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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Inverter-Schweißstromquelle. Erfahrung in der Reparatur und Berechnung elektromagnetischer Elemente. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Schweißgeräte Inverter-Schweißstromquellen (IWS), manchmal nicht ganz korrekt als Hochfrequenzquellen bezeichnet, haben klare Vorteile gegenüber klassischen Transformatoren (geringeres Gewicht und Volumen, hervorragende Lasteigenschaften), sind in unserem Land jedoch nicht weit verbreitet. Aufgrund der hohen Kosten ist es höchstwahrscheinlich für die meisten potenziellen Verbraucher unzugänglich. Viele Funkamateure versuchen, ihr eigenes IIST zu erstellen. Auf diesem Weg treten jedoch erhebliche Schwierigkeiten auf, die vor allem auf die mangelnde Erfahrung in der Entwicklung energieintensiver Geräte zurückzuführen sind, bei denen die Strom- und Spannungswerte weit über die üblichen Grenzen hinausgehen. Der Autor teilt seine Erfahrungen mit der Reparatur industriell hergestellter ISIS, die die Auswahl defekter Leistungselemente und erhebliche Änderungen an der Schaltung erforderte. Es wird eine Methode zur Berechnung der wichtigsten elektromagnetischen Elemente des IIST vorgestellt. In einem schönen Moment fiel mir ein defektes RytmArc-Schweißgerät von Castolin Eutectic, Baujahr 1988, in die Hände. Der Vorbesitzer glaubte nicht mehr an eine Reparaturmöglichkeit und gab es gegen Ersatzteile ab. Bei der Untersuchung des Geräts stellte sich heraus, dass dieser typische Vertreter der Familie der einphasigen IISTs mit geringem Stromverbrauch, die auf den Hausgebrauch ausgerichtet sind, nach der typischen Einzyklus-Vorwärts-Halbbrücken-Wechselrichterschaltung für Geräte dieser Klasse hergestellt ist und ist bestimmt für manuelles Elektroschweißen mit einem Gleichstrom von 5...140 A und einer relativen Schweißdauer von bis zu 100 % Schweiß-/Pausezyklus. In der Originalversion war der Wechselrichter auf leistungsstarken Hochspannungs-Bipolar-Verbundtransistoren ESM2953 aufgebaut, die jedoch ausfielen. Es stellte sich außerdem heraus, dass mehrere Transistoren mit geringerer Leistung fehlerhaft waren und einige Teile einfach fehlten. In einer solchen Situation schien es die berechtigtste Entscheidung zu sein, neue Transistoren zu kaufen und die verbrannten durch diese zu ersetzen. Allerdings bot das Handelsunternehmen, das über die notwendigen Transistoren verfügte, diese zu einem Preis von 65 US-Dollar pro Stück an, sofern ein ganzes Paket mit 50 Stück gekauft wurde. Diese Option funktionierte natürlich nicht und wir mussten nach einer Alternative suchen. Die Wahl fiel auf die IRG1PC4U Insulated Gate Bipolar Transistors (IGBT [50]), die im Einzelhandel für 14 US-Dollar pro Stück erhältlich waren. Im Gegensatz zum ESM2953 ist der Kollektor des IRG4PC50U-Transistors elektrisch mit seiner Kühlkörperbasis verbunden. Daher wurde beschlossen, jeden IGBT auf einer Aluminiumplatte mit den Maßen 30 x 25 x 4 mm zu installieren und diese durch 0,5 mm dicke Glimmer-Abstandshalter an den Hauptkühlkörper zu drücken. Da Glimmer in der erforderlichen Dicke nicht verfügbar war, wurden die Dichtungen aus mehreren Schichten dünnerem Material hergestellt und mit Wärmeleitpaste „zusammengeklebt“. Um das IIST zu starten, war es notwendig, einen neuen Treiber zur Steuerung des IGBT und einen verlorenen Timer für den Strombegrenzer zum Laden des Netzgleichrichter-Filterkondensators zu entwickeln und herzustellen. Glücklicherweise musste die Steuereinheitsplatine nicht repariert werden. Das restaurierte Gerät funktioniert seit mehr als vier Jahren einwandfrei. Das IIST-Diagramm nach der Reparatur ist in Abb. dargestellt. 1, und sein Aussehen bei abgenommener Abdeckung ist in Abb. 2 dargestellt, wo die Hauptelemente markiert sind. Aufgrund der fehlenden Werksdokumentation stimmen die Positionsbezeichnungen der Elemente nicht mit den „Marken“ überein.
Die in diesem IIST verwendeten technischen Lösungen sind typisch für Geräte dieser Klasse. Für diejenigen, die solche Geräte reparieren oder sogar selbst entwerfen möchten, ist es sinnvoll, sich mit deren Aufbau genauer vertraut zu machen.
Wenn der Schalter SA1 geschlossen ist, wird eine Wechselspannung von 220 V, 50 Hz an die Primärwicklung des Transformators T1 angelegt, der alle elektronischen Komponenten des IIST (außer dem Wechselrichter selbst) mit Strom versorgt, und über den Widerstand R1, der den anfänglichen Einschaltstrom begrenzt , an den Gleichrichter zweier parallel geschalteter Diodenbrücken VD1 und VD2. Gleichgerichtete Spannungswelligkeiten werden durch den Oxidkondensator C2 geglättet. Nach ca. 1 s, die zum vollständigen Aufladen dieses Kondensators erforderlich ist, wird der Timer ausgelöst (sein Diagramm ist in Abb. 3 dargestellt) und die geschlossenen Kontakte des Relais K1.1 umgehen den Widerstand R1, wodurch dieser vom Stromkreis des aus dem Netzwerk verbrauchten Stroms ausgeschlossen wird und eliminiert so unnötige Energieverluste.
