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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Wirtschaftliche Stabilisatoren. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Überspannungsschutz Ohne auf eine detaillierte Analyse der Vor- und Nachteile verschiedener Prinzipien der Spannungswandlung und -stabilisierung einzugehen, teilt der Autor des Artikels seine Erfahrungen bei der Entwicklung einfacher, kostengünstiger Spannungsstabilisatoren mit einem Bipolartransistor als Regelelement. Der Auswahl einer Referenzspannungsquelle wird große Aufmerksamkeit geschenkt. Der Artikel enthält Tabellen mit Testergebnissen verschiedener Stabilisatoren, die die Auswahl der geeigneten Option erleichtern. Um eine hohe Effizienz radioelektronischer Geräte zu erreichen, die mit galvanischen Zellen oder Batterien betrieben werden und eine stabilisierte Spannung benötigen, ist es neben der richtigen Wahl der Versorgungsspannung und der Art der Elemente wichtig, einen geeigneten wirtschaftlichen Stabilisator auszuwählen, der einen möglichst langen Betrieb gewährleistet des Geräts ohne Austausch von Stromquellen. Ein wirtschaftlicher (hocheffizienter) Stabilisator erfüllt gleichzeitig zwei Bedingungen: Erstens muss er im Vergleich zum Laststrom einen geringen Stromverbrauch aufweisen; Zweitens müssen sie einen minimal zulässigen Spannungsabfall am Steuerelement aufweisen. In der Literatur finden sich häufig Beschreibungen sparsamer Stabilisatoren, bei denen sich die Autoren auf die Reduzierung des Stromverbrauchs des Stabilisators selbst konzentrieren und keinen großen Wert darauf legen, dass für seinen normalen Betrieb die Eingangsspannung die Ausgangsspannung um übersteigen muss mindestens 1,5...2 V. Bei Batteriebetrieb spielt dieser Umstand eine wesentliche Rolle. Einfache Berechnungen zeigen, dass die Effizienz von Stabilisatoren gerade aufgrund der Energiedissipation in Form von Wärme am Steuertransistor abnimmt und diese Verluste direkt proportional zum Spannungsabfall sind. Im Allgemeinen ist ein Stabilisator ein einstellbarer Spannungsteiler, bei dem als Regelelement ein Transistor verwendet wird, dessen Leitfähigkeit das Regelelement verändert. Bei sparsamen Stabilisatoren muss das Regelelement einen ausreichenden Basisstrom des Regeltransistors bei minimalem Eigenverbrauch bereitstellen. Dieser Strom wird durch Vergleich der Ausgangsspannung mit einer Referenzspannung erzeugt. Wichtig ist die richtige Wahl der Referenzspannungsquelle (RVS), deren Parameter die Eigenschaften des Stabilisators bestimmen: Stabilisierungskoeffizient (Kt), Spannungstemperaturkoeffizient (VTC), Effizienz usw. Der Regeltransistor muss eine stabile Ausgangsspannung aufrechterhalten, wenn die Versorgungsspannung auf einen Mindestwert abfällt, der geringfügig über der Nennausgangsspannung des Stabilisators liegt. Die minimale Differenz zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung, bei der der Stabilisator die Nennausgangsspannung noch halten kann, hängt auch vom Anschlussplan des Steuertransistors [1] ab. MICROPOWER-QUELLEN DER REFERENZSPANNUNG Die einfachste ION-Schaltung wird durch die Verwendung von Zenerdioden erhalten, deren Auswahl recht groß ist. In der Praxis treten jedoch häufig Schwierigkeiten aufgrund der Streuung der Stabilisierungsspannung von Zenerdioden desselben Typs und des geringen Wirkungsgrads bei der Stromversorgung von Mikroleistungsgeräten auf. Es ist allgemein anerkannt, dass Zenerdioden für den Betrieb bei Strömen unter 0,5...1 mA ungeeignet sind. Dies gilt für den Fall, dass ein garantiertes Ergebnis erzielt werden muss, ohne Zeit mit der Prüfung und Auswahl geeigneter Zenerdioden zu verschwenden. Die meisten von ihnen können jedoch mit einem niedrigeren Strom betrieben werden und bieten akzeptable Parameter für einen Laststrom von nicht mehr als mehreren zehn Mikroampere. Um dies zu überprüfen, reicht es aus, die Abhängigkeiten der Zenerdiodenparameter nicht wie in den meisten Nachschlagewerken linear, sondern logarithmisch darzustellen. In Abb. 1 - 3 zeigen die Abhängigkeiten der Stabilisierungsspannung (UCT) und des Differenzwiderstands (Rd) vom Stabilisierungsstrom (lCT) im angegebenen Maßstab.
