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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Transistor-Spannungsregler mit Überlastschutz
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Überspannungsschutz Es scheint, dass alles über kontinuierliche Spannungsstabilisatoren geschrieben wurde. Dennoch ist die Entwicklung eines zuverlässigen und nicht zu komplizierten Stabilisators (nicht mehr als drei oder vier Transistoren), insbesondere bei erhöhtem Laststrom, eine ziemlich ernste Aufgabe, da an erster Stelle die Anforderung eines zuverlässigen Schutzes der Steuertransistoren steht vor Überlastung. Gleichzeitig ist es wünschenswert, dass nach Beseitigung der Überlastursache der Normalbetrieb des Stabilisators automatisch wiederhergestellt wird. Der Wunsch, diese Anforderungen zu erfüllen, führt häufig zu einer erheblichen Komplikation des Stabilisatorkreises und einer spürbaren Verringerung seines Wirkungsgrades. Der Autor des vorgeschlagenen Artikels versucht, die seiner Meinung nach optimale Lösung zu finden. Bevor wir nach der optimalen Lösung suchen, analysieren wir die Lasteigenschaften Uout = f(Iout) von Spannungsstabilisatoren, die nach den gängigsten Schemata hergestellt werden. Bei dem in [1] beschriebenen Stabilisator sinkt die Ausgangsspannung Uout bei Überlastung schnell auf Null. Der Strom nimmt jedoch nicht ab und kann ausreichen, um die Last zu beschädigen, und die vom Steuertransistor abgegebene Leistung übersteigt manchmal den zulässigen Wert. In [2] wird ein solcher Stabilisator durch einen Abzugsschutz ergänzt. Bei Überlastung sinkt nicht nur die Ausgangsspannung, sondern auch der Strom. Allerdings ist der Schutz nicht wirksam genug, da er erst ab einem Absinken der Ausgangsspannung unter 1 V wirkt und unter bestimmten Bedingungen die thermische Überlastung des Regeltransistors nicht beseitigt. Um einen solchen Stabilisator wieder in den Betriebsmodus zu versetzen, muss die Last fast vollständig abgeschaltet werden, was insbesondere bei einem Stabilisator, der als integraler Bestandteil eines komplexeren Geräts dient, nicht immer akzeptabel ist. Schutz des Stabilisators, dessen Diagramm in Abb. dargestellt ist. 1 wird bereits bei einem leichten Abfall der Ausgangsspannung durch Überlastung ausgelöst. Die Nennwerte der Schaltungselemente werden für eine Ausgangsspannung von 12 V in zwei Versionen angegeben: ohne Klammern, wenn VD1 D814B ist, und in Klammern, wenn es KS139E ist. Eine kurze Beschreibung der Funktionsweise eines solchen Stabilisators finden Sie in [3].
Seine guten Parameter erklären sich aus der Tatsache, dass alle notwendigen Signale aus einer stabilisierten Ausgangsspannung erzeugt werden und beide Transistoren (die VT1 regeln und VT2 steuern) im Spannungsverstärkungsmodus arbeiten. Die experimentell ermittelten Belastungskennlinien dieses Stabilisators sind in Abb. 2 dargestellt. 3 (Kurven 4 und XNUMX).