Tatsächlich sind im IIST zwei identische Relais als K1 verbaut, deren Wicklungen und Kontakte parallel geschaltet sind. Ein weiteres Relais K2 schaltet den Lüfter M1 basierend auf Signalen von der Steuereinheitsplatine ein und aus. Der Temperatursensor ist ein Temperatur-Strom-Wandler VK1, der auf dem Kühlkörper leistungsstarker Transistoren montiert ist. Der auf IGBT VT1 und VT2 basierende Wechselrichter wandelt die gleichgerichtete Netzspannung in eine gepulste Spannung mit einer Frequenz von ca. 30 kHz um. Der TZ-Transformator sorgt für eine galvanische Trennung zwischen dem Schweißstromkreis und dem Netzwerk. Sein Übersetzungsverhältnis ist so gewählt, dass die Amplitude der Impulse an der Sekundärwicklung das Doppelte der spezifizierten Leerlaufspannung des IIST beträgt. Die Funktionsweise eines Single-Ended-Halbbrückenwechselrichters können Sie ausführlich zum Beispiel in [2, 3] nachlesen. Der Stromwandler T2 ist in Reihe mit dem Primärwicklungskreis des Transformators TZ geschaltet und dient der Steuerung des hier fließenden Stroms. Bei Hochfrequenz-Schaltwechselrichtern sammeln die Magnetisierungs- und Streuinduktivitäten der Transformatoren zusammen mit der parasitären Installationsinduktivität erhebliche Blindenergie an. Die Umwandlung in Wärme würde zu einer erheblichen Verringerung der Effizienz des Geräts führen. Daher versuchen sie mithilfe spezieller Schaltungslösungen, die gespeicherte Energie auf die Last zu übertragen oder sie zu rekuperieren – also an die Stromquelle zurückzugeben. Wenn sich der Zustand der Leistungsschalter ändert, wird jede Induktivität, einschließlich der parasitären Induktivität, zu einer Quelle selbstinduktiver Spannungsimpulse, die für die Elemente des Wertwandlers oft gefährlich sind. Um die Amplitude dieser Impulse zu reduzieren, werden dämpfende RC-Glieder mit und ohne Dioden entwickelt. Um die für den Betrieb des IIST schädliche Streuinduktivität zu reduzieren, empfiehlt sich der Einsatz von Transformatoren mit Ringmagnetkernen und eine sorgfältig durchdachte Geräteanordnung reduziert die Installationsinduktivität. Die Spannung der Sekundärwicklung des TZ-Transformators wird durch einen Einweggleichrichter mit Dioden gleichgerichtet, die in vier Diodenbaugruppen VD7-VD10 (jeweils zwei Dioden) angeordnet sind. Die in Reihe zum Schweißkreis geschaltete Drossel L1 glättet den gleichgerichteten Strom. Die Steuereinheit erzeugt Impulse, die den IGBT des Wechselrichters öffnen und deren Arbeitszyklus so anpassen, dass die externe Lastcharakteristik des IIST der für hochwertiges Elektroschweißen erforderlichen entspricht. Die Reglereingänge erhalten Rückmeldungssignale für Spannung (vom Gleichrichterausgang) und Strom (von der Sekundärwicklung des Stromtransformators T2). Der variable Widerstand R2 regelt den Schweißstrom. In Abb. Abbildung 4 zeigt eine Treiberschaltung, die die von der Steuereinheit erzeugten Impulse auf die Amplitude verstärkt, die zur Steuerung der IGBT VT1 und VT2 erforderlich ist. Es wurde entwickelt, um den Treiber zu ersetzen, der die im IIST installierten Bipolartransistoren vor der Reparatur steuerte.
Der Transformator T1 trennt die Eingangskreise zweier identischer Treiberkanäle vom Steuergerät und voneinander. In diesem Fall hat der Transformator als Isolierelement einen unbestreitbaren Vorteil gegenüber dem Optokoppler, da er bei richtiger Wahl der Parameter die Dauer der an den IGBT-Gates ankommenden Impulse automatisch auf einen Wert begrenzt, bei dem der Magnetkreis des Leistungstransformators TZ erreicht noch nicht die Sättigung (siehe Abb. 1). Die Sekundärwicklungen II und III des Trenntransformators sind so verbunden, dass die Kanäle phasengleich arbeiten, was für den korrekten Betrieb eines Eintakt-Wechselrichters erforderlich ist. Betrachten Sie den Betrieb eines der Kanäle - den obersten gemäß dem Schema. Impulse von der Wicklung II des Transformators T1 über den Widerstand R1 werden dem Eingang des auf der Mikroschaltung DD1 montierten Formers zugeführt. Der Leistungsverstärker an den Transistoren VT1 und VT2 sorgt für ein schnelles Laden und Entladen der ziemlich großen Kapazität zwischen Gate und Emitter, die für IGBTs charakteristisch ist. Der Widerstand R9 verhindert den Oszillationsprozess im Stromkreis, der aus der Induktivität des Anschlussdrahtes und der Eingangskapazität des IGBT besteht. Der Gleichrichter und der Versorgungsspannungsstabilisator sind auf der Diodenbrücke VD1 und der Mikroschaltung DA1 montiert. Die Wechselspannung zum Gleichrichter kommt von einer separaten isolierten Sekundärwicklung des Transformators T1 (siehe Abb. 1). Bei der Herstellung eines Treibers sollte besonderes Augenmerk auf die Qualität der Isolierung zwischen seinen Kanälen gelegt werden. Es muss einer Spannung von mehr als der doppelten Amplitude der Netzspannung standhalten. Wenn Sie mit der eigenständigen Entwicklung eines IIST beginnen, müssen Sie sich mit vielen Problemen auseinandersetzen, die bei Reparaturen nicht einmal auftreten – alle wurden bereits auf die eine oder andere Weise von den Entwicklern und dem Hersteller gelöst. Die größten Schwierigkeiten sind mit der Auswahl von Halbleiterbauelementen verbunden, die große Ströme bei relativ hohen Spannungen schalten. Die richtige Wahl der Wechselrichterschaltung, Berechnung und Auslegung seiner elektromagnetischen Elemente sind sehr wichtig. Mangels Entwicklungserfahrung ist es sinnvoll, sich um die Wiederholung „erprobter“ Lösungen zu bemühen. Das Problem wird dadurch erschwert, dass es praktisch keine Literatur gibt, in der vorgefertigte, bewährte Methoden zur Gestaltung von IIST zu finden sind. In [3] beispielsweise ist die Darstellung so lakonisch, dass sich die Berechnungen dort kaum auf konkrete Probleme bei der Entwicklung einer Schweißquelle übertragen lassen. Im folgenden Material werden die Schlussfolgerungen der berechneten Beziehungen ausführlicher dargestellt. Laut dem Autor wird dies es Funkamateuren ermöglichen, die in den elektromagnetischen Komponenten des IIST ablaufenden Prozesse besser zu verstehen und die vorgestellte Methodik gegebenenfalls anzupassen. Unter Bedingungen einer so stark schwankenden Last wie einem Schweißlichtbogen schneidet ein Einzyklus-Vorwärts-Halbbrückenwechselrichter im Vergleich zu anderen günstig ab. Es ist kein Auswuchten erforderlich, es ist nicht anfällig für Krankheiten wie z. B. durch Strömungen und eine relativ einfache Steuereinheit reicht dafür aus. Im Gegensatz zu einem Sperrwechselrichter, dessen Stromform in den Elementen dreieckig ist, ist er bei einem Vorwärtswechselrichter rechteckig. Daher ist bei gleichem Laststrom die Amplitude der Stromimpulse in einem Vorwärtswechselrichter fast doppelt so groß. LEISTUNGSTRANSFORMATOR BERECHNUNG Allen Single-Cycle-Wechselrichtern ist gemeinsam, dass sie mit einer Einwegmagnetisierung der Magnetkerne von Leistungstransformatoren arbeiten. Wenn sich die magnetische Feldstärke von Null auf Maximum und zurück ändert, ändert sich die magnetische Induktion B im Bereich vom Maximum Bm zum Rest Br. In Abb. Abbildung 5 zeigt ein vereinfachtes Diagramm eines Einzelzyklus-Vorwärts-Halbbrückenwechselrichters.