Aufgrund der Tatsache, dass die Parameter von Zenerdioden durch eine große Streuung gekennzeichnet sind, sind die Abhängigkeiten der Stabilisierungsspannung vom Strom für die Zenerdioden KS133A, KS147A, KS156A, KS168A durchschnittliche Eigenschaften (Abb. 1). Für Zenerdioden der D814-Serie, die bei einem Strom von weniger als 200...300 μA eine besonders starke Streuung aufweisen, sind die Diagramme schattierte Bereiche (Abb. 2), die auf der Grundlage einer Verallgemeinerung der Eigenschaften mehrerer (oben) erstellt wurden bis fünf) Zenerdioden jedes Typs. Die geringe Anzahl getesteter Zenerdioden lässt keine Schlussfolgerungen zu, die eine höhere Genauigkeit beanspruchen, aber einige allgemeine Trends sind dennoch erkennbar. Tests haben gezeigt, dass bei den Zenerdioden der Serien D808 - D811, D813, D814 und D818 mit abnehmendem Strom die Stabilisierungsspannung zunächst leicht abnimmt, bei einem Strom von weniger als 200...300 μA jedoch bei einigen Exemplaren unvorhersehbar niedrig wird . Bei den Niederspannungs-Zenerdioden KS133A, KS147A, KS156A nimmt die Stabilisierungsspannung mit abnehmendem Strom monoton ohne starke Einbrüche ab. Der Graph für die Zenerdioden KS133A und KS147A (Abb. 3) ist eine nahezu gerade Linie, die die umgekehrt proportionale Abhängigkeit des Differenzwiderstands vom Strom zeigt. Eine Reduzierung des Stroms um das 1000-fache, beispielsweise von 32 mA auf 32 μA, führt zu einer Erhöhung von Rd ebenfalls um das 1000-fache – von 10 Ohm auf 10 kOhm. Zenerdioden mit einer Stabilisierungsspannung von 5,6...7 V und einem Strom von mehr als 3 mA haben einen geringeren Differenzwiderstand. Wenn der Strom auf ein bestimmtes Niveau absinkt, steigt Rd solcher Zenerdioden stark an, und bei einem weiteren Abfall unterscheidet er sich nicht wesentlich von Rd von Zenerdioden mit niedrigerer Spannung. Die Zener-Dioden D814A – D814D haben auch einen niedrigen Differenzwiderstand bei hohem Strom, aber bei einem Strom von weniger als 200...300 μA kann Rd einiger Zener-Dioden einen viel größeren Wert haben als der von Niederspannungs-Dioden. Experimente mit mehreren Kopien von Zenerdioden (KS510A, KS512A, KS515A, KS518A) zeigten, dass die meisten von ihnen über den gesamten Bereich von Stromänderungen bis zu 3...5 μA gute Stabilisierungseigenschaften aufweisen, sie sind jedoch für die Stabilisierung von Spannungen von mehr ausgelegt als 10 V. Ihre Besonderheit ist ein erhöhter Rauschpegel bei Strömen unter 300 µA. Ein solcher ION-Parameter wie der Temperaturkoeffizient der Spannung sollte nicht unterschätzt werden, da er bei Änderungen der Umgebungstemperatur unangenehme Phänomene wie eine Verschiebung der Lokaloszillatorfrequenz oder einen erhöhten Fehler des Messgeräts verursachen kann. Der TKN von Zenerdioden mit UCT=5...6,8 V (KS156A, KS168A usw.) verschiebt sich bei einer Stromabnahme auf 100 μA und darunter in Richtung negativer Werte und kann auf -2,5 mV/°C ansteigen [2 ]. Temperaturkompensierte Zenerdioden der Serien D818, KS191 usw. Bei einem Strom von weniger als 1 mA verlieren sie aufgrund eines erhöhten negativen TKN ihre Präzisionseigenschaften. Unter den Zenerdioden der D814-Serie gibt es Exemplare, die aufgrund eines starken Abfalls der Stabilisierungsspannung mit sinkender Temperatur für den Betrieb im Niedrigstrommodus (weniger als 0,3...0,4 mA) ungeeignet sind. Bei den meisten anderen Arten von Zenerdioden ändert sich der TKN mit abnehmendem Strom nicht so merklich, aber der allgemeine Trend geht in eine Verschiebung des TKN hin zu negativen Werten. Die Analyse der Eigenschaften von Zenerdioden bei niedrigem Strom ermöglicht es uns, die folgenden Schlussfolgerungen zu ziehen. Fast alle Arten von Zenerdioden sind im Niedrigstrommodus durchaus einsetzbar, jedoch nur nach vorläufigen Tests. In diesem Fall sollten Sie diejenigen Fälle wählen, in denen sich die Stabilisierungsspannung mit abnehmendem Versorgungsstrom weniger ändert. Zenerdioden mit UCT < 7 V (KS133A, KS139A, KS147A, KS156A, KS168A) können in IONs mit einem reduzierten Versorgungsstrom von bis zu mehreren zehn Mikroampere verwendet werden. Der Stabilisierungskoeffizient der Zenerdioden KS133A, KS139A und KS147A ist nahezu unabhängig vom Strom, hat jedoch einen niedrigen Wert (6...10), und die Stabilisierungsspannung nimmt monoton mit abnehmendem Strom ab und kann bei einem Wert von 50 μA 1,5 betragen. ..2 mal weniger als bei 5...10 mA. Dieser Umstand ermöglicht es, die Stabilisierungsspannung innerhalb bestimmter Grenzen durch Änderung des Stroms zu regulieren, es ist jedoch wünschenswert, den Strom zu stabilisieren, um den CCT zu erhöhen [3]. Der Stabilisierungskoeffizient der Zenerdioden KS156A und KS168A sinkt auf 8...15, wenn der Strom abnimmt, was ebenfalls den Einsatz einer Stromstabilisierung erforderlich machen kann. Wenn der Strom auf 50 μA sinkt, verringert sich die Stabilisierungsspannung um das 1,2- bis 1,5-fache. Zenerdioden mit UCT=7,5...14 V (D808-, D814- und D818-Serie usw.) sind in ION bei Strömen bis zu 0,4...0,5 mA mit einer leichten Verschlechterung der Parameter anwendbar; Bei einem Wert von weniger als 0,4 mA können sich die Eigenschaften verschlechtern, aber mehr als die Hälfte der getesteten Zenerdioden dieses Typs hatten akzeptable Parameter, wenn der Strom auf 80...100 μA reduziert wurde. Eine gute Alternative zu Zenerdioden, insbesondere im Niedrigstrommodus, sind LEDs [4] mit sichtbarer Strahlung (UCT=1,5...2 V in direkter Verbindung) und Basis-Emitter-Übergänge [5-7] von Siliziumtransistoren mit geringer Leistung (UCT=4...10 V bei umgekehrtem Einschalten). Sie bieten einen höheren CCT und können auch dann betrieben werden, wenn der Stabilisierungsstrom weniger als 20 μA beträgt, und die Stabilisierungsspannung der LEDs im Niedrigstrommodus ist ziemlich vorhersehbar. Im ION können nicht nur pn-Übergänge von Dioden und Transistoren, sondern auch Feldeffekttransistoren als Stromstabilisator verwendet werden (Abb. 4a). Die Referenzspannung wird vom Widerstand im Quellkreis [8] entfernt. Bei 10 µA entspricht diese Spannung der Abschaltspannung (UOTC) des FET. Der Wert des durch den Feldeffekttransistor fließenden Stroms wird durch Ändern des Widerstandswerts des Widerstands im Quellenkreis ausgewählt. Der Hauptnachteil von Feldeffekttransistoren ist die große Schwankung der Abschaltspannung von Geräten des gleichen Typs, selbst innerhalb derselben Charge (Paket), was es in den meisten Fällen unmöglich macht, sie zu verwenden, ohne vorher diesen Parameter zu messen und einen auszuwählen geeigneter Transistor.