Wenn die Ausgangsspannung vom Nennwert abweicht, wird ihr Inkrement fast vollständig über die Zenerdiode VD1 an den Emitter des Transistors VT2 übertragen. Wenn Sie den Differenzwiderstand der Zenerdiode nicht berücksichtigen, beträgt ΔUe - ΔUout. Dies ist ein negatives Rückkopplungssignal. Aber das Gerät hat auch eine positive Seite. Sie entsteht durch einen Teil des Ausgangsspannungsinkrements, das über den Spannungsteiler R2R3 der Basis des Transistors zugeführt wird:
Die Gesamtrückmeldung im Stabilisierungsmodus ist negativ, das Fehlersignal ist der Wert
welches im absoluten Wert umso größer ist, je kleiner R3 im Vergleich zu R2 ist. Eine Verringerung dieses Verhältnisses wirkt sich günstig auf den Stabilisierungskoeffizienten und den Ausgangswiderstand des Stabilisators aus. Angesichts dessen
Die Zenerdiode VD1 sollte für die maximal mögliche, aber geringere Stabilisierungsausgangsspannung gewählt werden. Wenn wir den Widerstand R3 durch zwei in Durchlassrichtung geschaltete und in Reihe geschaltete Dioden ersetzen (wie beispielsweise in [4] vorgeschlagen), verbessern sich die Stabilisatorparameter, da R3 in den Ausdrücken für ΔUb und ΔUbe Platz nimmt durch einen kleinen Differenzwiderstand offener Dioden übernommen werden. Allerdings führt ein solcher Austausch zu einigen Problemen, wenn der Stabilisator in den Schutzmodus geht. Wir werden weiter unten näher darauf eingehen, aber den Widerstand R3 belassen wir vorerst an der gleichen Stelle. Im Stabilisierungsmodus bleibt der Spannungsabfall am Widerstand R1 nahezu unverändert. Der durch diesen Widerstand fließende Strom ist die Summe des Stroms der Zenerdiode VD1 und des Emitterstroms des Transistors VT2, der praktisch gleich dem Basisstrom des Transistors VT1 ist. Mit abnehmendem Lastwiderstand nimmt die letzte Komponente des durch R1 fließenden Stroms zu und die erste (Zenerdiodenstrom) sinkt auf Null, wonach die Erhöhung der Ausgangsspannung nicht mehr über den Zener an den Emitter des Transistors VT2 übertragen wird Diode. Dadurch wird der negative Rückkopplungskreis unterbrochen und die weiterhin wirksame positive Rückkopplung führt zu einem Lawinen-Schließen beider Transistoren und einer Unterbrechung des Laststroms. Der Laststrom, bei dessen Überschreitung der Schutz aktiviert wird, lässt sich mit der Formel abschätzen
wobei h21e der Stromübertragungskoeffizient des Transistors VT1 ist. Leider weist h21e je nach Strom und Temperatur große Schwankungen von Instanz zu Instanz des Transistors auf. Daher muss beim Einrichten häufig der Widerstand R1 ausgewählt werden. Bei einem Stabilisator, der für einen großen Laststrom ausgelegt ist, ist der Widerstandswert des Widerstands R1 klein. Infolgedessen steigt der Strom durch die Zenerdiode VD1 mit abnehmendem Laststrom so stark an, dass der Einsatz einer Hochleistungs-Zenerdiode erforderlich ist. Das Vorhandensein relativ langer Übergangsabschnitte zwischen dem Betriebs- und dem Schutzmodus in den Lastkennlinien (siehe Kurven 3 und 4 in Abb. 2) (beachten Sie, dass diese Abschnitte im Hinblick auf das thermische Regime des Transistors VT1 am schwierigsten sind). aufgrund der Tatsache, dass die Entwicklung des Schaltvorgangs die lokale Gegenkopplung durch den Widerstand R1 verhindert. Je weniger Spannung Stabilisierung der Zenerdiode VD1, desto größer ist ceteris paribus der Wert des Widerstands R1 und desto „verschärfter“ ist der Übergang vom Arbeits- in den Schutzmodus des Stabilisators. Diese Schlussfolgerung über die Machbarkeit der Verwendung der Zenerdiode VD1 mit der höchstmöglichen Stabilisierungsspannung wird, wie zuvor gemacht, experimentell bestätigt. Die Ausgangsspannung des Stabilisators gemäß der in Abb. gezeigten Schaltung. 1, mit einer D814B-Zenerdiode (Ust = 9 V), ist im Vergleich zu einer ähnlichen KS139E-Zenerdiode (UCT = 3,9 V) viel weniger von der Last abhängig und schaltet bei Überlastung „kühler“ in den Schutzmodus. Es ist möglich, den Übergangsbereich der Lastkennlinie des Stabilisators zu reduzieren und sogar vollständig zu eliminieren, indem ein zusätzlicher Transistor VT3 hinzugefügt wird, wie in Abb. 3.
