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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Konverter zur Stromversorgung von Haushaltsgeräten
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Spannungswandler, Gleichrichter, Wechselrichter Für die Aufmerksamkeit der Leser bieten wir eine Beschreibung eines Backup-Konverters zur Stromversorgung von Haushaltsgeräten bei fehlender Spannung im Beleuchtungsnetz. Sein Unterscheidungsmerkmal ist das Vorhandensein von zwei Umwandlungsstufen: Hochfrequenz und Niederfrequenz, wodurch die Abmessungen und das Gewicht des Geräts deutlich reduziert werden konnten. Heutzutage besteht ein zunehmendes Interesse an der Entwicklung und Herstellung leistungsstarker Konverter zur Stromversorgung verschiedener Haushaltsgeräte aus Batterien. Dies ist im Wesentlichen auf zwei Faktoren zurückzuführen. Erstens verschiedene Arten von Einschränkungen und Unterbrechungen der Stromversorgung, die in vielen Regionen des Landes in letzter Zeit zur gängigen Praxis geworden sind. Zweitens moderne Errungenschaften auf dem Gebiet der industriellen Produktion spezialisierter elektronischer Komponenten für die Umrichtertechnik. Dazu gehören vor allem leistungsstarke Hochgeschwindigkeits-Feldeffekttransistoren mit ihrer inhärenten einfachen Steuerung und geringen Durchlassverlusten sowie eine breite Palette integrierter PWM-Controller, bei denen es sich im Grunde um eine Single-Chip-Wandlersteuerung handelt Einheiten. Es ist auch wichtig, dass eine solche Elementbasis seit kurzem einem normalen Funkamateur zur Verfügung steht, sowohl im Hinblick auf die Nomenklatur als auch auf die Kosten. Dadurch wurde es möglich, Umwandlungsgeräte zu entwickeln, die eine geringe Anzahl von Teilen enthalten und gleichzeitig hohe Energie- und Betriebseigenschaften aufweisen. Beschreibungen solcher Konverter wurden mehrfach auf den Seiten von „Radio“ [1, 2] und in der einschlägigen Fachliteratur [3, 4] veröffentlicht. Eine Besonderheit dieser Geräte ist, dass sie alle mit einer niedrigen Wandlungsfrequenz (meist 50 Hz) arbeiten. Dies ist auf die Notwendigkeit zurückzuführen, sicherzustellen, dass die Ausgangsparameter der Umrichter den Frequenzeigenschaften des elektrischen Haushaltsnetzes entsprechen, da es eine große Klasse von Elektrogeräten gibt, die eine Wechselspannung der Versorgungsspannung benötigen. Hierzu zählen beispielsweise alle Verbraucher, die einen Netztransformator oder verschiedene Arten von Wechselstrommotoren enthalten. Gleichzeitig verursacht die Wahl einer niedrigen Konvertierungsfrequenz bestimmte Konstruktions- und Betriebsschwierigkeiten: die Herstellung eines leistungsstarken Ausgangstransformators, der hauptsächlich die Gewichts- und Größenparameter des gesamten Geräts bestimmt, und das charakteristische „Brummen“ des Konverters während des Betriebs seine Funktionsweise. Darüber hinaus sind die beschriebenen Wandler in der Regel nicht mit Ausgangsspannungsstabilisierungseinheiten ausgestattet, abhängig von der Leistung der angeschlossenen Last oder dem Entladungsgrad der Versorgungsbatterie. Dadurch sind Änderungen der Amplitude der Ausgangswechselspannung in einem recht weiten Bereich (bis zu 30 ... 40 %) möglich, was sich nicht immer positiv auf die Verbraucher auswirkt. All dies gab den Entwurf des vorgeschlagenen Konverters vor, der unter Berücksichtigung der angegebenen Nachteile bestehender Geräte entwickelt wurde. Funktionell besteht der Konverter aus zwei Hauptteilen: einem leistungsstarken Hochfrequenz-Aufwärtswechselrichter mit Ausgangsgleichrichter und einem Niederfrequenz-Wechselrichterschalter. Wichtigste technische Merkmale
Das Schema des Geräts ist in Abb. dargestellt. 1. Der Hochfrequenzwechselrichter ist nach dem Schema eines Push-Pull-Durchflusswandlers an den Transistoren VT1 -VT4 und dem Transformator T1 aufgebaut. Zu den Vorteilen dieser Lösung gehören eine geringe Welligkeit, eine bessere Stromausnutzung der Schalttransistoren und ein höherer Wirkungsgrad als bei in Brückenschaltung aufgebauten Wandlern. Dämpfungselemente VD2, VD3, R1, C3 werden verwendet, um die Amplitude von Spannungsstößen beim Schalten zu reduzieren und den Betrieb von Transistoren zu erleichtern.