Um UOTC zu messen, muss ein Mikroamperemeter an den Drain des Transistors und ein Voltmeter parallel zum Widerstand angeschlossen werden (Abb. 4b). Stellen Sie den Drain-Strom mithilfe eines variablen Widerstands auf 10 μA ein und messen Sie den Spannungsabfall am Widerstand (oder zwischen Gate und Source) mit einem hochohmigen Voltmeter. Diese Spannung kann als Abschaltspannung betrachtet werden. Die Auswahl von Transistoren ist bequemer, wenn Sie sie in einen geeigneten kleinen Stecker stecken, an den die Drähte anderer Geräte angelötet werden. In Abb. Abbildung 5 zeigt die Abhängigkeit der Source-Spannung vom Drain-Strom für mehrere Feldeffekttransistoren. Die Grafiken zeigen, dass sich die Spannung an der Source der meisten Transistoren bei einer Stromänderung von 1 auf 150...200 μA um nicht mehr als 20...25 % der Abschaltspannung ändert. Dieser Umstand kann bei Näherungsberechnungen hilfreich sein. Der Stabilisierungskoeffizient liegt bei einem Strom von weniger als 1...2 mA im Bereich von 20...40 und steigt mit abnehmendem Strom leicht an. TKN hat bei niedrigem Strom einen maximalen positiven Wert und nimmt mit steigendem Wert ab, wobei er bei einem Strom von mehr als 0,1–3,0 mA negativ wird [9].
Untersuchungen haben gezeigt, dass die am besten geeigneten Transistoren für den Einsatz als Mikrostrom-IONs p-n-Übergangstransistoren der Serien KP103, KP302 und KP303 sind. Bei den meisten von ihnen überschreitet der TKN im Niedrigstrommodus nicht +2,5 mV/°C oder 0,25 %/°C. Auch der Einsatz von Transistoren mit isoliertem Gate (untersucht wurden nur Transistoren der Serien KP305 und KP313) ist nicht ausgeschlossen, allerdings ist deren TKN-Spreizung größer. Da der Stromstabilisator am Feldeffekttransistor ein Gerät mit zwei Anschlüssen ist, ermöglicht die sequentielle Einbeziehung eines zusätzlichen Widerstands (Abb. 6a) eine Erhöhung der Referenzspannung. Indem Sie den Widerstand im Quellkreis durch ein Potentiometer ersetzen und die Rückkopplungsspannung am Gate anpassen, können Sie die Spannung an der Source des Transistors von UOTC in einem weiten Bereich erhöhen, besser ist es jedoch, sie auf einen Wert von 2 zu begrenzen ...3UOTC, und um große Referenzspannungen zu erhalten, verwenden Sie Feldeffekttransistoren mit einem großen UOTC. Dadurch ist es möglich, TKN zu verbessern. Die Nachteile des ION mit einer so einfachen Schaltung sind der relativ hohe Ausgangswiderstand und der erhöhte positive TKN. Die Kombination eines Stromstabilisators mit Zenerdioden mit negativem TKN (KS50A, KS80A, KS133A, KS139A, KS147A) kann diese Parameter verbessern und gleichzeitig Kst auf 156...168 erhöhen (Abb. 6, b). Die minimale Versorgungsspannung sollte um den Wert von UOTC mit einem gewissen Spielraum höher als die Standardspannung sein. Wenn die Eingangsspannung nicht viel höher als die Stabilisierungsspannung ist, ist es daher besser, Feldeffekttransistoren mit einem kleinen UOTC zu wählen. Durch die Verwendung eines variablen Widerstands in der Gate-Schaltung, der den Stabilisierungsstrom innerhalb bestimmter Grenzen ändert, können Sie die Referenzspannung des ION regulieren.
Um die Versorgungsspannung zu „sparen“, sind die LEDs und Zenerdioden KS119A, KS133A, KS139A, KS147A parallel zu einem variablen Widerstand im Quellkreis des Feldeffekttransistors geschaltet (Abb. 6c). Der Widerstandswert des Widerstands kann zwischen mehreren hundert kOhm und mehreren MOhm liegen. Die Abschaltspannung des Feldeffekttransistors sollte etwas kleiner als die Referenz-ION-Spannung sein, damit gängigere Feldeffekttransistoren mit U0TC>1 V verwendet werden können. Die Referenzspannung kann in kleinen Grenzen durch Änderung des Stabilisierungsstroms angepasst werden. Eine parallel zu einem Widerstand geschaltete Zenerdiode stabilisiert die Spannung an der Source des Transistors und verschlechtert die Rückkopplung am Gate. Daher ist eine solche Verbindung nur für Niederspannungs-Zenerdioden mit einem unbedeutenden Stabilisierungskoeffizienten wirksam. Die Parameter des ION basierend auf einem Stromstabilisator können durch einen zusätzlichen Bipolartransistor verbessert werden (Abb. 7a). Im Gegensatz zu Analoga von Zenerdioden, die nur Bipolartransistoren verwenden [10 - 12], enthält dieses Gerät weniger Teile, funktioniert gut im Niedrigstrommodus und hat einen niedrigen TKN. Es ist besser, einen Silizium-Bipolartransistor mit geringer Leistung und einem hohen Stromübertragungskoeffizienten der Serien KT3102, KT3107, KT342 usw. zu verwenden, da der Betriebsstrombereich eines solchen Zenerdiodenanalogs direkt proportional zum Stromübertragungskoeffizienten ist ( h21E) des Transistors VT2. Der negative TKN des Basis-Emitter-Übergangs des Bipolartransistors kompensiert teilweise den positiven TKN des Feldeffekttransistors, sodass der Gesamt-TKN in der unteren Position im Bereich von -0,02...+0,04 %/°C liegt des variablen Widerstandsschiebers (bei Verwendung von Feldeffekttransistoren mit p-n-Übergang).
