Verbesserung der technischen Eigenschaften von Funkempfängern. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik

Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Radioempfang

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Durch den Einsatz von VHF-Quarzfiltern, Schottky-Dioden und Hochleistungs-HF-Transistoren können Empfängerparameter wie Linearität und Spiegelselektivität deutlich verbessert werden. Acht Möglichkeiten zur Verbesserung von Funkempfängern werden beschrieben, darunter die Wahl einer hohen Zwischenfrequenz, die Verwendung separater AGC und Verstärkung, die Verwendung von Gegentakt-Frequenzwandlern, die Verwendung von Stufen für doppelt symmetrische Frequenzwandler mit Schottky-Dioden und die optimale Verteilung der AGC auf die Empfängerstufen.

Obwohl die Entwicklung von Radios in den Anfängen der elektronischen Technologie begann, gibt es immer noch Möglichkeiten, sie weiter zu verbessern. Neue Komponenten wie Meterwellenlängen-Kristallfilter, Pin-Dioden und Hochleistungs-Hochfrequenztransistoren ermöglichen es, sich von einigen etablierten Konzepten zu lösen und Empfänger mit weniger Verzerrungen, besserer Bildselektivität und hoher Linearität zu entwickeln.

Besonders greifbare Vorteile können im Bereich von 2–30 MHz realisiert werden, jedoch sind viele der vorgeschlagenen Verfahren auf Empfänger anwendbar, die bei anderen Frequenzen arbeiten.

Der erste Schritt beim Entwurf eines Empfängers ist die Erstellung eines Blockdiagramms, auf dem für jeden Block die zu erwartenden Rauschzahlen und Verluste notiert sind (Verluste sind auch Quellen für zusätzliches Rauschen). Damit ist es möglich, die Rauschzahl des gesamten Empfängers zu berechnen. Beispielsweise im Blockschaltbild des Empfängers in Abb. 1 beträgt die Rauschzahl, bestimmt durch Summieren von Rauschen und Dämpfung, 8 dB.

Reis. 1. Anhand des Blockdiagramms des Empfängers können Sie die Verstärkungen der einzelnen Stufen und die Rauschzahl des Empfängers ermitteln (zum Vergrößern anklicken).

Die Rauschzahl des gesamten Empfängers wird ermittelt, indem Rauschzahl, Verstärkung und Dämpfung (in Dezibel) der einzelnen Stufen aufsummiert werden. Um einen großen Dynamikbereich zu erhalten, muss die Verstärkung so niedrig wie nötig sein, um den Verlust zu kompensieren.

Jede Stufe muss hinsichtlich Dynamikbereich und Rauschzahl optimiert werden. Der maximale Dynamikbereich wird erreicht, wenn die Verstärkungen der HF- und ZF-Stufen den zur Kompensation von Verlusten erforderlichen Mindestwert aufweisen. Wie aus dem Blockschaltbild ersichtlich, werden Verluste von 0,5 dB im Eingangskreis und AGC-Dämpfungsglied, 6,5 dB im Frequenzumsetzer und 4,5 dB im ZF-Filter durch eine Verstärkung von etwa 11 dB im HF-Verstärker kompensiert. Es ist zu beachten, dass der zweite Frequenzumrichter am empfindlichsten auf Überlastung reagiert, da die Mindestbandbreite des Quarzfilters ±3,5 kHz beträgt und daher in dieser Stufe höhere Spannungen in einem schmalen Frequenzband konzentriert werden.

Nach Auswahl der Hauptparameter des Blockdiagramms kann der Entwickler mit dem Entwurf einzelner Kaskaden fortfahren. In diesem Stadium können die Vorteile der neuen Komponenten realisiert werden. Betrachten Sie die Reihenfolge der Möglichkeiten zur Verbesserung des Empfängers.

1. Um eine bessere Selektivität über den Spiegelkanal zu erhalten, muss die Zwischenfrequenz höher sein als der Empfangsfrequenzbereich

In der Vergangenheit lag bei Doppel- oder Dreifachumwandlungsempfängern jede der zwei bzw. drei Zwischenfrequenzen unterhalb der Frequenzen des empfangenen Bandes, und die Empfängerselektivität wurde hauptsächlich durch Schaltungen bestimmt, die auf der niedrigsten Zwischenfrequenz (oft 455 kHz) arbeiteten. . Dies erklärt sich dadurch, dass die damals verfügbaren Bauelemente nur bei niedrigen Zwischenfrequenzen die geforderte Selektivität bieten konnten. Bei einer niedrigen ersten Zwischenfrequenz wird jedoch das Problem der Dämpfung des Bildkanalrauschens schwieriger. Die am Eingang wirkenden Rauschfrequenzen nach dem Wandler, an dem die Lokaloszillatorspannung anliegt, können in den Durchlassbereich der ZF fallen. Bei einer ZF von 1 MHz sinkt die Dämpfung der Bildkanalstörung, obwohl sie bei der niedrigsten Empfangsfrequenz (80 MHz) 2 dB beträgt, bei 30 MHz auf 30 dB ab. Beispielsweise hat beim Empfang eines Signals mit einer Frequenz von 30 MHz die Störung auf dem Bildkanal eine Frequenz von 32 MHz, was nahe an der Frequenz des empfangenen Signals liegt und durch das Eingangsfilter nicht ausreichend gedämpft werden kann. Gleichzeitig ist beim Empfang mit einer Frequenz von 2 MHz die Störfrequenz von 4 MHz doppelt so hoch wie die Eingangsfrequenz, was für eine gute Selektivität gegenüber dem Spiegelkanal sorgt. Um die Störungen auf dem Bildkanal zu dämpfen, die Frequenzen nahe den empfangenen haben, versuchten die Entwickler, Tracking-Bandpassfilter in den Vorwählern zu verwenden, was die Kosten des Empfängers erhöhte.