Der Schutz des Wechselrichters vor Überlast oder Kurzschluss am Ausgang basiert auf dem im Primärstromkreis enthaltenen Stromrelais K1. Es basiert auf einem Reed-Schalter mit einer Gruppe von Schließkontakten, die in der Mitte der Spule platziert sind und aus einer oder zwei Windungen des vom Pluspol der Batterie kommenden Versorgungskabels verdrillt sind. Gleichzeitig ist der Innenwiderstand eines solchen Relais sehr gering und hat praktisch keinen Einfluss auf den Betrieb des Wandlers im Normalbetrieb. Im Überlastfall werden die Kontakte des Reed-Schalters geschlossen und geben das entsprechende Signal für den Schutzbetrieb an die Steuereinheit des HF-Wechselrichters A1. Die Geschwindigkeit des Stromschutzes beträgt 1...2 ms. Der Ausgangsspannungsgleichrichter ist nach der Brückenschaltung der Dioden VD4-VD7 aufgebaut, wodurch auch die Welligkeit reduziert und der Ausnutzungsgrad des Impulstransformators T1 erhöht werden kann. Die gleichgerichtete Spannung wird dem Glättungsfilter L1C5-C7 zugeführt. Das für den Betrieb der HF-Wechselrichter-Steuereinheit A1 erforderliche Spannungsrückkopplungssignal wird aus dem Widerstandsspannungsteiler R3-R5 entnommen. Eine stabilisierte Gleichspannung wird einem Niederfrequenz-Wechselrichterschalter zugeführt, der gemäß der Vollbrückenschaltung auf den Transistoren VT5-VT8 aufgebaut ist. Die vom Schalter erzeugte Wechselspannung der Rechteckform der Netzfrequenz wird der Last des Umrichters zugeführt. Die Betriebsart des Schalters bestimmt die Steuereinheit des NF-Wechselrichters A2. Die Transistoren VT5-VT8 werden von identischen Treibern A4-A7 gesteuert, die vom Rest des Wandlers galvanisch getrennt sind. Das „Herz“ des HF-Wechselrichters ist die Mikroschaltung des PWM-Controllers KR1156EU2 [5] (ausländisches Analogon – UC3825 von Unitrode [6]), die speziell für die Steuerung von Push-Pull-Schaltnetzteilen mit hoher Schaltfrequenz und Betrieb mit Spannung entwickelt wurde oder aktuelles Feedback. Das Schema der Steuereinheit des HF-Wechselrichters A1 ist in Abb. 2 dargestellt. XNUMX.