In Abb. Abbildung 7b zeigt die Strom-Spannungs-Kennlinien des Zenerdioden-Analogs an verschiedenen Positionen des Motors mit variablem Widerstand. Wie Sie sehen, ist der Betriebsstrombereich des Geräts begrenzt. Der minimale Stabilisierungsstrom wird durch den Widerstandswert des Widerstands im Quellkreis bestimmt (dieser Strom muss ausreichen, um einen Spannungsabfall zu erzeugen, der dem Referenzspannungsabfall entspricht), und der maximale Strom am ausgewählten Widerstandswert des Widerstands R2 wird durch den Strom bestimmt Übertragungskoeffizient des Transistors VT2 (der maximale Basisstrom und damit der Kollektor wird durch den Widerstand begrenzt, daher beginnt mit zunehmendem Stabilisierungsstrom auch die Referenzspannung anzusteigen). Wenn die Referenzspannung um den Faktor 2 erhöht wird (durch ein Potentiometer im Quellkreis), erhöhen sich auch die minimalen und maximalen Stabilisierungsströme um etwa das Zweifache. In diesem Fall kann der TKN auf +2 %/°C ansteigen. Eine vereinfachte Berechnung eines Zenerdioden-Analogs erfolgt in der folgenden Reihenfolge: Bestimmen Sie den minimalen Stabilisierungsstrom, wählen Sie einen Feldeffekttransistor mit einer bestimmten Abschaltspannung aus, berechnen Sie den Widerstandswert des Widerstands im Quellkreis, bestimmen Sie das Maximum Stabilisierungsstrom. Zur Berechnung können Sie die folgenden Verhältnisse verwenden: Istmin >51H; Uobr min=U0TC + UBE oder U0TC=U0br min-0,6 V; Ri=2U0TC/lCT min (wenn Uobp nicht reguliert ist); Ri2(Uobp max-0,6 V)/lst min (wenn Uobp einstellbar ist); Iст max=lK max/2=(lБ-h21э)/2=(U0TC/Rи)h21э/2=U0TC·h21э/2Rи. wobei Ist min der minimale Stabilisierungsstrom ist; IH – maximaler Laststrom; Ist max – maximaler Stabilisierungsstrom; lK max - maximaler Kollektorstrom des Transistors VT2; IB - Basisstrom des Transistors VT2; Ri ist der Widerstandswert des Widerstands (oder der Widerstände) im Quellkreis; Uobp min – minimale Referenzspannung; UOTC – Abschaltspannung des Transistors VT1; UBe – Spannungsabfall am Basis-Emitter-Übergang des Transistors VT2; h21e – statischer Stromübertragungskoeffizient des Transistors VT2; 2 – empirischer Koeffizient, der die Verschlechterung der Parameter in der Nähe des Grenzstabilisierungsstroms berücksichtigt. Sie können den Betriebsstrombereich des Zenerdioden-Analogs erweitern, indem Sie einen weiteren Transistor hinzufügen (Abb. 8). Wenn dieser Transistor zur Stabilisierung eines großen Stroms erforderlich ist, kann er leistungsstark sein und auf einem Kühlkörper oder direkt auf einem Metallgehäuse installiert werden (wenn die Transistoren VT2 und VT3 die gleiche Struktur haben).
Das Zenerdioden-Analogon (Abb. 8) ist in seinen Parametern den meisten Zenerdioden überlegen, insbesondere bei der Stabilisierung eines niedrigen Stroms. Der Vorteil liegt in der Möglichkeit, die Referenzspannung in weiten Grenzen regeln zu können. Bei der Berechnung eines Analogons einer Zenerdiode mit drei Transistoren werden anstelle der Parameter des Transistors VT2 die Parameter des zusammengesetzten Transistors in die Formeln eingesetzt. Der Widerstand R4 dient dazu, den Einfluss des Rückwärtskollektorstroms zu eliminieren und kann je nach Änderungsintervall des Stabilisierungsstroms einen Widerstand von mehreren zehn bis mehreren hundert kOhm haben. Der Nachteil der Schaltung ist die schlechte Vorhersagbarkeit des TKN, der sich auch bei Regelung der Referenzspannung ändert. Mit steigender Spannung verschiebt sich der TKN in Richtung positiver Werte. Zum Beispiel ein Analogon einer Zenerdiode, zusammengesetzt aus komplementären Transistoren (unter Berücksichtigung einer anderen Struktur): Transistor VT1 – KP103E (UOTC=1 V), Transistor VT2 – Serie KT3102 (h21e=320), Transistor VT3 – Serie KT3107 ( h21e=190), R2 =R3=1 MOhm, hatte einen Stabilisierungskoeffizienten von mindestens 40 bei einem Strom von 3 μA bis 5 mA. Die Referenzspannung wurde im Bereich von 1,5 bis 2,5 V geregelt. In diesem Fall variierte der Temperaturkoeffizient der Spannung von -0,06 %/°C bis +0,07 %/°C. Das gleiche Analogon der Zenerdiode mit Transistor VT1 KP302B (UOTC = 3,4 V) hatte einen Stabilisierungskoeffizienten von mindestens 100 bei einem Strom von 10 μA bis 10 mA. Die Referenzspannung wurde auf 3,9 bis 7 V geregelt. TKN variierte von -0,01 %/°C bis +0,02 %/°C. SCHALTUNGSDESIGN VON WIRTSCHAFTLICHEN STABILISATOREN Grundlage für die Entwicklung wirtschaftlicher Stabilisatoren ist ein einfacher Stabilisator mit Kurzschlussschutz (Abb. 9), der seit mehr als zwei Jahrzehnten bei Funkamateuren beliebt ist [13].