Im Betriebsmodus befindet sich dieser Transistor in der Sättigung und hat praktisch keinen Einfluss auf die Funktion des Stabilisators, sondern verschlechtert die Temperaturstabilität der Ausgangsspannung nur geringfügig. Wenn infolge einer Überlastung der Strom der Zenerdiode VD1 gegen Null geht, geht der Transistor VT3 in den aktiven Zustand und schließt dann, wodurch die Voraussetzungen für ein schnelles Einschalten des Schutzes geschaffen werden. In diesem Fall gibt es keinen fließenden Übergangsabschnitt der Lastkennlinie (siehe Kurve 1 in Abb. 2). Die Dioden VD2 und VD3 stabilisieren im Betriebsmodus die Spannung basierend auf dem Transistor VT2, was die Hauptparameter des Stabilisators verbessert. Ohne einen zusätzlichen Transistor VT3 wirkt sich dies jedoch negativ auf den Schutz aus, da es die positive Komponente des Betriebssystems schwächt. Das Umschalten in den Schutzmodus erfolgt in diesem Fall sehr verzögert und erfolgt erst, nachdem die Spannung an der Last auf einen Wert abgesunken ist, der nahe dem Wert liegt, der von den Dioden VD2 und VD3 basierend auf dem Transistor VT2 unterstützt wird (siehe Kurve 2 in Abb. 2). Die betrachteten Stabilisatoren haben einen für viele Anwendungen erheblichen Nachteil: Sie bleiben nach Beseitigung der Ursache der Überlastung in einem Schutzzustand und gehen häufig auch beim Anlegen der Versorgungsspannung bei angeschlossener Last nicht in Betrieb Modus. Es gibt verschiedene Möglichkeiten, sie zu starten, beispielsweise durch die Verwendung eines zusätzlichen Widerstands, der parallel zum Kollektor-Emitter-Abschnitt des Transistors VT1 installiert ist, oder (wie in [4] vorgeschlagen) durch „Speisung“ der Basis des Transistors VT2. Das Problem wird durch einen Kompromiss zwischen der Zuverlässigkeit des Anlaufs unter Last und der Größe des Kurzschlussstroms gelöst, der nicht immer akzeptabel ist. Die in [5] und [6] betrachteten Varianten von Starteinheiten sind effizienter, erschweren jedoch den Stabilisator insgesamt. Eine ungewöhnliche, aber interessante Möglichkeit, den Stabilisator aus dem Schutzmodus zu bringen, wurde in [7] vorgeschlagen. Es liegt darin, dass ein speziell vorgesehener Impulsgenerator den Regeltransistor periodisch zwangsweise öffnet und den Stabilisator für einige Zeit in den Betriebsmodus versetzt. Wenn die Ursache der Überlastung beseitigt ist, funktioniert der Schutz am Ende des nächsten Impulses nicht mehr und der Stabilisator arbeitet normal weiter. Die durchschnittliche Verlustleistung im Steuertransistor bei Überlast steigt leicht an. Auf Abb. In Abb. 4 zeigt schematisch eine der möglichen Optionen für einen nach diesem Prinzip arbeitenden Stabilisator. Es unterscheidet sich von dem in [7] beschriebenen durch das Fehlen eines separaten Knotens – eines Impulsgenerators. Bei Überlastung geht der Stabilisator aufgrund des positiven OS in den Schwingmodus, der über den Kondensator C1 geschlossen wird. Der Widerstand R3 begrenzt den Ladestrom des Kondensators und R4 dient als Generatorlast, wenn eine externe Last geschlossen ist.
Liegt keine Überlastung vor, startet der Stabilisator nach Anlegen der Versorgungsspannung über den Widerstand R2. Da der Kondensator C1 durch eine offene Diode VD2 und in Reihe geschaltete Widerstände R3-R5 überbrückt wird, sind die Selbsterregungsbedingungen nicht erfüllt und das Gerät funktioniert ähnlich wie das zuvor betrachtete (siehe Abb. 1). Beim Übergang des Stabilisators in den Schutzmodus fungiert der Kondensator C1 als Booster und beschleunigt die Entwicklung des Prozesses. Das Ersatzschaltbild des Stabilisators im Schutzmodus ist in Abb. 5.