Die Frequenz des internen Master-Oszillators des Controllers wird durch die Nennwerte der externen Elemente – Widerstand R9 und Kondensator C9 – bestimmt und beträgt bei den angegebenen Werten etwa 50 kHz. Das für den Betrieb notwendige Sägezahnsignal, gebildet am Kondensator C9, wird dem RAMP-Eingang der Mikroschaltung zugeführt. An den Direkteingang IN des Fehlersignalverstärkers (USO) innerhalb der Mikroschaltung wird eine Spannung von einer Referenzquelle von +5 V angelegt. Die USO-Verstärkung im Niederfrequenzbereich hängt vom Widerstandswert der Widerstände R4, R7 ab und beträgt 3. Der Kondensator C5 dient zur Korrektur des Frequenzgangs des Verstärkers im Hochfrequenzbereich, um die Stabilität zu erhöhen das gesamte Pulsweitensteuerungssystem. Die Änderung der Breite der Ausgangssteuerimpulse erfolgt durch Vergleich des internen Komparators des am RAMP-Eingang wirkenden Sägezahnspannungsreglers mit der Ausgangsspannung des USO. Die erzeugten Steuerimpulse mit einer Wiederholrate von 25 kHz von den Ausgängen OUTA und OUTB werden den Transistoren VT1, VT2 bzw. VT3, VT4 zugeführt. Der Kondensator C10 bestimmt den Betrieb des Controller-Softstartknotens. Sobald der Strom eingeschaltet wird, beginnt der Kondensator mit dem Laden von der Quelle mit einem Strom von 9 μA, während der Spannungsanstieg am SS-Pin beim Laden für einen gleichmäßigen Anstieg der Dauer des Betriebszyklus des Controllers sorgt. Wie aus dem Hauptstromkreis (siehe Abb. 1) ersichtlich ist, wird bei einer Überlastung des Wandlers das Stromrelais K1 aktiviert und die Kontakte des Reed-Schalters K1.1 geschlossen. Dadurch wird der Trinistor VS1 geöffnet, wodurch die HL1-LED „Schutz“ aufleuchtet und am Widerstand R2 ein Spannungsabfall von etwa 8 V auftritt. Diese Spannung wird an den Eingang des SD-Controllers angelegt und dieser dadurch in den Sperrmodus versetzt. Die Ausgänge OUTA, OUTB des DA1-Chips werden in einen hochohmigen Zustand geschaltet und die Schalttransistoren VT1-VT4 werden geschlossen. Um das Gerät nach Beseitigung der Überlastung wieder in den Betriebszustand zu versetzen, ist es erforderlich, den Konverter für eine Weile stromlos zu schalten. Der parametrische Stabilisator R12VD8 begrenzt die Versorgungsspannung des Reglers auf 12 V. Das Treibernetzteil A2 ist ein Impulswandler mit geringer Leistung, hergestellt nach dem Schema von Abb. 3.
Auf den logischen Elementen DD1.1, DD1.2 ist ein Master-Oszillator aufgebaut, der Impulse mit einer Wiederholrate von etwa 100 kHz erzeugt. Darauf folgt ein Frequenzteiler durch 4, der auf den Triggern des DD2-Chips basiert. Impulse von den inversen Ausgängen der Trigger DD2.1, DD2.2 und dem direkten Ausgang des Triggers DD2.2 werden den Logikelementen DD1.3 und DD1.4 zugeführt. Von den Ausgängen dieser Elemente werden die erzeugten Steuerimpulse mit einer Wiederholfrequenz von ca. 25 kHz den Transistoren VT9 und VT10 zugeführt und schalten den Strom der Primärwicklung des Transformators T2. Das Diagramm der Steuereinheit für den Niederfrequenz-Wechselrichter A3 ist in Abb. 4 dargestellt. vier.
Auf dem integrierten Timer DA2, der gemäß dem Standardschema enthalten ist, ist ein Master-Oszillator montiert. Die Folgefrequenz der erzeugten Impulse wird durch die Elemente C17, R23, R24 bestimmt. Bei den angegebenen Nennwerten beträgt sie 100 Hz. Das Signal vom Generator wird einem Frequenzteiler durch 2 zugeführt und auf einem DD3.1-Trigger gesammelt, der als zweiphasiger Signalformer fungiert. Darüber hinaus werden vom Shaper Impulse mit einer Frequenz von 50 Hz den Logikelementen DD4.1, DD4.2 zugeführt, von deren Ausgang sie über die Transistoren VT11, VT12 den entsprechenden LEDs der Treiber-Optokoppler zugeführt werden (A4-A7). Ein einzelner Vibrator, der auf einem DD3.2-Trigger montiert ist, soll eine Pause zwischen den Steuerimpulsen erzeugen. Das Vorhandensein einer solchen Pause ist notwendig, um das Auftreten eines Durchgangsstroms in den Zweigen der Transistorbrücke VT5-VT8 zu verhindern. Die Dauer der gebildeten Pause wird durch die Werte der Elemente C19, R25, R26 bestimmt und beträgt für die im Diagramm angegebenen etwa 1 ms. Die Treiber A4-A7 zur Steuerung der Schalttransistoren VT5-VT8 eines Niederfrequenz-Wechselrichters werden nach identischen Schaltungen in Abb. hergestellt. 5.