Wenn die Transistoren VT1 und VT2 geöffnet sind, wird die Energie der Primärspannungsquelle über den Transformator T1 auf die Last übertragen. Der Magnetkreis des Transformators ist in Vorwärtsrichtung magnetisiert (Abschnitt 1-2 in Abb. 6). Nachdem die Transistoren geschlossen sind, wird der Strom in der Last durch die in der Induktivität L1 gespeicherte Energie aufrechterhalten. In diesem Fall wird der Stromkreis über die Diode VD4 geschlossen. Unter dem Einfluss der Selbstinduktions-EMK der Wicklung I sind die Dioden VD1 und VD2 geöffnet und der Entmagnetisierungsstrom des Magnetkreises fließt durch sie (Abschnitt 2-1 in Abb. 6).
Die Induktion im Magnetkreis ändert sich nur um ΔB1= Bm-Br1, was deutlich weniger ist als der mögliche Wert von 2Bm bei einem Gegentaktwechselrichter. Bei einer Feldstärke von Null ist die Induktion jedoch nur in einem Magnetkreis ohne nichtmagnetischen Spalt gleich Br1. Letzteres reduziert die Restinduktion auf den Wert von Br2. Aus [4] folgt, dass der neue Wert der Restinduktion dem Schnittpunkt der ursprünglichen Magnetisierungskurve mit einer vom Ursprung im Winkel Θ gezogenen Geraden entspricht:
wobei μ0 die absolute magnetische Permeabilität ist (das Verhältnis der magnetischen Induktion zur magnetischen Feldstärke im Vakuum, eine physikalische Konstante von 4π-10-7 H/m); lc ist die durchschnittliche Länge der Magnetfeldlinie; δ ist die Länge des nichtmagnetischen Spalts. Durch die Einführung eines Spalts der Länge δ erhöht sich der Induktionsbereich im Magnetkreis auf ΔB2=Bm-Br2. Unsere Branche produziert keine Magnetkerne speziell für IIST. Um einen Wechselrichter-Leistungstransformator herzustellen, können Sie Magnetkerne verwenden, die für Fernsehleitungstransformatoren entwickelt wurden. Beispielsweise hat der PK40x18-Magnetkern des TVS-90LTs2-Transformators (verwendet in ULPST-Fernsehern) einen Querschnitt von 2,2 cm2, eine Fensterfläche von 14,4 cm2 und eine durchschnittliche Länge der Magnetfeldlinie von 200 mm. Es besteht aus Mangan-Zink-Ferrit M3000NMS1, ist für den Betrieb in starken Magnetfeldern ausgelegt, wie durch den Index C in der Bezeichnung [5] angegeben, und weist die folgenden Hystereseschleifenparameter auf: Bs=0,45 T (bei H=800 A/ m), W=0,33 T (bei H=100 A/m und T=60 °C), Bg=0,1 T, Hs=12A/m. Unter Bedingungen der Einwegmagnetisierung wird der Induktionsbereich in diesem lückenlos aufgebauten Magnetkreis 0,23 Tesla nicht überschreiten. Setzen wir uns das Ziel, mithilfe eines nichtmagnetischen Spalts die Restinduktion auf 0,03 Tesla zu reduzieren, wodurch sich der Induktionsbereich auf 0,3 Tesla erhöht. Betrachtet man die Abhängigkeit B=f(H), wenn sich die Feldstärke von -Hc auf Null ändert, als praktisch linear, so finden wir die Änderung der Induktion im Bereich von 0 bis Br2. Zeichnen Sie dazu eine horizontale Linie auf der Br2-Ebene, bis sie die Magnetisierungskurve schneidet, und ermitteln Sie die negative Feldstärke im Magnetkreis -H1 = 8,4 A/m, die dieser Induktion entspricht. In unserem Fall
Aus (1) finden wir die Länge des nichtmagnetischen Spalts:
Feldstärke im Spalt bei maximaler Induktion Vm=0ZTl
Amperewindungen der Magnetisierung des Magnetkreises
Im Ruhezustand entspricht die Eingangsspannung des Wechselrichters (U1, siehe Abb. 5) dem Amplitudenwert des Netzes (310 V). Unter Berücksichtigung des Spannungsabfalls an den Schlüsseltransistoren und des aktiven Widerstands der Wicklung können wir davon ausgehen, dass an der Primärwicklung des Transformators eine Spannung von 300 V anliegt. Die Leerlaufausgangsspannung der Quelle im Leerlauf Der Betriebsmodus sollte 50 V betragen. Wir werden die Berechnung für den Fall durchführen, dass die Impulsdauer gleich der halben Periode ist, was dem maximalen Induktionshub im Magnetkreis entspricht. Unter diesen Bedingungen beträgt die Amplitude der sekundären Spannungsimpulse 100 V (das Doppelte der erforderlichen Leerlaufspannung). Daher muss das Übersetzungsverhältnis des Leistungstransformators gleich sein
Zu beachten ist, dass der Einfluss der Streuinduktivität der Transformatorwicklungen hier nicht berücksichtigt wird. Sein Vorhandensein führt zu einer höheren Leerlaufspannung im Vergleich zum berechneten Wert. Der Effektivwert des Sekundärwicklungsstroms, der die Form von Rechteckimpulsen hat, ist mit dem durchschnittlichen Verhältnis gleich dem Schweißstrom iCB verbunden
wobei λ das Verhältnis der Pulsdauer zu ihrer Wiederholungsperiode (Tastverhältnis) ist. Bei iCB = 140 A und λ = 0,5
Effektivwert des Primärwicklungsstroms (ohne Magnetisierungsstrom)
Die Amplitude des Laststromimpulses in der Primärwicklung
Bei einer Frequenz von 30 kHz können Energieverluste im Ferrit-Magnetkern vernachlässigt werden. Die Verluste in Wickeldrähten nehmen mit zunehmender Frequenz zu, da der Strom an die Oberfläche des Leiters verlagert wird, was zu einer Verringerung seines wirksamen Querschnitts führt. Dieses Phänomen wird als Oberflächen- oder Skin-Effekt bezeichnet. Sie macht sich umso stärker bemerkbar, je höher die Frequenz und je größer der Leiterdurchmesser ist. Um Verluste zu reduzieren, werden Litzen aus dünnen isolierten Leitern – Litzen – verwendet. Um mit einer Frequenz von 30 kHz zu arbeiten, sollte der Durchmesser jedes einzelnen von ihnen 0,7 mm nicht überschreiten [3]. Die EMF einer Umdrehung wird nach der Formel berechnet
wobei dФ/dt die Änderungsrate des an die Spule gekoppelten magnetischen Flusses ist; ΔB – Induktionsbereich im Magnetkreis, T; Sc - Querschnitt des Magnetkreises, cm2; tM - Impulsdauer, s; f - Pulswiederholungsfrequenz, Hz. Die Anzahl der Windungen, die in das Fenster des Magnetkreises passen, kann durch die Formel gefunden werden
wobei S0 die Fensterfläche cm2 ist; - Koeffizient seiner Füllung mit Draht (nehmen wir ihn gleich 0,25); ieff – effektiver aktueller Wert; J ist die Stromdichte im Wickeldraht, A/mm2. Um die Parameter des Magnetkreises zu bestimmen, führen wir einen bedingten Wert ein, der dem Produkt aus der Spannungsamplitude an der Wicklung und dem Effektivwert des durch sie fließenden Stroms entspricht. Da es die Dimension von Macht hat, nennen wir es bedingte Macht
In unserem Fall,
Nehmen wir die Stromdichte in den Transformatorwicklungen J = 4 A/mm2, den Induktionsbereich im Magnetkreis ΔB = 0,3 T und aus (2) finden wir
Der für den zu berechnenden Transformator erforderliche W-förmige Magnetkern kann aus vier PK40x18 zusammengesetzt werden, wie in Abb. 7.
