoppler-Fototransistor U2.2 und einem Widerstand R17. Die Spannung vom Mittelpunkt des Teilers wird dem nichtinvertierenden Eingang des ersten Fehlersignalverstärkers des DA6 PHI-Controllers zugeführt.

Die Spannung zur Versorgung der Feldeffekttransistoren der Steuereinheit und der Treiber (Chip DA7) wird von einer Hilfsquelle am Netzwerktransformator T2 und den analogen Spannungsstabilisatoren DA2 und DA3 bereitgestellt.

Die Stromschutzeinheit ist auf einem DA4-Komparator und einem DD1.1-Trigger aufgebaut. Die Funktion des Stromsensors übernimmt der Widerstand R5, der in der Diagonale der Halbbrücke enthalten ist. Dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators DA4 wird vom Kondensator (C26) der Frequenzeinstellschaltung des PHI-Controller-Taktgenerators eine Dreiecksspannung zugeführt (Abb. 2). Am Ausgang des Komparators werden Taktimpulse erzeugt, die am Eingang C des Triggers DD1.1 ankommen.

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Erreicht der Spannungsabfall am Widerstand R5 1,1V, schalten die Sendedioden ein und der Fototransistor des Optokopplers U1 öffnet. Der S-Eingang des Triggers DD1.1 erhält einen Low-Pegel. Der direkte Ausgang des Triggers DD1.1 und damit der nichtinvertierende Eingang des zweiten Fehlersignalverstärkers des PHI-Controllers DA6 werden auf einen hohen Pegel gesetzt. In diesem Fall werden beide Transistoren VT1 und VT2 geschlossen.

Zur Steuerung leistungsstarker schaltender Feldeffekttransistoren wird eine spezielle Mikroschaltung verwendet – ein Zweikanaltreiber DA7. In Abb. Abbildung 3 zeigt die interne Struktur eines Kanals. Die Pin-Nummern des zweiten Kanals sind in Klammern angegeben. Jeder Kanal enthält einen Optokoppler und einen Verstärker mit leistungsstarkem Stromausgang. Solche Mikroschaltungen werden häufig zur Steuerung von Asynchron- und Gleichstrommotoren verwendet.

Mit den Treiberparametern können Sie Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate direkt steuern und einen Strom von bis zu 50 A bei einer Spannung von nicht mehr als 1200 V schalten.

Hauptparameter des HCPL315J-Chips

• Maximaler Spitzenausgangsstrom, A......0,6
• Maximale Ausgangsspannung, V......1
• Maximale Stromaufnahme, mA......5
• Versorgungsspannungsintervall, V.......15...30
• Betriebstemperaturbereich, °С......-40...+100

Der Widerstandswert der Widerstände R3 und R4 in den Gate-Kreisen von Schalttransistoren wird nach der Formel berechnet

wobei UC2o (C22) die Treiberversorgungsspannung ist (Spannung am Kondensator C20 oder C22); UL – Treiberausgangsspannung; lL – maximaler Spitzenausgangsstrom.

Die Diagonale der Halbbrücke umfasst die Primärwicklung des Transformators T1 und die Induktivität L2 (die Induktivität der Induktivität kann die Streuinduktivität des Transformators umfassen) [4]. Der Transformator basiert auf einem E-E-Magnetkern der Standardgröße F-43515 von Magnetics Inc. Die Primärwicklung enthält 38 Windungen #19AWG-Draht und die Sekundärwicklung enthält 5+5 Windungen #12AWG-Draht. Der Induktor L2 ist auf einen Magnetkern F-41808EC von Magnetics Inc. gewickelt. Die L2-Induktorwicklung besteht aus 8 Windungen #19AWG-Draht.

Der Induktor L3 besteht aus einem toroidalen Magnetkern MPP 55930A2 von Magnetics Inc. Die L3-Induktorwicklung enthält 20 Windungen #12AWG-Draht. Die Eingangsfilterdrossel L1 ist E3993 von Coilcraft, ihre Induktivität beträgt 900 μH.

Wenn der Transistor VT1 (oder VT2) eingeschaltet wird, beginnt während des Steuerimpulses t1 ein linear ansteigender Strom durch die Primärwicklung des Transformators T1 zu fließen (Abb. 4). Wenn der Transistor VT1 (oder VT2) aufgrund der in der Primärwicklung des Transformators und der Induktivität L2 angesammelten Energie schließt, fließt während der Zeit t2 weiterhin ein linear abnehmender Strom in der gleichen Richtung im Stromkreis. Es schließt über die Diode VD7, wenn der Transistor VT1 abschaltet (oder über die Diode VD6, wenn der Transistor VT2 abschaltet).

Ohne Berücksichtigung der Wirkleistungsverluste im Primärwicklungskreis des Transformators schreiben wir die Gleichungen für die Zeitintervalle t1 und t2:

wobei E0 = Upit/2 – die halbe Versorgungsspannung; U'0 - Ausgangsspannung der Quelle, reduziert auf die Primärwicklung des Transformators; L1 ist die Gesamtinduktivität der Primärwicklung von Transformator T1 und Induktivität L2.

Daraus erhalten wir Ausdrücke für die Zeit t1 und t2 (siehe Abb. 4):

wobei lm der maximale Strom der Primärwicklung des Transformators ist.

Die Zeit des Stromflusses durch die Primärwicklung des Transformators in einer Richtung tn = t1 +t2 kann wie folgt ausgedrückt werden:

Wenn wir das akzeptieren

dann ist die Stromflusszeit

Aus dieser Gleichheit erhalten wir eine Gleichung für die äußeren Eigenschaften der Stromquelle. Zum Beispiel für das Tastverhältnis von Steuerimpulsen

sollte

von wo

Wenn wir bezeichnen

dann hat die Gleichung der äußeren Kennlinie des Netzteils die Form

Die äußeren Eigenschaften des Netzteils sind in Abb. dargestellt. 5. Die Ausgangsspannung der Quelle hängt vom Widerstandswert des Widerstands R17 ab – je niedriger der Widerstand, desto niedriger die Ausgangsspannung. Der Schutzansprechstrom wird durch den Widerstand des Sensors bestimmt – Widerstand R5.

Literatur

1. Hexfet-Designerhandbuch, Bd. I. - Veröffentlicht von International Rectifier, 1993.
2. Carmelo L. Eine neue Antriebsschaltung für IGBT-Geräte. – IEEE Transaction on Power electronics, Bd. 10, Nr. 3, Mai 1995, S. 373-378.
3. Brown M. Praktisches Schaltnetzteil-Design. - San Diego, 1990.
4. Ivensky G. Reduzierung von IGBT-Verlusten in Resonanzwandlern der ZCS-Serie. - IEEE Transactions on Industrial Electronics, Bd. 46, Nr. 1, Februar 1999.

Autoren: R. Karov, S. Ivanov, Sofia, Bulgarien

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