Das Steuersignal wird dem Treiber über einen Dioden-Optokoppler U1 zugeführt, der für eine galvanische Trennung vom Steuergerät des NF-Wechselrichters sorgt. Nach dem Verstärker am Transistor VT13 gelangt das Signal außerdem in die komplementäre Ausgangsstufe VT14VT15, die direkt auf die Gate-Schaltung des Schalttransistors VT5 geladen wird. Der Treiber wird von einem Impulswandler A2 mit geringer Leistung über einen Trenntransformator T3 und eine Diodenbrücke VD15 mit einem Glättungsfilter C21 mit Strom versorgt. Die R34VD14-Schaltung begrenzt die maximale Gate-Spannung des Feldeffekttransistors auf 15 V. In der Version des Autors ist der Konverter in einem Metallgehäuse geeigneter Größe – 200 x 120 x 120 mm – montiert. Das Aussehen des Geräts ist in Abb. dargestellt. 6.
Mit Ausnahme der Leistungselemente sind alle Funktionseinheiten des Umrichters auf separaten Leiterplatten montiert. Besonderes Augenmerk sollte auf die Topologie des PCB-Layouts des PWM-Controllers gelegt werden, wobei versucht wird, eine enge relative Position der Leiter der Eingangs- und Ausgangskreise zu vermeiden und ihre Länge nach Möglichkeit zu minimieren. Ich empfehle, dass die Leiterplatte für diese Baugruppe aus doppelseitiger Glasfaserfolie besteht und die Folie auf einer Seite als gemeinsamer Draht dient. Die wärmeerzeugenden Elemente VT1 - VT4 des Hochfrequenzwechselrichters sowie der Transformator T1, die Kondensatoren C1, C2 und die Dämpfungselemente VD2, VD3, R1, C3 sind an der Rückwand des Gehäuses aus massivem Material montiert Duraluminiumplatte mit den Abmessungen 120x120 mm und einer Dicke von 8 mm. Die Installation erfolgt mit einem Kupferdraht (Reifen) mit einem Querschnitt von 10 mm2. Die Rückwand auf der Außenseite ist mit vertikal angeordneten Rippen versehen, so dass die wirksame Fläche der Arbeitsfläche des resultierenden Kühlkörpers etwa 600 cm2 beträgt. Der verbleibende Platz an der Geräterückwand ist für die Klemmen zum Anschluss der Batterie und der Sicherung FU1 reserviert. Die Transistoren VT5-VT8 sind mit kleinen Kühlkörpern mit einer Fläche von jeweils etwa 50 mm == 2 ausgestattet. Anstelle der im Diagramm angegebenen Transistoren IRFZ34N (VT1-VT4) können IRFZ44, BUZ11, KP723A oder ein anderer MOSFET mit induziertem n-Kanal, einem maximalen Drain-Strom von mindestens 35 A und einer maximalen Drain-Source-Spannung von mindestens 55 V und ein offener Kanalwiderstand von nicht mehr als 0,04 Ohm. Anstelle der Transistoren IRF820 (VT5-VT8) dürfen IRF830, BUZ90, KP707B1 oder andere geeignete Strukturen mit einem maximalen Drain-Strom von mindestens 2 A und einer maximalen Drain-Source-Spannung von mindestens 400 V verwendet werden. Transistoren KT972A ( VT9-VT12) sind durch KT829A oder zusammengesetzte KT315 + KT815 mit beliebigen Buchstabenindizes ersetzbar. Anstelle der übrigen Transistoren können Sie einen beliebigen Bipolartransistor mit geringer Leistung und der entsprechenden Struktur verwenden. Die Dioden KD226G (VD4-VD7) können durch KD226D ersetzt werden. Oxidkondensatoren C1, C2, C5, C6 – K50-24, K50-27, geeignet für den Betrieb in Stromkreisen mit erheblichen Stromwelligkeiten. Die übrigen im Gerät verwendeten Oxidkondensatoren sind K50-6, K50-16, K53-14A, unpolar – jede Keramik, zum Beispiel KM-5, KM-6, K10-17. Schalter Q1 – beliebig, ausgelegt für einen Nennstrom von mindestens 20 A. Das Stromrelais K1 ist auf Basis des Reed-Schalters KEM-1 o.