Wir erhalten einen Magnetkreis mit Sc=8,8 cm2, So-14,4cm2, ScS0=126,7cm4. Finden wir die EMF einer Umdrehung dafür
Windungszahl der Primärwicklung
Wählen wir den Wert 21 – die nächstgrößere ganze Zahl, die ein Vielfaches des Transformationskoeffizienten ist (Ktr = 3). Windungszahl der Sekundärwicklung
Die Form des Stroms in der Primärwicklung eines Leistungstransformators ist in Abb. 8 dargestellt. acht.
Die Amplitude seiner magnetisierenden Komponente ist
Maximaler Stromwert von Transistorschaltern und Primärwicklung
Um den Effektivwert des Primärwicklungsstroms genau zu berechnen, müssen Sie sich der Integralrechnung zuwenden:
Eine genaue Berechnung ergibt 33,67 A, was vom zuvor berechneten Wert ohne Berücksichtigung des Magnetisierungsstroms (33,3 A) nur um 1 % abweicht. Querschnitt der Wickeldrähte:
Beim Wickeln mit Litzen aus isolierten Drähten mit einem Durchmesser von 0,55 mm wird für die Primärwicklung ein Bündel von 36 Drähten und für die Sekundärwicklung ein Bündel von 105 Drähten benötigt. Das Bewickeln eines Transformators mit Litzendraht erfordert etwas Erfahrung. Zunächst müssen Sie die Litze vorbereiten. Dazu werden zwei Haken in einem Abstand befestigt, der etwas größer als die erforderliche Länge ist, deren Rolle Türgriffe erfolgreich erfüllen können. Zwischen den Haken wird die erforderliche Anzahl Drähte eingezogen. Mit einer Handbohrmaschine oder einem Geflecht wird das Bündel verdrillt und gelegentlich leicht geschüttelt, damit die darin enthaltenen Drähte gleichmäßig verteilt werden. Das fertige Tourniquet wird über die gesamte Länge mit leichter Überlappung mit einem 8...10 mm breiten Streifen aus dünnem Baumwollstoff umwickelt. Die Wicklungen werden auf einen Holzdorn gewickelt, der mit einem kleinen Spielraum der Form des Kerns des Magnetkreises folgt, sodass die fertige Spule frei an ihrem vorgesehenen Platz „sitzt“. Der Dorn ist mit abnehmbaren Wangen ausgestattet, deren Abstand 2...3 mm geringer ist als die Höhe des Magnetkreisfensters. Vor dem Wickeln werden Haltebandstücke auf den Dorn gelegt, mit denen anschließend die fertige Spule gespannt wird. Die Wicklungen sind in der üblichen Reihenfolge angeordnet: primär, darauf sekundär. Dazwischen ist eine Isolierung erforderlich - eine 0,5 mm dicke Schicht Elektrokarton. Die Spule wird so geformt, dass sie der Konfiguration des Magnetkreisfensters entspricht, und dann mit Lack imprägniert. Die Wicklungsklemmen müssen mit Messingspitzen ausgestattet sein. Achten Sie beim Einbetten von Litze besonders darauf, dass die Enden aller Drähte, aus denen sie besteht, abisoliert, verzinnt und fest mit den Spitzen verlötet sind. Berechnung der Schweißstrom-Filterdrossel Die Drossel L1 (siehe Abb. 1 und 5) glättet den Schweißstrom. Während der Einwirkung des sekundären Spannungsimpulses steigt der Strom darin linear an. Während der Pause zwischen den Impulsen nimmt sie linear ab. Die Amplitude der Strompulsation hängt in erster Näherung nicht von ihrem Mittelwert – dem Schweißstrom – ab. Bei dessen Minimalwert sinkt der Strom im Induktor und im Schweißkreis bis zum Ende der Periode auf Null. Dies ist genau die in Abb. dargestellte Situation. 9.