Das Funktionsprinzip basiert auf dem Vergleich der Ausgangsspannung mit der Spannung an der Zenerdiode VD1. Der Referenzpegel wird der Basis des Transistors VT2 zugeführt und die Ausgangsspannung wird dem Emitter zugeführt. Das Nichtübereinstimmungssignal wird vom Transistor VT2 verstärkt und an die Basis VT1 gesendet. Die Elemente R1, R2, VD1, VT2 bilden einen Stromstabilisator, sodass der maximale Ausgangsstrom des Stabilisators begrenzt ist. Wenn der Lastwiderstand abnimmt, steigt der Ausgangsstrom des Stabilisators auf den Grenzpegel (Ilim) und dann sinkt die Ausgangsspannung. Wenn es am Ausgang auf den Wert UVD1 - UVD2 oder UVD1 - 0,6 V abfällt, überbrückt die geöffnete Diode VD2 die Zenerdiode VD1. Im Falle eines Kurzschlusses entspricht der Signalpegel am Transistor VT2 dem Spannungsabfall am pn-Übergang der Diode VD2 in direkter Verbindung. Dadurch wird der Kollektorstrom des Transistors VT2 verringert, und daher wird der Ausgangsstrom des Stabilisators während eines Kurzschlusses (lK3) geringer als der Grenzstrom sein. Die Ausgangsspannung des Stabilisators wird durch das Verhältnis bestimmt Uvyx = UVD1 - UBEVT2 + UVD3, wobei UVD1 die Stabilisierungsspannung der Zenerdiode ist; UBE VT2 – Spannungsabfall am Basis-Emitter-Übergang des Transistors VT2; Uvd3 – Spannungsabfall an der Diode VD3 in direkter Verbindung. Da UBE VT2 = UVD3 = 0,6 V ist, können wir davon ausgehen, dass die Ausgangsspannung des Stabilisators gleich der Stabilisierungsspannung der Zenerdiode VD1 ist. Stabilisierungskoeffizient (Kst) des Stabilisators Kst \uXNUMXd (ΔUin / ΔUout) (Uout / Uin), wobei ΔUin und ΔUout die Spannungsinkremente am Eingang bzw. Ausgang des Stabilisators sind; fast gleich Kst der Zenerdiode VD1. Der Temperaturkoeffizient der Spannung (TKN) des Stabilisators ist ungefähr gleich dem TKN der Zenerdiode VD1, da der TKN der pn-Übergänge von Siliziumtransistoren und -dioden gleich ist und einen Wert von etwa -2 mV/°C hat. und aus dem Ausdruck für die Ausgangsspannung geht hervor, dass sie sich gegenseitig subtrahieren. Die Ausgangsimpedanz des Stabilisators Rout = ΔUout / ΔIN wobei ΔIН das Laststrominkrement ist; hängt hauptsächlich von der Verstärkung des Transistors VT1 und dem gewählten Ausgangsstromgrenzwert (lorp) ab. Der Grenzstrom des Stabilisators wird durch Auswahl des Widerstands R2 eingestellt, dessen Widerstandswert das Verhältnis bestimmt R2 = (UVD1-UBE VT2) / IE VT2, wobei UBEVT2 = 0,6 V; IE VT2 ist der Emitterstrom des Transistors VT2, der ungefähr dem Basisstrom des Transistors VT1 (IB VT1) entspricht. Der Basisstrom des Transistors VT1 steht im Zusammenhang mit dem Ausgangsstrom des Stabilisators durch den Ausdruck IBVT1 = Ioutx/h21E VT1. damit wir schreiben können R2 \u1d (UVD0,6-21 V) h1E VTXNUMX / lorp. Um einen minimalen Spannungsabfall zu gewährleisten, wählen Sie einen Strom Iorp von mindestens (2...3)In. Die Haupteigenschaften des Stabilisators, getestet mit verschiedenen Zenerdioden, sind in der Tabelle aufgeführt. 1.
Für alle Optionen: Transistor VT1 - KT3107-Serie (h21E = 230); Transistor VT2 - KT3102-Serie (h21E = 200); Dioden VD2, VD3 - KD103A; Der Stabilisatorverbrauchsstrom (ohne Last) beträgt 8...10 mA bei Uin = 2Uout; Rout = 2,0 Ohm bei In = 20 mA; Iorp = 60...70 mA; Ikz = 20 mA; Kst wurde bei Uin = 2Uout bestimmt. Der minimale Spannungsabfall ΔUmin = Uout - Uout wird wie folgt ermittelt (Abb. 10): Uout des Stabilisators bei Uin = 2Uout und dem Nennlaststrom (in diesem Fall 20 mA) messen, dann Uin auf Uout reduzieren und messen neuer Wert von Uout. Die Differenz zwischen diesen Spannungen ist der wichtigste Parameter eines wirtschaftlichen Stabilisators, der für den Betrieb mit Batterien ausgelegt ist. Bei einem strengeren Ansatz kann dieser Parameter nicht als minimaler Spannungsabfall bezeichnet werden; Diese Definition ist ziemlich willkürlich. Der minimale Spannungsabfall am Stabilisator hängt von der zulässigen Reduzierung der Ausgangsspannung ab, die je nach Art der Last unterschiedlich sein kann. Die vorgeschlagene Methode zur Messung von ΔUmin ist jedoch bequemer und universeller, da sie den Vergleich der Parameter ermöglicht unterschiedlicher Stabilisatoren, ohne die Anforderungen einer bestimmten Belastung zu berücksichtigen.