Bei einem Lastwiderstand Rn gleich Null ist der Pluspol des Kondensators C1 über einen Widerstand R4 mit einem gemeinsamen Draht (minus der Eingangsspannungsquelle) verbunden. Die Spannung, auf die der Kondensator auch im Stabilisierungsmodus aufgeladen wurde, wird in negativer Polarität an die Basis des Transistors VT2 angelegt und hält den Transistor geschlossen. Der Kondensator wird durch den Strom i1 entladen. Strom durch die Widerstände R3-R5 und eine offene Diode VD2. Wenn die Spannung an der Basis von VT1 -0,7 V überschreitet, schließt die VD2-Diode, aber der Kondensator lädt sich weiterhin auf, wobei der Strom i2 durch den Widerstand R2 fließt. Bei Erreichen einer kleinen positiven Spannung an der Basis des Transistors VT2 beginnt dieser und damit VT1 zu öffnen. Aufgrund der positiven Rückkopplung durch den Kondensator C1 öffnen beide Transistoren vollständig und bleiben einige Zeit in diesem Zustand, bis der Kondensator mit dem Strom i3 fast auf die Spannung Uin aufgeladen wird. Danach schließen die Transistoren und der Zyklus wiederholt sich. Mit dem Diagramm in Abb. 5 Stückelungen der Elemente, die Dauer der erzeugten Impulse beträgt Einheiten von Millisekunden, die Wiederholungsperiode beträgt 100 ... 200 ms. Die Amplitude der Ausgangsstromimpulse im Schutzmodus entspricht ungefähr dem Schutzbetriebsstrom. Der Durchschnittswert des Kurzschlussstroms, gemessen mit einem Zeiger-Milliamperemeter, beträgt etwa 30 mA. Mit zunehmendem Lastwiderstand RH kommt es zu einem Moment, in dem bei offenen Transistoren VT1 und VT2 der negative OS den positiven „überwiegt“ und der Generator wieder zum Spannungsstabilisator wird. Der Wert von RH, bei dem sich das Regime ändert, hängt hauptsächlich vom Widerstandswert des Widerstands R3 ab. Bei zu kleinen Werten (weniger als 5 Ohm) entsteht eine Hysterese in der Lastkennlinie und bei Nullwiderstand R3 wird die Spannungsstabilisierung erst dann wiederhergestellt, wenn der Lastwiderstand mehr als 200 Ohm beträgt. Eine übermäßige Erhöhung des Widerstandswerts des Widerstands R3 führt dazu, dass in der Lastkennlinie ein Übergangsabschnitt auftritt. Die Amplitude negativer Polaritätsimpulse basierend auf dem Transistor VT2 erreicht 10 V, was zu einem elektrischen Durchschlag des Basis-Emitter-Abschnitts dieses Transistors führen kann. Der Durchschlag ist jedoch reversibel und sein Strom wird durch die Widerstände R1 und R3 begrenzt. Der Betrieb des Generators wird dadurch nicht beeinträchtigt. Bei der Auswahl eines Transistors VT2 muss auch berücksichtigt werden, dass die an seinem Kollektor-Basis-Abschnitt angelegte Spannung die Summe der Eingangs- und Ausgangsspannungen des Stabilisators erreicht. In Betriebsgeräten wird der Ausgang des Spannungsreglers normalerweise durch einen Kondensator überbrückt (C2, in Abb. 4 durch eine gestrichelte Linie dargestellt). Seine Kapazität sollte 200 Mikrofarad nicht überschreiten. Die Einschränkung ist darauf zurückzuführen, dass dieser Kondensator bei einer Überlastung, die nicht mit einer vollständigen Schließung des Ausgangs einhergeht, in den Mitkopplungskreis des Generators eintritt. In der Praxis äußert sich dies darin, dass der Generator erst bei erheblicher Überlast „anspringt“ und in der Lastkennlinie eine Hysterese auftritt. Der Widerstandswert des Widerstands R4 muss so bemessen sein, dass der Spannungsabfall an ihm während des Impulses ausreicht, um den Transistor VT2 (-1 V) zu öffnen und die Bedingungen für die Selbsterzeugung bei einem Lastwiderstand von Null sicherzustellen. Leider verringert dieser Widerstand im Stabilisierungsmodus nur die Effizienz