Eine weitere Abnahme des Durchschnittswerts des Stroms führt zu einer Verletzung der Kontinuität seines Flusses – während eines Teils der Periode ist der Strom Null, was zu Instabilität und Erlöschen des Lichtbogens führt. Wir finden die Beziehung zwischen der Amplitude und den Durchschnittswerten eines dreieckigen Stroms aus der Bedingung der Gleichheit der Flächen des Dreiecks, das durch die Stromkurve und die Zeitachse gebildet wird, und dem Rechteck mit der Höhe icp, das auf derselben Achse aufgebaut ist ( (in der Abbildung schattiert). Die Länge der Grundflächen beider Figuren entspricht der Schwingungsdauer. Auf diese Weise,
Bei minimalem Schweißstrom ist. min=5 A Spannungsabfall über dem Lichtbogen Ud. min kann als gleich 18 V angesehen werden [6]. Bedenkt, dass
Finden Sie die minimal erforderliche Induktivität der Induktivität
Die Induktorwicklung muss dem maximalen Schweißstrom icv standhalten. Max. Wenn wir wie beim Transformator den Fensterfüllfaktor kо=0,25 und die Stromdichte J=4 A/mm2 verwenden, bestimmen wir die maximal mögliche Windungszahl der Induktorwicklung
Wenn man den Querschnitt des Magnetkerns Sc und den Koeffizienten seiner Füllung mit Stahl kс kennt, ist es für eine gegebene Induktion B im Magnetkern möglich, die Flussverkettung der Induktorwicklung zu bestimmen
Wenn wir hier (4) einsetzen, erhalten wir
Da
Finden Sie die Induktivität der Induktivität
und das Produkt SCSo für seinen Magnetkreis
Um eine Sättigung zu vermeiden, muss der Magnetkreis einen nichtmagnetischen Spalt haben, wodurch die Induktion von nahezu Null bis W variiert. Unter der Annahme, dass der Magnetkreis des Induktors ideal ist und alle Amperewindungen der Wicklung an den nichtmagnetischen Spalt angelegt werden, bestimmen wir die Länge des letzten b, mm:
von wo
Aus (5), (6) und (9) erhalten wir eine Formel zur Berechnung der tatsächlichen Induktivität des Induktors:
Da bei einem Schweißstrom über dem Minimum die Amplitude der Magnetflusspulsationen im Magnetkern des Induktors im Vergleich zu seinem Durchschnittswert unbedeutend ist, besteht der Magnetkern normalerweise aus Elektrostahl, für den die maximale Induktion Vm-1 T beträgt. Wenn wir den Füllkoeffizienten des Abschnitts mit Stahl ks=0,9 aus (7) nehmen, finden wir
Für die Drossel wählen wir einen Standard-Bandmagnetkreis ШЛ25х32 mit Sckc=6,56 cm2, So=16 cm2 und SCSo=125 cm4. Mit Formel (4) ermitteln wir die Anzahl der Windungen
Mit Formel (8) berechnen wir die Länge des nichtmagnetischen Spalts
Dieser Spalt wird durch zwei nichtmagnetische Dichtungen mit einer Dicke von 1 mm bereitgestellt, die zwischen den Enden der Hälften des Magnetkreises installiert werden. Drosselwicklungsdrahtquerschnitt
Der Draht kann massiv oder aus 147 Drähten mit einem Durchmesser von 0,55 mm zusammengesetzt sein. Mit Formel (10) überprüfen wir die resultierende Induktivität des Induktors
Sie übersteigt den oben berechneten Mindestwert. Stromwandlerberechnung Auf Abb. 10 zeigt ein Diagramm des Knotens zum Erzeugen eines Stromrückkopplungssignals.
Die Primärwicklung des Stromtransformators T2 ist ein Messingstift mit einem Durchmesser von 8...10 mm, der den Wechselrichterausgang mit dem Leistungstransformator TZ verbindet (Abb. 1). Der Stift „dringt“ in die Steuerplatine ein und durchdringt das Fenster des Magnetkreises des dort installierten T2-Transformators. Die auf den Magnetkern gewickelte Sekundärwicklung besteht aus zehn Windungen, daher beträgt der Transformationskoeffizient KT2 = 0,1. Beim Vorwärtshub des Wechselrichters fließt der Strom der Sekundärwicklung des Transformators T2 durch die Diode VD2 und einen Shunt aus sechs parallel geschalteten Widerständen R3-R8 von jeweils 2,2 Ohm. Vom Shunt gelangt das Stromrückkopplungssignal in die Steuereinheit, wo es zur Bildung einer steilen Lastkennlinie des IIST und zum Schutz des Geräts vor Stromüberlastungen verwendet wird. Während des Rückwärtshubs ist die Polarität der Spannung an der Sekundärwicklung des Transformators T2 für die Diode VD2 geschlossen und für VD1 geöffnet. Letzterer ist geöffnet und der Entmagnetisierungsstrom des Transformatormagnetkreises fließt durch parallel geschaltete Widerstände R1, R2. Da ihr Gesamtwiderstand größer ist als der der Widerstände R3-R8, hat der Magnetkreis beim Rückwärtshub garantiert Zeit, sich zu entmagnetisieren. Der Effektivwert des Stroms der Sekundärwicklung des Transformators T2
Ausgehend von der Stromdichte in der Sekundärwicklung des Stromwandlers J = 5 A/mm2 ermitteln wir den Durchmesser seines Drahtes mithilfe der Formel
Bei einer Frequenz von 30 kHz wird die Verwendung eines Drahtes mit einem Durchmesser von mehr als 0,7 mm nicht empfohlen, daher wickeln wir die Wicklung mit Litzendraht aus drei Drähten mit einem Durchmesser von 0,55 mm. Da die Steuerkreise wenig Strom verbrauchen, wird der Magnetkern für den T2-Transformator aus konstruktiven Gründen ausgewählt, wobei der Hauptgrund der Durchmesser des Stifts ist, der die Primärwicklung bildet. Geeignet ist ein Ringferrit mit einem Loch mit einem Durchmesser von mindestens 12...14 mm, zum Beispiel K32x 16x8 aus 2000NM1 Ferrit. Der Durchmesser seines Lochs beträgt 16 mm, die Querschnittsfläche beträgt 0,64 cm2. Bei Einwegmagnetisierung sollte der Induktionsbereich in diesem Magnetkreis 0,1 Tesla nicht überschreiten. Prüfen wir, ob diese Bedingung erfüllt ist:
wobei UVD2 der Durchlassspannungsabfall an der Diode VD2 ist; W2 – Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung; Sc – Querschnitt des Magnetkreises; R - Shunt-Widerstand (R3-R8). Da der Induktionsbereich den zulässigen Wert nicht überschreitet, ist der Magnetkreis richtig gewählt. BERECHNUNG DES TRANSFORMERS DER GALVANISCHEN Trennung In Abb. Abbildung 11 zeigt ein Diagramm eines Impulsformers, der die IGBT-Treiber der Wechselrichter-Ausgangsstufe steuert. Fünf parallel geschaltete Elemente der DD1-Mikroschaltung mit offenem Kollektor dienen der Verstärkung der Leistung von Steuerimpulsen. Der Widerstand R3 begrenzt den Magnetisierungsstrom des Transformators T1, dessen Entmagnetisierungskreis durch den Kondensator C3, die Diode VD2 und die Zenerdiode VD1 gebildet wird.