Es ist zu beachten, dass dieser Parameter stark vom Laststrom sowie von der Höhe der Ausgangsstrombegrenzung und der Qualität der Zenerdiode abhängt. Bei Verwendung von Zenerdioden mit großem Spannungsabfall im Niedrigstrombereich (KS133A, KS139A, KS147A, KS156A) ist es selbst bei einem Laststrom von weniger als 20 mA nicht möglich, ΔUmin unter 0,6 V zu erreichen. Vom Tisch 1 zeigt, dass die Eigenschaften des Stabilisators insbesondere bei der Stabilisierung von Niederspannung recht mittelmäßig sind und fast vollständig von den Parametern der Referenzspannungsquelle (VS) abhängen, die in Form eines einfachen parametrischen Stabilisators (R1VD1) ausgeführt ist. Die Referenzspannung wird zu hoch gewählt, sie ist gleich der Ausgangsspannung des Stabilisators, daher fällt der Strom durch die Zenerdiode stark ab, wenn Uin auf Uout absinkt, was zu einem Spannungsabfall an der Zenerdiode führt und, entsprechend am Ausgang. Der mit herkömmlichen Methoden ausgewählte Zenerdiodenstrom ist im Vergleich zum Basisstrom des Transistors VT2 und zum Laststrom unangemessen hoch, sodass der Wirkungsgrad des Stabilisators recht gering ist. Um die Eigenschaften des Stabilisators zu verbessern, ist es zunächst erforderlich, die ION-Parameter durch Reduzierung der Referenzspannung und des Stromverbrauchs zu verbessern; außerdem ist es zur Verbesserung von Kst erforderlich, den Versorgungsstrom der Zenerdiode zu stabilisieren. Sie können die Referenzspannung an der Zenerdiode VD1 reduzieren, indem Sie den Spannungsabfall an der Diode VD3 erhöhen: Anstelle einer Siliziumdiode müssen Sie beispielsweise LEDs der AL102-Serie mit einem Spannungsabfall im Direktanschluss von etwa 1,7 V verwenden . Hier ist Uout des Stabilisators etwa 1,1 V höher als der Referenzwert. Der Einsatz von Niederspannungs-Zenerdioden oder -Stabilisatoren ist unerwünscht, da sich dadurch die Parameter des Stabilisators verschlechtern. Um den durch die Zenerdiode VD1 fließenden Strom zu stabilisieren, können Sie anstelle des Widerstands R1 einen Feldeffekttransistor verwenden (siehe Abb. 6b). Da bei Uin = Uout der Spannungsabfall am Stromstabilisator 1,1 V beträgt, muss der Feldeffekttransistor Uots < 0,V5 V haben, um einen kleinen Wert von ΔUmin zu erhalten. Diese Anforderung erschwert die Auswahl des Transistors, da die meisten geeignete Typen von Feldeffekttransistoren haben Uots > 1 V (dieses Problem tritt bei Netzstromversorgungen praktisch nicht auf). Wenn Sie eine Siliziumdiode mit geringer Leistung in Reihe mit einer LED der AL102-Serie schalten, können Sie bei einer leichten Verschlechterung der Parameter Feldeffekttransistoren mit Uots bis 1,2 V verwenden. In diesem Fall verschiebt sich der TKN des Stabilisators ins Negative Werte um ca. 2 mV/°C, und die Formel für die Ausgangsspannung hat folgende Form: Uout = UVD1 + 1,7 V. Um den Stabilisator bei reduziertem Versorgungsstrom der Zenerdiode VD1 zuverlässig zu starten, ist es erforderlich, eine weitere Diode in Reihe mit der Diode VD2 zu schalten. Dies liegt daran, dass bei einem Strom von weniger als 1 mA der Spannungsabfall an der Diode VD2 (im Moment des Einschaltens oder nach Beseitigung des Kurzschlusses) geringer sein kann als die Basis-Emitter-Spannung des Transistors VT2 Es ist notwendig, es zu öffnen und den Stabilisator zu starten (insbesondere bei niedrigen Temperaturen). Sollte sich herausstellen, dass der Kurzschlussstrom zu hoch ist, kann eine dieser Dioden durch eine Germaniumdiode (D9-, DZ10-Serie usw.) ersetzt werden. Eine verbesserte Version des Stabilisators mit einem Stromstabilisator auf einem Feldeffekttransistor KP303B (Uots = 0,B4 V) wurde mit Zenerdioden unterschiedlichen Typs bei zwei Stromwerten lVD1 getestet. Folgende Ergebnisse wurden erzielt: Kst = 50...100; ΔUmin nicht mehr als 0,14 V bei IH = 20 mA und nicht mehr als 0,20 V bei IH = 30 mA; Router = 2,0 Ohm; Ikonverbrauch (ohne Last) nicht mehr als 0,7 mA; Isk bei Uin = 2Uout nicht mehr als 50 mA (Dioden VD2 und VD3 - KD103A und Iogr = 65...100 mA). Die Ausgangsspannung bei unterschiedlichen Stromwerten durch die Zenerdiode und der Widerstandswert der Widerstände (R1 ist der Widerstand im Quellkreis des Feldeffekttransistors) sind in der Tabelle dargestellt. 2.
Bei Niederspannungs-Zenerdioden KS119A, KS133A, KS139A, KS147A sowie bei LEDs sollte ein Stromstabilisator verwendet werden (siehe Abb. 6, c). Hier können Sie gängigere Feldeffekttransistoren mit Uots > 1 V verwenden (Uots sollte etwas kleiner sein als die Stabilisierungsspannung der Zenerdiode VD1 bei minimalem Strom). Die Parameter des Stabilisators mit den oben genannten Zenerdioden sind ungefähr die gleichen wie beim vorherigen, jedoch verschiebt sich der TKN um 2...3 mV/°C in Richtung positiver Werte. Der Einsatz von Zenerdioden für höhere Spannungen ist aufgrund der Verschlechterung von Kst und ΔUmin unpraktisch. Als Kompromiss kann eine kombinierte Variante genutzt werden (Abb. 11). Um die Rückkopplung zu verbessern, ist im Quellkreis des Transistors VT1 ein Widerstand R1 mit einem solchen Widerstandswert enthalten, dass bei dem ausgewählten Strom der Zenerdiode VD1 am Widerstand ein Spannungsabfall von 0,5 V entsteht. Der Transistor VT1 wird aus dem ausgewählt Bedingung Uots < UstVD1 +0,3 V. Der Nachteil der Schaltung besteht in der starken Verengung des Intervalls zum Einstellen der Ausgangsspannung bei konstantem Widerstandswert des Widerstands R1, da der Spannungsabfall darüber bei Änderungen des Stabilisierungsstroms innerhalb von 0,3 liegen muss. ..0,9 V.
Die Parameter verschiedener Ausführungen des Stabilisators, ausgelegt für einen Grenzstrom von 60...90 mA bei einem Laststrom von 20 mA, sind in der Tabelle aufgeführt. 3. Stromverbrauch (ohne Last) – nicht mehr als 0,7 mA. Kurzschlussstrom bei Uin = 2Uout - nicht mehr als 50 mA. Der Widerstandswert des Widerstands R1 beträgt 24, 12 und 3,3 kOhm für den Versorgungsstrom der Zenerdiode VD1, also 20, 40 bzw. 150 μA. Einen größeren Bereich der Ausgangsspannungsregelung bieten Stabilisatoren, die aus einem Analogon einer Zenerdiode auf zwei (siehe Abb. 7) und drei (siehe Abb. B) Transistoren aufgebaut sind. Die minimale Ausgangsspannung dieser Stabilisatoren beträgt Uots + 1,6 V. Der Maximalwert (2...3) Uots + 1,6 V wird durch die Verschlechterung des TKN begrenzt.