des Geräts. Für eine genaue Funktion des Schutzes ist es erforderlich, dass bei jedem zulässigen Laststrom die minimale (unter Berücksichtigung der Welligkeit) Eingangsspannung des Stabilisators für seinen normalen Betrieb ausreichend bleibt. Bei der Überprüfung aller oben besprochenen Stabilisatoren mit einer Nennausgangsspannung von 12 V diente als Stromquelle ein 14-V-Brückendiodengleichrichter mit einem 10000-Mikrofarad-Kondensator am Ausgang. Die Welligkeitsspannung am Gleichrichterausgang, gemessen mit einem Millivoltmeter VZ 38, überschritt 0,6 V nicht. Bei Bedarf kann der Impulscharakter des Schutzes genutzt werden, um den Zustand des Stabilisators, einschließlich Ton, anzuzeigen. Im letzteren Fall sind bei Überlastung Klickgeräusche mit einer Pulswiederholfrequenz zu hören. Auf Abb. Abbildung 6 zeigt ein Diagramm eines komplexeren Stabilisators mit Impulsschutz, der weitgehend frei von den im ersten Teil des Artikels diskutierten Mängeln ist (siehe Abbildung 4). Seine Ausgangsspannung beträgt 12 V, der Ausgangswiderstand beträgt 0,08 Ohm, der Stabilisierungsfaktor beträgt 250, der maximale Betriebsstrom beträgt 3 A, die Schutzschwelle beträgt 3,2 A, der durchschnittliche Laststrom im Schutzmodus beträgt 60 mA. Das Vorhandensein eines Verstärkers am VT2-Transistor ermöglicht bei Bedarf eine deutliche Erhöhung des Betriebsstroms durch Ersetzen des VT1-Transistors durch einen leistungsstärkeren Verbundtransistor.
Der Schutzalgorithmus dieses Stabilisators unterscheidet sich kaum von dem zuvor beschriebenen. Im Schutzmodus bilden die Transistoren VT2 und VT3 einen Impulsgenerator mit einem Frequenzeinstellkondensator C1. Der Kondensator C2 unterdrückt die Erzeugung parasitärer Hochfrequenzsignale. Im Ausgangskreis des Stabilisators gibt es keinen Reihenwiderstand, der den Wirkungsgrad verschlechtert (ähnlich R4, siehe Abb. 4), die Generatorlast ist der Widerstand R1. Der Zweck der Dioden VD1, VD2 und des Transistors VT4 ähnelt den Elementen VD2, VD3 und VT3 im Stabilisator gemäß der in Abb. 3 dargestellten Schaltung. XNUMX. Der Wert des Begrenzungswiderstands R4 kann im Bereich von mehreren zehn Ohm bis 51 kOhm liegen. Der Ausgang des Stabilisators kann mit einem Kondensator bis 1000 μF überbrückt werden, was jedoch zum Auftreten einer Hysterese in der Lastkennlinie führt: Bei einer Schutzschwelle von 3,2 A beträgt der gemessene Wert des Rückstroms in den Stabilisierungsmodus beträgt 1,9 A. Für eine klare Umschaltung der Modi ist es notwendig, dass bei einer Abnahme des Lastwiderstands der Strom durch die Zenerdiode VD3 stoppt, bevor der Transistor VT2 in die Sättigung eintritt. Daher wird der Wert des Widerstands R1 so gewählt, dass vor dem Schutzauslösungen zwischen Kollektor und Emitter dieses Transistors, es bleibt eine Spannung von mindestens 2 ... 3 V. Im Schutzmodus geht der Transistor VT2 in die Sättigung, dadurch kann die Amplitude der Laststromimpulse 1.2 betragen. .. 1,5-facher Schutzbetriebsstrom. Es ist zu beachten, dass mit einer deutlichen Verringerung des Widerstands R1 die Verlustleistung des Transistors VT2 deutlich ansteigt. Das Vorhandensein des Kondensators C1 kann theoretisch zu einer Erhöhung der Ausgangsspannungswelligkeit des Stabilisators führen. Dies wurde jedoch in der Praxis nicht beobachtet. Die stabilisierte Ausgangsspannung ist gleich der Summe der Spannungsabfälle an den Dioden VD1 und VD2, dem Basis-Emitter-Abschnitt des VT4-Transistors und der Stabilisierungsspannung der VD3-Zenerdiode, abzüglich des Spannungsabfalls im Basis-Emitter-Abschnitt von der VT3-Transistor - etwa 1,4 V mehr als die Stabilisierungsspannung der Zenerdiode. Der Schutzauslösestrom wird nach der Formel berechnet