Die Sekundärwicklungen des Transformators T1 werden über Widerstände mit einem Widerstandswert von 470 Ohm mit den Eingängen von TTL-Elementen belastet (siehe Abb. 4), daher sollte die Amplitude der von den Wicklungen entnommenen Impulse 5 V bei einem Strom von ca. 10 mA betragen . Da die Amplitude der Impulse an der Primärwicklung 15 V beträgt, beträgt der erforderliche Wert des Übersetzungsverhältnisses 3. Die Amplitude des Stromimpulses der Primärwicklung beträgt
Bei einem so geringen Strom muss der Durchmesser des Wickeldrahtes nicht berechnet werden, er ergibt Werte von maximal 0,1 mm. Wir wählen aus konstruktiven Überlegungen einen Draht mit einem Durchmesser von 0,35 mm aus. Bedingte Leistung des Transformators T1
Durch Formel (3) finden wir
Der Füllfaktor des Magnetkreisfensters ko wird aufgrund der Notwendigkeit, eine gute Isolierung zwischen den Wicklungen sicherzustellen, mit 0,05 angenommen. Für den Transformator T1 wählen wir einen Ringmagnetkern K16x10x3 aus 2000NM1 Ferrit, bei dem Sc = 0,09 cm2, So = 0,785 cm2, ScSo = 0,07 cm4. EMF einer Windung, die auf diesen Magnetkreis gewickelt ist:
Windungszahl der Primär- und Sekundärwicklung:
STEUEREINHEIT Die Steuereinheit (CU) erzeugt Impulse, die über den Treiber (siehe Abb. 4) die Transistoren des Vorwärts-Single-Ended-Wechselrichters steuern. Sie regulieren und halten die eingestellten Werte des Schweißstroms aufrecht und bilden gleichzeitig durch Pulsweitenmodulation (PWM) die für das Schweißen optimale fallende Außenlastkennlinie des IIST aus – Veränderung des Tastverhältnisses der Impulse. Die beschriebene Steuereinheit implementiert auch Funktionen zum Schutz der Quelle und ihrer Elemente vor Überhitzung und Überlastungen, die bei stark wechselnden Lastbedingungen auftreten. Die Basis der Steuereinheit – der Siemens TDA4718A PHI-Controller – enthält alle für ein Schaltnetzteil notwendigen analogen und digitalen Komponenten und kann zur Ansteuerung von Gegentakttransformatoren, Halbbrücken und Brücken sowie Einzeltakten verwendet werden Rückwärts- und Vorwärtswechselrichter. Die interne Struktur des TDA4718A-Controllers ist in Abb. dargestellt. 12.
Der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) G1 erzeugt Impulse, deren Frequenz von der Spannung an seinem Steuereingang abhängt. Der Durchschnittswert des Frequenzänderungsintervalls wird durch Auswahl der Werte des Widerstands RT und des Kondensators St eingestellt. Der Phasendiskriminator (PD) UI1 wird verwendet, um den VCO mit einer externen Impulsquelle zu synchronisieren. Wenn keine Synchronisierung erforderlich ist, werden an den zweiten Eingang des PD dieselben VCO-Impulse angelegt wie an den ersten, indem zu diesem Zweck die Pins 5 und 14 der Mikroschaltung verbunden werden. Der FD-Ausgang ist mit dem Steuereingang des VCO und Pin 17 der Mikroschaltung verbunden. An diesen ist ein externer Siebkondensator Sf angeschlossen. Der Rampenspannungsgenerator (RVG) G2 wird durch VCO-Impulse getriggert. Die Sägezahnspannung wird dem invertierenden Eingang des Komparators A1 zugeführt. Die Steigung der „Säge“ hängt von der Kapazität des Kondensators CR und dem Strom im Ausgangskreis 2 der Mikroschaltung ab. Die Möglichkeit, die Neigung zu steuern, kann beispielsweise zum Ausgleich von Instabilitäten der Versorgungsspannung genutzt werden. Jeder VCO-Impuls setzt den Abschalttrigger D2 in den Protokollzustand. 1 am Ausgang und ermöglicht so das Öffnen der Transistoren VT1 und VT2. Es kann jedoch jeweils nur einer von ihnen geöffnet werden, da der Zähltrigger D1 seinen Zustand basierend auf den Rückgängen der VCO-Impulse ändert. Die Ausgangssignale der Komparatoren A1 oder A6 setzen den Trigger D2 zurück, was zum Schließen des offenen Transistors führt. Der Komparator A1 verfügt über einen invertierenden und (im Gegensatz zu herkömmlichen Komparatoren) zwei nichtinvertierende Eingänge. Sobald der Momentanwert der „Säge“ am invertierenden Eingang den niedrigeren der an den nichtinvertierenden Eingängen zugeführten Spannungspegel überschreitet, setzt das Signal vom Komparatorausgang den Trigger D2 zurück. Somit hängt die Dauer der Impulse an den Ausgängen des PHI-Controllers von der Spannung ab, die an Pin 4 der Mikroschaltung angelegt wird – einem der nicht invertierenden Eingänge des Komparators A1. Der zweite nichtinvertierende Eingang dieses Komparators wird im langsamen („sanften“) Startsystem der Steuerung verwendet. Nach dem Einschalten wird der Kondensator Css entladen und durch einen vom Pin 15 fließenden Strom von 6 μA aufgeladen. Der untere Pegel der Sägezahnspannung am invertierenden Eingang des Komparators A1 beträgt 1,8 V. Ausgehend von diesem Spannungswert am Kondensator Css, am Ausgang des Komparators erscheinen Impulse. Wenn sich der Kondensator lädt, erhöht sich seine Dauer und damit die Dauer des offenen Zustands der Transistoren VT1, VT2. Sobald die Spannung am Kondensator Css die am zweiten nichtinvertierenden Eingang des Komparators zugeführte Spannung überschreitet, ist der „Sanftstart“ abgeschlossen, dann hängt die Dauer der Impulse von der Spannung an Pin 4 der Mikroschaltung ab. Der Komparator A2 ist so eingeschaltet, dass er die Spannung am Kondensator Css auf 5 V begrenzt. Da die Spannung am Ausgang des GPG 5,5 V erreichen kann, können Sie durch Einstellen der entsprechenden Steigung der „Säge“ die einstellen maximale Dauer des offenen Zustands der Ausgangstransistoren des Controllers. Wenn der Logikpegel am Ausgang des Triggers D3 niedrig ist (ein Fehler wurde erkannt), wird das Öffnen der Ausgangstransistoren des Controllers verhindert und der Kondensator Css wird durch den in Pin 15 fließenden Strom von 2 μA entladen. Nach einiger Zeit, wenn die Spannung am Kondensator Css auf die Betriebsschwelle des Komparators A3 (1,5 V) abfällt, erhält der Trigger D3 ein Signal, um den Ausgang auf einen hohen Pegel zu setzen. Allerdings kann das Flip-Flop nur dann in diesen Zustand gehen, wenn die Pegel an allen vier seiner R-Eingänge hoch sind. Mit dieser Funktion können Sie die Transistoren VT1 und VT2 geschlossen halten, bis alle Gründe für die Blockierung des Controllers beseitigt sind. Fehlersensoren sind die Komparatoren A4-A7 sowie ein im Referenzspannungsstabilisator U1 eingebauter Laststromsensor mit einer Ansprechschwelle von 10 mA. Die Komparatoren A4 und A5 senden Signale, die den Trigger D3 in einen Fehlerzustand versetzen, wenn die Spannung am Eingang des ersten (Pin 7) höher und am Eingang des zweiten (Pin 6) niedriger als die Referenzspannung von 1 V ist erzeugt vom Stabilisator U2,5. Der Komparator A7 wird ausgelöst, wenn die Spannung abfällt Stromversorgung der Mikroschaltung bis zu 10,5 V. Um den Fehler zu beheben, reicht es aus, einen der genannten Komparatoren auszulösen. Eine Sonderstellung nimmt der Komparator A6 ein. Es ist darauf ausgelegt, den Strom in den Wechselrichterkreisen dynamisch zu begrenzen. Beide Eingänge des Komparators sind mit den externen Pins der Mikroschaltung verbunden und sein Ausgang ist mit dem Reset-Eingang des Triggers D2 verbunden. Der Betrieb des Komparators A6 führt zum sofortigen Schließen des aktuell offenen Ausgangstransistors und der Normalmodus wird mit dem nächsten VCO-Impuls ohne „Sanftstart“ wiederhergestellt (vorausgesetzt, die Ursache des Schutzvorgangs wird beseitigt). Das BU-Schema ist in Abb. 13 dargestellt. XNUMX.