Der Stabilisierungsstrom (Ist) des Zenerdioden-Analogs hängt vom Widerstandswert des Widerstands R1 (siehe Abb. 7, B) und der Eingangsspannung ab. Die Stabilisatoren werden für einen Laststrom von 20 mA mit verschiedenen Arten von Feldeffekttransistoren bei unterschiedlichen Ausgangsspannungen getestet, die mithilfe eines variablen 1,0-MΩ-Widerstands im Quellkreis eingestellt werden. Folgende Ergebnisse wurden erhalten (bei Uin = 2Uout, R1 = 120 kOhm, Ist = 35...70 µA): Iin (ohne Last) nicht mehr als 0,6 mA; Router = 2,0 Ohm; Ilim = 60...90 mA. Bisher wurden Stabilisatoroptionen in Betracht gezogen (siehe Abb. 9), die sich nur auf die Verbesserung des R1VD1-Ions beziehen. Es ist jedoch zu beachten, dass selbst mit der Verwendung einer „idealen“ Zenerdiode kein Kst von mehr als 200 erreicht werden kann. ..300 ohne Verbesserung des zweiten Ions - R2VD3. Der einfachste Weg zur Verbesserung ist die Verwendung einer zusätzlichen Verstärkungsstufe am Transistor VT3 (Abb. 12), die es Ihnen ermöglicht, Kst innerhalb von 200 bis 500 zu erreichen, indem Sie nur zwei Teile hinzufügen – einen Widerstand und einen Transistor. Der Widerstandswert des Widerstands R3 ergibt sich aus dem Verhältnis: R3 = 0,6/lVD4, wobei lVD4 der gewählte Strom der Zenerdiode VD4 ist, der mindestens 5...10 mal größer sein muss als der maximale Basisstrom des Transistors VT3 ( IB VT3). Der maximale Basisstrom wird bestimmt durch: IB VT3 = Iк vтз/h21Э = UVD1/R2·h21Э, wobei IKVT3 der maximale Kollektorstrom des Transistors VT3 ist; UVD1 - Spannung an der Zenerdiode VD1.
In der Referenzspannungsquelle R1VD1 können Sie beliebige Zenerdioden und Stabistoren mit UCT von 1,5 V bis etwa Uout - 0,7 V verwenden (besser ist Ust - Uout/2). Bei Niederspannungsstabilisatoren mit geringer Leistung wird der höchste Stabilisierungskoeffizient durch die Verwendung sichtbarer Leuchtdioden (VD1) erreicht. Der Temperaturkoeffizient des Spannungsstabilisators wird hauptsächlich durch die algebraische Summe (unter Berücksichtigung des Vorzeichens) des TKN des Transistors VT3 und der Zenerdiode VD4 bestimmt. Der TKN der Basis-Emitter-Verbindung des Transistors hat einen negativen Wert (ca. - 2,0 mV/°C), daher bei Verwendung von Zenerdioden mit positivem TKN (Serie D814, KS510A usw.) der TKN des Stabilisators ist kleiner als die einer Zenerdiode. Die Verwendung von Zenerdioden mit niedrigerer Spannung und negativem TKN zum Aufbau eines kostengünstigen Stabilisators mit geringer Leistung ist aufgrund des erhöhten negativen Gesamt-TKN des Stabilisators unerwünscht, der in einigen Fällen bis zu -6,0 mV/°C erreicht. Es ist zu beachten, dass die meisten Zenerdioden, die einen TKN von etwa 0 bei einem Strom von mehr als 3,0 mA (KS156A, KS162A, KS170A, D818-Serie usw.) und weniger als 0,1 mA haben, einen erhöhten negativen TKN haben. Die Verwendung eines Analogons einer Zenerdiode an zwei Transistoren mit offener Rückkopplung (in diesem Fall ist sie durch alle Kaskaden des Stabilisators geschlossen) ermöglicht die Verbesserung nahezu aller Parameter des Stabilisators, selbst bei Verwendung einer Zenerdiode VD1 mit niedrigem Kst (Abb. 13). Die Ausgangsspannung des Stabilisators kann über den Widerstand R3 im Bereich von Uotc vt4 + 0,6 bis 2...3 Uotc vt4 eingestellt werden. Die Hauptparameter verschiedener Versionen des Stabilisators (Abb. 13) an verschiedenen Positionen des R3-Motors mit variablem Widerstand (unterschiedliche Ausgangsspannungswerte), der einen VT4-Transistor - KP302A (Uotc = 1,96 V) und eine AL102A-LED (VD1) verwendet. , sind in der Tabelle angegeben. 6. Anstelle eines Transistors der KT3107-Serie (VT1) wird in einer leistungsstärkeren Version des Stabilisators ein KT200V-Transistor (h837E = 21) verwendet (Laststrom 120 mA). Der Zenerdiodenstrom VD1 (IVD1) wurde bei UBX = 2Uout gemessen.
Die Verwendung eines Transistoranalogs einer Zenerdiode anstelle einer VD3-Diode (siehe Abb. 9) schließt die gleichzeitige Verwendung der oben beschriebenen Empfehlungen zur Verbesserung des R1VD1 ION nicht aus. Wenn Sie einen Stromstabilisator verwenden, um den ION mit Strom zu versorgen, können Sie selbst mit einer KS1000ZZA-Zenerdiode einen Kst von etwa 1 erreichen. In diesem Fall ist es nicht erforderlich, den Stabilisierungsstrom zu regulieren und die Spannung an der Zenerdiode VD1 zu ändern, da dies nur geringe Auswirkungen auf die Ausgangsspannung des Stabilisators hat. Um eine Selbsterregung bei Stabilisatoren dieser Art zu verhindern, reicht es oft aus, am Ausgang des Stabilisators Oxidkondensatoren mit einer Kapazität von mehreren zehn Mikrofarad und Keramikkondensatoren mit etwa 0,1 μF einzubauen. Wenn dies nicht ausreicht, wird ein Kondensator mit einer Kapazität von mehreren hundert Pikofarad bis mehreren zehn Nanofarad zwischen Basis- und Kollektoranschluss des Transistors VT3 geschaltet (Abb. 13) (die minimal erforderliche Kapazität hängt von der Leistung des Stabilisators ab). CT in batteriebetriebenen Stabilisatoren ist ohne eine signifikante Verbesserung des TKN kaum ratsam, da Schwankungen der Ausgangsspannung, die mit Änderungen der Umgebungstemperatur einhergehen, viel größer sind als diejenigen, die mit Änderungen der Versorgungsspannung verbunden sind. In Netzwerkstromversorgungen ist es zulässig, Stromkreise mit einem großen CCT zu verwenden, wenn dies durch die Notwendigkeit einer minimalen stabilisierten Spannungswelligkeit erforderlich ist. Sie können den Stabilisierungskoeffizienten auf 1500...3000 erhöhen, indem Sie ein Analogon einer Zenerdiode mit drei Transistoren verwenden (Abb. 14).