Dank eines zusätzlichen Verstärkers am Transistor VT2 ist der durch den Widerstand R3 fließende Strom auch bei erheblichen Nennlastströmen relativ gering. Dies verbessert einerseits die Effizienz des Stabilisators, erzwingt aber andererseits die Verwendung einer Zenerdiode, die bei niedrigen Strömen wie VD3 arbeiten kann. Der im Diagramm (siehe Abb. 6) dargestellte minimale Stabilisierungsstrom der Zenerdiode KS211Zh beträgt 0,5 mA. Ein solcher Stabilisator kann zusätzlich zu seinem direkten Zweck als Begrenzer der Batterieentladung dienen. Dazu wird die Ausgangsspannung so eingestellt, dass der Schutz aktiviert wird und eine weitere Entladung verhindert, wenn die Batteriespannung unter dem zulässigen Wert liegt. Der Wert des Widerstands R6 empfiehlt sich in diesem Fall auf 10 kOhm zu erhöhen. Dadurch sinkt der vom Gerät im Betriebsmodus verbrauchte Strom von 12 auf 2,5 mA. Es ist zu beachten, dass dieser Strom am Rande des Schutzbetriebs auf ca. 60 mA ansteigt, mit dem Start des Impulsgebers jedoch der Durchschnittswert des Batterieentladestroms auf 4 ... 6 mA sinkt. Nach dem betrachteten Prinzip des Impulsschutzes können nicht nur Spannungsstabilisatoren, sondern auch selbstheilende elektronische „Sicherungen“ zwischen Stromquelle und Last eingebaut werden. Im Gegensatz zu Schmelzeinsätzen können solche Sicherungen wiederholt verwendet werden, ohne dass eine Wiederherstellung nach Beseitigung der Auslöseursache befürchtet werden muss. Die elektronische Sicherung muss sowohl kurzfristiger als auch langfristiger Voll- oder Teillastabschaltung standhalten. Letzteres tritt häufig bei langen Anschlussdrähten auf, deren Widerstand einen erheblichen Teil der Nutzlast ausmacht. Dieser Fall ist für das Schaltelement der Sicherung am schwierigsten. Auf Abb. In Abb. 7 zeigt ein Diagramm einer einfachen selbstheilenden elektronischen Sicherung mit Impulsschutz. Das Funktionsprinzip ähnelt dem oben beschriebenen Spannungsstabilisator (siehe Abb. 4), aber bevor der Schutz aktiviert wird, befinden sich die Transistoren VT1 und VT2 in Sättigung und die Ausgangsspannung ist nahezu gleich der Eingangsspannung.
Wenn der Laststrom den zulässigen Wert überschreitet, verlässt der Transistor VT1 die Sättigung und die Ausgangsspannung beginnt zu sinken. Sein Inkrement über den Kondensator C1 gelangt in die Basis des Transistors VT2 und schließt diesen und damit VT1. Die Ausgangsspannung sinkt noch weiter und durch den Lawinenprozess werden die Transistoren VT1 und VT2 vollständig geschlossen. Nach einiger Zeit, abhängig von der Zeitkonstante der R1C1-Kreise, öffnen diese wieder, bei anhaltender Überlastung schließen sie sich jedoch wieder. Dieser Zyklus wird wiederholt, bis die Überlastung beseitigt ist. Die Frequenz der erzeugten Impulse beträgt etwa 20 Hz, wenn die Last etwas höher als die zulässige ist, und 200 Hz, wenn sie vollständig geschlossen ist. Das Tastverhältnis der Impulse beträgt im letzteren Fall mehr als 100. Wenn der Lastwiderstand auf einen akzeptablen Wert ansteigt, geht der Transistor VT1 in die Sättigung und die Impulserzeugung stoppt. Der Betriebsstrom der "Sicherung" kann anhand der Formel näherungsweise bestimmt werden