Die zuvor besprochenen Knoten des Stromsensors (siehe Abb. 10) und des Ausgangsimpulsformers (siehe Abb. 11) sind darauf nicht dargestellt. In der Steuereinheit wird nur einer der beiden Ausgänge des DA5 PHI-Reglers verwendet. Da es sich um einen Push-Pull-Regler handelt, überschreitet das Tastverhältnis der Impulse an einem Ausgang unter keinen Umständen 0,5, was für den normalen Betrieb eines Single-Cycle-Wechselrichters erforderlich ist. Zur Stromversorgung des Steuergerätes werden zwei Wicklungen des Transformators T1 (siehe Abb. 1) mit einer Spannung von jeweils 20 V verwendet. Die Wechselspannung von Wicklung II wird der Diodenbrücke VD1 zugeführt, und die vom Kondensator C1 gleichgerichtete und geglättete negative Spannung wird dem Eingang des Stabilisators DA1 zugeführt, von dessen Ausgang eine stabilisierte Spannung von -15 V zur Stromversorgung entnommen wird Die CU-Mikroschaltungen. An dieselbe Wicklung II ist ein Spannungsvervielfacher mit den Dioden VD3-VD6 angeschlossen, der dem Schweißkreis eine ungeregelte Spannung von 100 V liefert, wenn der Lichtbogen nicht brennt. Die Wechselspannung von Wicklung III des Transformators T1 (siehe Abb. 1) wird über den Filter L2L3C29C30, der vor Impulsrauschen schützt, der Diodenbrücke VD26 und dann über die Diode VD27 dem Stabilisator DA6 zugeführt. Von dessen Ausgang wird eine Spannung von 15 V abgenommen, um die CU-Mikroschaltungen mit Strom zu versorgen; er dient auch als Eingang für den DA7-Stabilisator, dessen 5-V-Spannung an dessen Ausgang die TTL-Mikroschaltung des Ausgangsimpulsformers mit Strom versorgt (siehe Abb. 11). Die von der VD26-Brücke gleichgerichtete Spannung wird über einen Spannungsteiler den Widerständen R45-R48 und den Eingängen der Komparatoren A4 und A5 des DA5-Controllers zugeführt. Dadurch wird sichergestellt, dass der IIST blockiert wird, wenn die Netzspannung die zulässigen Grenzen überschreitet. Durch Einstellen des Abstimmwiderstands R48 wird sichergestellt, dass dieser auftritt, wenn die Spannung den Bereich von 205...242 V verlässt. Die Kondensatoren C24 und C25 dienen als zusätzlicher Schutz gegen Impulsrauschen. Der Komparator am Operationsverstärker DA2.1 vergleicht die Spannung am „Sanftstart“-Kondensator C26 mit der Referenzspannung an Pin 10 des Controllers. Befindet sich der Controller im Betriebszustand, ist die Spannung am Kondensator größer als die Standardspannung (2,5 V), die negative Spannung vom Ausgang des Operationsverstärkers DA2.1, Transistor VT3 ist geschlossen, die LED HL1 (siehe Abb. 1) leuchtet nicht. Andernfalls geht der Komparator DA2.1 dank der positiven Rückkopplung über den Widerstand R15 und die Diode VD14 in einen stabilen Zustand über, mit einer positiven Spannung am Ausgang, wodurch der Transistor VT3 geöffnet wird. Die leuchtende LED HL1 (siehe Abb. 1) signalisiert, dass der IIST nicht mehr funktioniert, weil die Netzspannung außerhalb der zulässigen Grenzen liegt. Sobald das IIST mit dem Netzwerk verbunden ist, erzeugt der Knoten am Operationsverstärker DA2.2 einen negativen Impuls, der am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers DA2.1 ankommt und verhindert, dass der Alarm ausgelöst wird, bis der Übergang abgeschlossen ist Prozesse und den „sanften“ Start des Wechselrichters. Mit dem Trimmwiderstand R10 wird die Spannung von 8 V am Ausgang des DA62-Stabilisators eingestellt. Die Spannungsversorgung des Eingangs dieses Stabilisators erfolgt über drei parallel geschaltete Widerstände R55-R57. Der Spannungsabfall an ihnen ist proportional zum vom Stabilisator und seiner Last verbrauchten Strom. Wenn sein Wert weniger als etwa 7 mA beträgt, wird die Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers DA4.2 negativ, was dazu führt, dass die Spannung an Pin 30 des DA31 PHI auf Null sinkt (dank der Dioden VD4, VD5). Verantwortlichen und sperrt diesen. Auf diese Weise wird die Verbindung zum IIST eines Fernbedienungspanels gesteuert, mit dem Sie den Schweißstrom vom Arbeitsplatz des Schweißers aus regulieren können. Wenn die Fernbedienung nicht angeschlossen oder defekt ist, wird ein durch das Ausschalten des variablen Widerstands R5 (siehe Abb. 10) verursachter Rückgang des vom 2-V-Stromkreis verbrauchten Stroms um 1 mA nicht durch den von der Fernbedienung verbrauchten Strom ausgeglichen Steuerung, die zum Auslösen des Schutzes führt. Zum besseren Verständnis der Funktionsweise des Geräts ist im Diagramm der Schalter S1 dargestellt. Es ersetzt bedingt die Kontakte eines außerhalb der Steuerplatine befindlichen Relais, das den IIST auf Fernbedienung umschaltet. Die Spannung vom Ausgang des Stromsensors (siehe Abb. 10) über den Filter R43C21 wird Pin 8 des DA5-Controllers zugeführt – einem der Eingänge seines Komparators A6. Der zweite Eingang des Komparators (Pin 9) wird vom Widerstandsteiler R38R40 mit einer Spannung von 1,7 V versorgt. Der dynamische Stromschutz wird ausgelöst, wenn der Strom der Wechselrichtertransistoren 45 A überschreitet. Die Stromschutzspeichereinheit ist auf dem Operationsverstärker DA3.4 montiert. Der Spannungsteiler R25VD19R26 stellt seine Ansprechschwelle ein, entsprechend dem Strom der Wechselrichter-Leistungstransistoren von ca. 50 A. Solange dieser Wert nicht überschritten wird, ist die Diode VD21 geöffnet, die Spannung am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers DA3.4 .15 und Kondensator C20 sind gleich dem Schwellenwert. Die Dioden