Einige Parameter eines solchen Stabilisators, getestet mit einem Laststrom von 20 mA bei einem Grenzstrom von 70...90 mA, sind in der Tabelle aufgeführt. 7.
Stromverbrauch - nicht mehr als 0,6 mA, Rout. - etwa 0,1 Ohm, ΔUmin - nicht mehr als 0,14 V. Der TKN des Stabilisators (Abb. 14) hängt fast vollständig vom TKN des Zenerdioden-Analogs ab und kann -1,5 mV/°C erreichen. Die Verwendung eines Feldeffekttransistors mit einer niedrigeren Abschaltspannung verbessert den TKN geringfügig. Wenn die Referenzspannung relativ zu UOTC ansteigt (durch ein Potentiometer im Quellenkreis), verschiebt sich der TKN des Zenerdioden-Analogs in Richtung positiver Werte. Das gleiche Ergebnis kann erzielt werden, indem der Strom durch den Feldeffekttransistor VT5 verringert wird, indem der Gesamtwiderstand der Widerstände R4 und R5 erhöht wird. Durch die Stromstabilisierung (siehe Abb. 6, b oder 6, c) der Zenerdiode VD1 können Sie einen Stabilisierungskoeffizienten von mehr als 5000 erreichen. In Ermangelung von Transistoren mit hohem Stromübertragungskoeffizienten, insbesondere in leistungsstarken Stabilisatoren, wird ein zusammengesetzter Steuertransistor verwendet. In Abb. 15 zeigt eine dieser Optionen. Ein Stabilisator mit einem zusammengesetzten Regeltransistor hat eine Funktion. Ohne Laststrom ist der von ihm verbrauchte Strom vernachlässigbar; Bei einem Laststrom nahe dem Maximum unterscheidet er sich nahezu nicht vom Stromverbrauch früherer Stabilisatormodifikationen.
Zum Beispiel eine Variante eines leistungsstarken Stabilisators mit einem Regeltransistor KT837V (h21E = 120): Kst = = 300...500, Rout. = 0,1 Ohm, Uout. = 6,4 V, Ilim = 1,9 A; Bei einer Eingangsspannung von 12 V im Leerlauf verbraucht er einen Strom von nicht mehr als 300 μA. Bei einem Laststrom von 1,0 A erhöht sich die Stromaufnahme auf 30 mA. Eine Variante eines Low-Power-Stabilisators mit einem Grenzstrom von 80 mA (Kst = 500...700, Rout = 1 Ohm) verbraucht im Leerlauf nicht mehr als 60 μA. Bei einem Laststrom von 25 mA erhöht sich die Stromaufnahme auf 400 μA. In der Tabelle In Abb. 6 zeigt einige andere Parameter von zwei Stabilisatoroptionen.
Dies schränkt nicht alle Möglichkeiten zur Modernisierung des zugrunde gelegten Stabilisators (siehe Abb. 9) ein, um die Effizienz zu steigern und andere Parameter zu verbessern. Insbesondere ist es in manchen Fällen zur Reduzierung von ΔUmin sinnvoll, anstelle eines Regeltransistors mehrere Transistoren mit Stromausgleichswiderständen in den Basiskreisen parallel zu schalten. Mithilfe von Mikrostrom-IONs können andere Arten von Stabilisatoren erfolgreich aufgerüstet werden. Die im Artikel aufgeführten Kennlinientabellen von Stabilisatoren sind aufgrund der starken Streuung der Parameter von Zenerdioden und Feldeffekttransistoren keine Beispiele für optimale Berechnungen und garantieren keine vollständige Übereinstimmung der Ergebnisse bei Wiederholung. Diese Tabellen dienen der Analyse allgemeiner Trends in der Entwicklung von Stabilisatoren und können als Grundlage für deren Auswahl dienen. Für einen einfachen Vergleich der Hauptparameter sind verschiedene Stabilisatoroptionen für einen Laststrom von 20 mA ausgelegt. Aus dem gleichen Grund wurden die meisten Parameter bei UBX = 2U out gemessen. Bei Bedarf können die Stabilisatoren auf einen anderen Laststrom umgerüstet werden. Zum Beispiel in der Tabelle. In Abb. 6 und 8 zeigen die Parameter für den Aufbau von Stabilisatoren für Lastströme von 2,5, 200 mA und 0,5 A. Da die im Artikel angegebenen Schaltpläne recht universell sind, enthalten sie sowie die Tabellen möglicherweise keine spezifischen Informationen zu irgendwelchen Elementen . In diesem Fall werden sie unabhängig ausgewählt oder berechnet, wobei sie sich an den allgemeinen Regeln und Empfehlungen des Artikels orientieren.
Um die Leistung von Stabilisatoren bei erhöhten Temperaturen oder beim Einsatz von Transistoren mit erhöhtem Sperrkollektorstrom zu verbessern, empfehlen wir, zwischen Emitter und Basis des Regeltransistors einen Widerstand mit einem Widerstandswert von mehreren Einheiten bis mehreren zehn Kiloohm anzuschließen die Kraft des Stabilisators. Obwohl in dem Artikel Stabilisatoren beschrieben werden, die den Anspruch erheben, wirtschaftlich zu sein, wird nirgendwo ein konkreter Effizienzwert angegeben, da dieser Parameter vom spezifischen Verhältnis von Eingangs- und Ausgangsspannung abhängt und stark schwankt und mit zunehmender Spannung an den Batterieklemmen ansteigt der Zellen nimmt ab. Literatur
Autor: V. Andreev, Togliatti
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