Der experimentell ausgewählte Koeffizient von 0,25 berücksichtigt, dass zum Zeitpunkt des Übergangs des Transistors VT1 vom Sättigungsmodus in den aktiven Modus sein Stromübertragungskoeffizient viel geringer ist als der Nennkoeffizient. Der gemessene Strom des Schutzbetriebs bei einer Eingangsspannung von 12 V beträgt 0,35 A, die Amplitude der Laststromimpulse beim Schließen beträgt 1,3 A. Die Hysterese (die Differenz zwischen den Strömen des Schutzbetriebs und der Wiederherstellung des Betriebs Modus) wurde nicht erkannt. Bei Bedarf können an den „Sicherungs“-Ausgang Abblockkondensatoren mit einer Gesamtkapazität von maximal 200 Mikrofarad angeschlossen werden, wodurch sich der Auslösestrom auf ca. 0,5 A erhöht. Wenn es erforderlich ist, die Amplitude der Laststromimpulse im Emitterkreis des Transistors VT2 zu begrenzen, sollte ein Widerstand von mehreren zehn Ohm einbezogen und der Wert des Widerstands R3 leicht erhöht werden. Wenn die Last nicht vollständig geschlossen ist, ist ein elektrischer Durchschlag des Basis-Emitter-Bereichs des Transistors VT2 möglich. Dies beeinträchtigt den Betrieb des Generators nur unwesentlich und stellt keine Gefahr für den Transistor dar, da die im Kondensator C1 vor dem Durchschlag angesammelte Ladung relativ gering ist. Die Nachteile der nach dem betrachteten Schema aufgebauten „Sicherung“ (Abb. 7) sind ein geringer Wirkungsgrad aufgrund des im Lastkreis in Reihe geschalteten Widerstands R3 und der lastunabhängige Basisstrom des Transistors VT1. Letzteres ist typisch für andere ähnliche Geräte [8]. Beide wirkungsgradmindernden Gründe entfallen durch eine leistungsstärkere „Sicherung“ mit einem maximalen Laststrom von 5 A, deren Schaltung in Abb. 8 dargestellt ist. 90. Sein Wirkungsgrad übersteigt 0,5 % bei mehr als dem Zehnfachen der Laststromänderung. Der im lastfreien Zustand aufgenommene Strom beträgt weniger als XNUMX mA.
Um den Spannungsabfall an der „Sicherung“ zu reduzieren, wird als VT4 ein Germaniumtransistor verwendet. Wenn der Laststrom unter dem zulässigen Wert liegt, steht dieser Transistor kurz vor der Sättigung. Dieser Zustand wird durch eine negative Rückkopplungsschleife unterstützt, die, wenn der Transistor VT2 offen und gesättigt ist, durch die Transistoren VT1 und VT3 gebildet wird. Der Spannungsabfall im Kollektor-Emitter-Bereich des Transistors VT4 überschreitet 0,5 V bei einem Laststrom von 1 A und 0,6 V bei 5 A nicht. Wenn der Laststrom geringer ist als der Schutzauslösestrom, befindet sich der VT3-Transistor im aktiven Modus und die Spannung zwischen seinem Kollektor und Emitter reicht aus, um den VT6-Transistor zu öffnen, was den gesättigten Zustand des VT2-Transistors und letztendlich den leitenden Zustand gewährleistet Status des VT4-Schlüssels. Mit zunehmendem Laststrom steigt der Basisstrom VT3 unter dem Einfluss eines negativen OS und die Spannung an seinem Kollektor nimmt ab, bis der Transistor VT6 schließt. In diesem Moment greift der Schutz. Der Auslösestrom kann mit der Formel abgeschätzt werden
wobei Req der Gesamtwiderstand der parallel geschalteten Widerstände R4, R6 und R8 ist. Der Koeffizient 0,5 ist wie im vorherigen Fall experimentell. Bei geschlossener Last beträgt die Amplitude der Ausgangsstromimpulse etwa das Doppelte des Stroms des Schutzbetriebs. Durch die Wirkung des positiven OS, das über den Kondensator C2 schließt, werden der Transistor VT6 und damit VT2-VT4 vollständig geschlossen, VT5 öffnet. Die Transistoren bleiben in den angegebenen Zuständen, bis das Laden des Kondensators C2 durch den durch den Basis-Emitter-Abschnitt des Transistors VT5 und die Widerstände R7, R9, R11, R12 fließenden Strom abgeschlossen ist. Da R12 den größten Wert der aufgeführten Widerstände hat, bestimmt er die Wiederholungsperiode der erzeugten Impulse – etwa 2,5 s. Nachdem der Ladevorgang des Kondensators C2 abgeschlossen ist, wird der Transistor VT5 geschlossen, VT6 und VT2-VT4 öffnen. Der Kondensator C2 wird in etwa 0,06 s über den Transistor VT6, die Diode VD1 und den Widerstand R11 entladen. Bei geschlossener Last erreicht der Kollektorstrom des Transistors VT4 zu diesem Zeitpunkt 8 ... 