VD24 und VDXNUMX sind geschlossen und der Antrieb hat keinen Einfluss auf den Betrieb des IIST. Wenn der Schwellenwert überschritten wird, wird am Ausgang des Operationsverstärkers DA3.4 ein negativer Impuls erzeugt, der den Kondensator C34 über den Widerstand R16 teilweise entlädt. Die Impulsdauer hängt von der Zeitkonstante der R32C15-Schaltung ab. Bei zu häufigen Stromüberlastungen entlädt sich der Kondensator C16 so stark, dass die Diode VD24 öffnet. Dies führt zu einem Spannungsabfall an Pin 9 des DA5-Controllers und einer vorübergehenden Verringerung der Ansprechschwelle des dynamischen Stromschutzes. Zusätzlich zur Stromschutzeinheit wird die Spannung vom Ausgang des Stromsensors der Wechselrichter-Leistungstransistoren (siehe Abb. 10) dem System zur Einstellung und Stabilisierung des Schweißstroms zugeführt. Über den invertierenden Verstärker am DA3.1-Operationsverstärker, die VD16C13-Schaltung und den Widerstand R22 wird es dem Eingang des DA3.2-Operationsverstärkers zugeführt und hier algebraisch mit dem vom Motor kommenden variablen Widerstand R2 summiert (siehe Abb. 1) oder die Fernbedienung. Das vom Operationsverstärker DA3.2 verstärkte Fehlersignal wird über einen invertierenden Folger am Operationsverstärker DA3.3, einen Spannungsteiler R28R29 und eine Diode VD22 an Pin 4 des DA5-Controllers – den Eingang seines Komparators A1 – angelegt. Die Zenerdiode VD17 lässt keine positiven Spannungswerte am Ausgang des Operationsverstärkers DA3.2 zu und begrenzt negative auf den Pegel von -10 V. Über den Trimmwiderstand R37 wird am Pin 4 des DA5-Reglers eine Spannung von 1,8 V eingestellt, entsprechend der Mindestdauer der Ausgangsimpulse. Die Trimmerwiderstände R42 und R44 regulieren die Frequenz und das Tastverhältnis der PHI-Reglerimpulse. Die Einheit des Operationsverstärkers DA4.1 erhöht automatisch die Frequenz, wenn der Schweißstrom weniger als 25...30 A beträgt, um eine Unterbrechung des Stroms im Schweißkreis zu verhindern. Dadurch ist es möglich, die Induktivität und damit die Größe und das Gewicht des Induktors L1 zu reduzieren (siehe Abb. 1). Die Frequenz wird erhöht, indem zusätzlicher Strom über die Zenerdiode VD23, den Widerstand R39 und die Diode VD25 dem Frequenzeinstellkreis des DA5-Controllers zugeführt wird. Wenn keine Maßnahmen ergriffen werden, kann die Spannung am Ausgang des IIST in Abwesenheit einer Last (wenn der Lichtbogen erloschen ist) aufgrund des Einflusses der parasitären Induktivität des Transformators und der Anlage auf einen gefährlichen Wert ansteigen. Daher ist der Wechselrichterteil des IIST in diesem Modus ausgeschaltet und eine „Standby“-Spannung vom oben genannten Multiplikator an den Dioden VD1-VD2 wird über den Widerstand R3 und die Diode VD6 an die Schweißelektroden angelegt. Solange die Spannung im Schweißkreis die gesamte Stabilisierungsspannung der Zenerdioden VD8 und VD9 überschreitet, ist der Transistor VT1 geöffnet und überbrückt die LED des Optokopplers U1. Der Optokoppler-Transistor ist geschlossen und VT2 ist offen und hält (über die Diode VD13) eine nahezu Nullspannung an Pin 4 des DA5 PHI-Controllers aufrecht und blockiert diesen. Wenn die Schweißelektroden geschlossen sind, sinkt die Spannung zwischen ihnen, wodurch der Transistor VT1 beim Schließen Strom durch die LED des Optokopplers U1 fließen lässt. Das daraus resultierende Öffnen des Optokoppler-Transistors U1 führt zum Schließen des Transistors VT2 und der Diode VD13. In diesem Zustand arbeitet der PHI-Regler normal, bis die Spannung zwischen den Schweißelektroden wieder etwa 40 V überschreitet und der PHI-Regler wieder gesperrt wird. Dies geschieht am Ende des Schweißvorgangs durch eine deutliche Verlängerung der Lichtbogenstrecke. Durch die erzwungene Lichtbogenlöschung wird die maximale Länge begrenzt, wodurch gleichzeitig die Notwendigkeit entfällt, die Ausgangsleistung des IIST übermäßig zu erhöhen. Das Temperaturregime der leistungsstarken Transistoren des Wechselrichters wird mithilfe eines Temperatur-Strom-Wandlers VK1 gesteuert, der auf ihrem Kühlkörper montiert ist (siehe Abb. 1). Vom Widerstand R67 wird eine zur Temperatur des Kühlkörpers proportionale Spannung abgenommen und zwei Komparatoren zugeführt – Operationsverstärker DA4.3 und DA4.4. Der Kondensator C38 filtert Störungen. Die Betriebsschwellen der Komparatoren werden durch den Widerstandsspannungsteiler R64, R69-R71 eingestellt. Wenn der der Temperatur von +50 °C entsprechende Schwellenwert überschritten wird, öffnet die negative Spannung vom Ausgang des Operationsverstärkers DA4.4 über den Widerstand R73 den Transistor VT4. Relais K2 (siehe Abb. 1) wird aktiviert und schaltet den Gerätelüfter ein. Wenn die Temperatur weiter ansteigt und +85 °C erreicht, gelangt die negative Spannung vom Ausgang des Operationsverstärkers DA4.3 über die Diode VD18 in den Schweißstrom-Steuerkreis und reduziert ihn auf 5 A. Nach dem Abkühlen der Transistoren und Wenn ihre Wärme abgeführt wird, wird der normale Betrieb des IIST automatisch wiederhergestellt. Die Magnetkerne der Drosseln L1-L3 sind Ferritringe mit einem Außendurchmesser von 10 mm und einer anfänglichen magnetischen Permeabilität von 1000...2000. Die Wicklungen werden einlagig Windung für Windung mit gewöhnlichem isoliertem Installationsdraht mit einem Querschnitt von 0,1 mm2 gewickelt. Literatur
Autor: V. Volodin, Odessa, Ukraine
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