Der lokale Oszillator muss in einem Bereich abgestimmt werden, der in seiner Breite gleich dem Frequenzbereich der Eingangssignale ist. Bei einem Empfänger mit einem Bereich von 2–30 MHz sollte das Abdeckungsverhältnis des Lokaloszillators also 1:15 betragen. Dieses Überlappungsverhältnis kann komplexe mechanische Anordnungen erfordern, um die Einstellungen der Eingangs- und Lokaloszillatorschaltung genau anzupassen. Mit derzeit verfügbaren Quarzfiltern im Meterwellenbereich (30 - 120 MHz) in den ZF-Kaskaden können die oben genannten Probleme gelöst werden. Durch die Wahl einer Zwischenfrequenz oberhalb der Frequenzen des Arbeitsbereichs ist es möglich, in einem Empfänger mit einem Bereich von 2–30 MHz ein elliptisches Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von beispielsweise 31 MHz zu verwenden. In diesem Fall werden Störungen mit Frequenzen oberhalb des Arbeitsbereichs um 80 dB gedämpft, und die Selektivität über den Spiegelkanal hängt nicht von der Frequenz der empfangenen Signale ab. Derselbe Filter dämpft die Strahlung des lokalen Oszillators, sodass Sie mehrere Empfänger in geringem Abstand voneinander platzieren können. Wenn die Zwischenfrequenz beispielsweise 40 MHz beträgt, sollte der lokale Oszillator den Bereich 42–70 MHz abdecken (in einem Empfänger mit einem Bereich von 2–30 MHz); daher ist das Überlappungsverhältnis kleiner als 1:2. Dies vereinfacht den Aufbau des lokalen Oszillators erheblich und verringert die Wahrscheinlichkeit, dass die Wechselwirkung von Harmonischen des lokalen Oszillators mit den Eingangssignalen im Frequenzumsetzer zur Bildung von Interferenzen führt, die in die Empfängerbandbreite fallen.

2. Die Verwendung getrennter Stufen für AGC und Verstärkung, um Verzerrungen zu reduzieren.

In der Vergangenheit wurden Vakuumröhren sowohl zur Verstärkung als auch zur AGC verwendet. Aufgrund der Nichtlinearität der Lampeneigenschaften trat jedoch eine Intermodulationsverzerrung auf, wenn die AGC-Spannung angelegt wurde. Gleiches gilt für die Verwendung von Bipolar- und Feldeffekttransistoren. Wenn die Verstärkung und die AGC in getrennten Stufen ausgeführt werden, dann ist es möglich, den optimalen Modus für jede von ihnen bereitzustellen. So können Sie beispielsweise für AGC ein Dämpfungsglied für PIN-Dioden verwenden. zwischen dem Eingangstiefpassfilter und dem HF-Verstärker angeschlossen, wie in Abb. 1 gezeigt. Das Dioden-Dämpfungsglied muss konstante Eingangs- und Ausgangsimpedanzen haben, andernfalls ändert jede Änderung der Lastimpedanz die Eigenschaften des Filters, und eine Änderung der Quellenimpedanz, die den Verstärker antreibt, verursacht eine Änderung des Rauschens und der Verzerrung darin. Auf Abb. 2 zeigt das Dämpfungsglied, das eine herkömmliche Doppel-T-Brücke auf PIN-Dioden ist. Die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen eines solchen Dämpfungsglieds werden konstant gehalten. Zu diesem Zweck wird ein Differenzverstärker verwendet, der für eine geeignete Umverteilung der Ströme in den Ausgängen des Dämpfungsglieds sorgt (die Summe der Kollektorströme muss unverändert bleiben).

Reis. 2. Fünf Pin-Dioden, die in einer Doppel-T-Brückenschaltung verbunden sind, wirken als Dämpfungsglied. Um die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen konstant zu halten, muss die Summe der Kollektorströme der Transistoren konstant gehalten werden.