10 A. Dann wiederholt sich der Zyklus. Während des ersten Impulses nach Beseitigung der Überlastung geht der Transistor VT3 jedoch nicht in die Sättigung und die „Sicherung“ kehrt in den Betriebsmodus zurück. Interessanterweise öffnet der Transistor VT6 während des Impulses nicht vollständig. Dies wird durch die negative OS-Schleife verhindert, die durch die Transistoren VT2, VT3, VT6 gebildet wird. Bei dem im Diagramm (Abb. 8) angegebenen Wert des Widerstands R9 (51 kOhm) sinkt die Spannung am Kollektor des Transistors VT6 nicht unter 0,3 Uin. Die ungünstigste Belastung für die „Sicherung“ ist eine starke Glühlampe, bei der der Widerstand einer kalten Glühwendel um ein Vielfaches geringer ist als der einer beheizten. Ein Test mit einer 12 V 32 + 6 W Autolampe ergab, dass 0,06 s zum Aufwärmen völlig ausreichen und die „Sicherung“ nach dem Einschalten zuverlässig in den Betriebsmodus geht. Bei Lampen mit höherer Trägheit müssen jedoch möglicherweise die Dauer und die Wiederholungsperiode der Impulse durch den Einbau eines größeren Kondensators C2 (jedoch nicht des Oxids) erhöht werden. Das Tastverhältnis der erzeugten Impulse bleibt bei einem solchen Austausch gleich. Der Wert 40 ist kein Zufall. In diesem Fall wird sowohl beim maximalen Laststrom (5 A) als auch bei geschlossenem „Sicherungs“-Ausgang ungefähr die gleiche und sichere Leistung am VT4-Transistor verbraucht. Der GT806A-Transistor kann durch einen anderen aus der gleichen Serie oder einen leistungsstarken Germanium-Transistor, zum Beispiel P210, mit beliebigem Buchstabenindex ersetzt werden. Wenn keine Germaniumtransistoren vorhanden sind oder bei erhöhten Temperaturen gearbeitet werden muss, können auch Siliziumtransistoren mit h21e > 40 verwendet werden, beispielsweise KT818 oder KT8101 mit beliebigen Buchstabenindizes, wodurch sich der Wert des Widerstands R5 auf 10 kOhm erhöht. Nach einem solchen Austausch überschritt die zwischen Kollektor und Emitter des VT4-Transistors gemessene Spannung 0,8 V bei einem Laststrom von 5 A nicht. Bei der Herstellung einer „Sicherung“ muss der VT4-Transistor auf einem Kühlkörper, beispielsweise einer Aluminiumplatte mit den Maßen 80x50x5 mm, installiert werden. Für den VT1,5-Transistor wird außerdem ein Kühlkörper mit einer Fläche von 2 ... 2 cm3 benötigt. Schalten Sie das Gerät zum ersten Mal ohne Last ein und prüfen Sie zunächst die Spannung zwischen Kollektor und Emitter des VT4-Transistors, die etwa 0,5 V betragen sollte. Schließen Sie dann einen variablen Drahtwiderstand mit einem Widerstand von 10 ... an. 20 Ohm und eine Leistung von 100 W am Ausgang über ein Amperemeter. Verringern Sie den Widerstand schrittweise und versetzen Sie das Gerät in den Schutzmodus. Stellen Sie mithilfe eines Oszilloskops sicher, dass die Modusumschaltung ohne längere Transienten erfolgt und die Parameter der erzeugten Impulse den oben angegebenen entsprechen. Der genaue Wert des Schutzbetriebsstroms kann durch Auswahl der Widerstände R4, R6, R8 eingestellt werden (es ist wünschenswert, dass ihre Nennwerte gleich bleiben). Bei längerem Lastkreis sollte die Temperatur des Gehäuses des Transistors VT4 den dafür zulässigen Wert nicht überschreiten. Literatur
Autor: A. Moskvin, Jekaterinburg
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Kommentare zum Artikel: Gennady Vielen Dank für den Artikel und ACHTUNG an die Person !!!
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