ä. mit einem Schließerpaar gefertigt, das die kürzestmögliche Reaktionszeit aufweist. Der Reed-Schalter ist in einem dünnwandigen zylindrischen Rohr aus einem nichtmagnetischen Material mit geeignetem Durchmesser untergebracht. Über das Rohr ist eine Relaiswicklung mit einer oder zwei Windungen gewickelt. Die genaue Anzahl der Umdrehungen wird bei der Einstellung ausgewählt. Der Induktor L1 basiert auf dem B28-Magnetkreis aus M2000NM-Ferrit. Auf den Spulenrahmen wird eine Wicklung gewickelt, bis dieser mit PEV-2 0,9-Draht gefüllt ist. Beim Zusammenbau wird zwischen den Teilen des Magnetkreises eine Dichtung aus nichtmagnetischem Material mit einer Dicke von 0,1 mm angebracht. Die Induktivität einer solchen Drossel beträgt etwa 1 mH. Der Transformator T1 ist auf zwei zusammengefaltete Ringmagnetkerne K65x40x6 aus M4000NM-Ferrit gewickelt. Wicklung I enthält 2x6 Windungen aus 60 PEV-2 0,35-Leitern und Wicklung II - 220 Windungen aus PEV-2 0,9-Draht. Vor dem Aufwickeln sollten die scharfen Kanten des Magnetkerns abgerundet werden. Wicklung II wird zuerst gewickelt, Windung für Windung. Anschließend wird eine Wicklungsisolierung angebracht, auf der die Wicklung I platziert wird. Um die Streuinduktivität zu reduzieren, wird sie in zwei Drähten (zwei Bündel zu je 60 Leitern) gewickelt und gleichmäßig über den Magnetkreis verteilt. Für die Primärwicklung können Sie ein Bündel aus einem Kupferschirmgeflecht eines Koaxialkabels mit geeignetem Querschnitt (5 ... 7 mm2) verwenden. Um eine Isolierung zwischen den Windungen zu gewährleisten, wird das Bündel in ein Rohr aus Isoliermaterial (z. B. PVC) mit geeignetem Durchmesser gelegt. Den Mittelpunkt der Primärwicklung erhält man, indem man den Anfang einer Halbwicklung mit dem Ende der anderen verbindet. Der T2-Transformator ist auf einem K28x16x9-Ring aus M2000NM-Ferrit gefertigt. Die Wicklungen enthalten: primär - 2x20 und sekundär - 20 Windungen PEV-2 0,4. Zuerst wickeln sie, wie beim T1-Transformator, die Sekundärwicklung und darüber – in zwei Drähten – die Primärwicklung. Durch Verbinden des Anfangs einer Halbwicklung mit dem Ende der anderen erhält man einen Mittelpunkt. Jeder TK-Treiber-Leistungstransformator (vier müssen hergestellt werden) ist auf einen K20x12x6-Ring aus M2000NM-Ferrit gewickelt. Die Wicklungen enthalten: primär - 30, sekundär - 40 Windungen PEV-2 0,28. Die Sekundärwicklung wird zuerst gewickelt. Zum Aufbau des Konverters benötigen Sie eine 10 ... 15 V Gleichstromquelle mit einem Ausgangsstrom von 5 ... 10 A. Zu diesem Zweck können Sie ein Autobatterieladegerät verwenden, das vorzugsweise mit einem Ausgangsstrom-Überlastungsschutz ausgestattet ist. Der hochfrequente und der niederfrequente Teil des Wandlers werden getrennt eingestellt. Nach dem Zusammenbau des Hochfrequenzteils des Gerätes sollten Sie auf eine korrekte und qualitativ hochwertige Installation achten. Anschließend wird der Motor des variablen Widerstands R4 gemäß Diagramm in die obere Position gebracht. Die Stromversorgung des Geräts erfolgt über einen Strombegrenzungswiderstand mit einem Widerstand von 10 Ohm und einer Leistung von 5 W. In diesem Fall sollte der Leerlaufstrom 300 mA nicht überschreiten und die Spannung am Ausgang des VD4-VD7-Gleichrichters sollte im Bereich von 190 ... liegen. Es wird mit einem Strom von etwa 200 A gearbeitet. Danach wird der Das Stromrelais wird an das Gerät angeschlossen und der Hochfrequenzteil wird eingestellt, indem er von der Batterie gespeist wird. Sie erhöhen schrittweise die Leistung der an den Gleichrichter VD4-VD0,5 angeschlossenen Last auf bis zu 25 W und steuern den verbrauchten Strom, die Ausgangsspannung und den thermischen Modus des Wandlers. Im Dauerbetrieb sollte die Temperatur des Kühlkörpers 4 °C nicht überschreiten. Damit kann die Einrichtung des Hochfrequenzteils des Gerätes als abgeschlossen betrachtet werden. Das Netzteil der Treiber und die Treiber selbst müssen bei einer fehlerfreien Installation nicht angepasst werden. Die Einrichtung der Steuereinheit für den Niederfrequenz-Wechselrichter besteht darin, die Frequenz des Taktgenerators (100 Hz) mit einem Abstimmwiderstand R23 und die Dauer der Pause zwischen den Ausgangsimpulsen (ca. 1 ms) mit einem Abstimmwiderstand R26 einzustellen. Nach dem Zusammenbau des gesamten Niederfrequenzteils des Wandlers wird an dessen Eingang eine konstante Spannung von 10 ... 15 V angelegt (unter Berücksichtigung der Polarität), während die Ausgangswechselspannung am Widerstand R6 mit einem Oszilloskop gesteuert wird. Das beobachtete Ausgangssignal sollte eine Rechteckwelle, symmetrisch mit einem Tastverhältnis von 2 und ohne sichtbare Verzerrung sein. Nehmen Sie bei Bedarf eine zusätzliche Anpassung der Pausendauer zwischen den Halbperioden des Mäanders mit einem Abstimmwiderstand R26 vor. Damit ist die Anpassung des Niederfrequenzteils des Wandlers abgeschlossen. Darüber hinaus werden die Hochfrequenz- und Niederfrequenzteile miteinander verbunden und die Leistung des Wandlers insgesamt im gesamten Leistungsbereich überwacht, ggf. wird die Ausgangswechselspannung von 220 V mit einem variablen Widerstand R4 angepasst. Die Ausgangsspannung sollte mit einem Zeigergerät gemessen werden, das den effektiven (effektiven) Wert anzeigt! Abschließend möchte ich darauf hinweisen, dass das vorgeschlagene Gerät problemlos an die erforderlichen Ausgangseigenschaften angepasst werden kann. Durch Auswahl des Teilungsfaktors des Widerstandsteilers R3-R5 ist es möglich, eine andere Ausgangsspannung einzustellen (z. B. 127 V), und durch Änderung der Werte der Elemente C17, R24 können Sie andere erhalten Werte der Ausgangsfrequenz (z. B. 400 Hz). Literatur
Autor: I. Poley, Juschno-Sachalinsk
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