3. Die Verwendung von Push-Pull-HF-Verstärkern an leistungsstarken Transistoren mit tiefer Rückkopplung zur Reduzierung von Verzerrungen

In den meisten älteren Receivern galten nur wenige Röhren als ausreichend linear für den Einsatz in Eingangsverstärkern im Class-A-Modus.Die Konstrukteure nutzten die Eigenschaften dieser Röhren, um eine geringe Intermodulationsverzerrung zu erreichen. Derzeit werden lineare Hochleistungs-Hochfrequenztransistoren hergestellt, die in High-DC-Modi mit starker Strom- und Spannungsrückkopplung (die in der Praxis selten verwendet werden) eine noch bessere Linearität als Lampen bieten können. Auf Abb. 3 zeigt ein Diagramm eines solchen Verstärkers, der auf leistungsstarken linearen Transistoren im Dezimeterwellenbereich aufgebaut ist.

Reis. 3 (zum Vergrößern anklicken). Auf zwei leistungsstarken Hochfrequenztransistoren können Sie einen Verstärker mit guter Linearität aufbauen. Zur Linearisierung des Verstärkers wird eine Rückkopplung verwendet, die durch einen Emitterwiderstand ohne Shunt-Kondensator, Kollektor-Basis-Widerstände und Kollektor-Basis-Übertrager erzeugt wird. Die Kurven veranschaulichen die Abnahme der Nichtlinearität.

Ein Gegentaktverstärker dämpft Nichtlinearitätsprodukte zweiter Ordnung um 40 dB relativ zu einem Eintaktverstärker. Die Verstärkung hängt von der Tiefe der Rückkopplung ab und in der Variante von Abb. 3 entspricht 11 dB. Die Einführung von Feedback reduziert die Verstärkung um 40 dB und erweitert gleichzeitig den Dynamikbereich. Der Verstärker verwendet drei Arten der Rückkopplung: Die Stromrückkopplung erfolgt durch einen 6,8-Ohm-Emitterwiderstand ohne Bypass-Kondensator; ein zwischen Kollektor und Basis geschalteter 330-Ohm-Widerstand ohne Shunt-Kondensator sorgt für Spannungsrückkopplung. Da diese Rückkopplungen die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen ändern, wird auch eine Transformatorrückkopplung eingeführt, wodurch die Ausgangs- und Eingangsimpedanzen gleich 50 Ohm sind. Gleichzeitig ist die a.s.v.s. Verstärker 1,2 im Frequenzbereich von 100 kHz bis fast 200 MHz nicht überschreitet. Die Vorteile dieses neuen Typs von HF-Verstärker werden am besten durch seine in Abb. 3. Bei einer Eingangsleistung von -27 dBm (zwei Sinussignale mit Amplituden von jeweils 20 mV) beträgt die Verstärkung 12 dB. Bei einem solchen Eingangssignal überschreitet der Pegel der Intermodulationsprodukte zweiter Ordnung (f1 ± f2) in einer Kaskade mit einem Zyklus nicht –65 dB und der Produkte dritter Ordnung (f1 ± 2f2) –100 dB. Im Gegentaktverstärker werden die nichtlinearen Produkte zweiter Ordnung weiter auf -105 dB reduziert. Der Nichtlinearitätsproduktpegel dritter Ordnung erreicht den gewünschten Ausgangspegel bei +22 dBm Eingangsleistung.

4. Anwendung von doppelt symmetrischen Frequenzumrichtern mit Schottky-Dioden

Die Vorteile von Gegentaktwandlern gegenüber Single-Cycle-Wandlern sind bekannt (hohe Empfindlichkeit, geringe Verzerrung), aber die hohen Kosten verhindern ihre weite Verbreitung. Gegenwärtig werden rauscharme Konversionsdioden auf heißen Trägern (Schottky-Dioden) zu einem erschwinglichen Preis hergestellt. Es ist anzumerken, dass derzeit auch doppelt abgeglichene Wandler auf der Basis von Feldeffekttransistoren produziert werden. Solche Wandler bieten eine gute Unterdrückung von Nichtlinearitätsprodukten dritter Ordnung, aber aufgrund der schlechten Anpassung von Feldeffekttransistoren ist die Dämpfung von Nichtlinearitätsprodukten zweiter Ordnung in ihnen 20–30 dB schlechter als bei Schottky-Dioden. Außerdem begrenzen FETs Signale auf niedrigere Pegel als Schottky-Dioden.

Der Hauptvorteil von Schottky-Diodenmischern besteht darin, dass sie im Vergleich zu herkömmlichen Silizium- oder Germaniumdioden eine bessere Anpassung ermöglichen. Solche Mischer können bei einer höheren Spannung des lokalen Oszillators arbeiten. Dem Schottky-Diodenrauschen fehlt die 1/f2-Komponente, die verhindert, dass Siliziumdioden bei niedrigen Frequenzen verwendet werden. Um die Eigenschaften des Frequenzumrichters zu optimieren, werden die in Abb. 4, a und b. Manchmal enthält der Konverter bis zu 64 Dioden (16 in jedem Abschnitt). Der zweite Konverter in Anwendung gemäß dem Blockschaltbild von Fig. 1 verarbeitet größere Signale als der erste, daher sollte er einen größeren Dynamikbereich haben. In dem Konverter gemäß dem Schema von fig. 4, und dies wird erreicht, indem Reihenwiderstände eingeschlossen werden und eine Gegentaktschaltung verwendet wird.

Reis. 4. Durch Einfügen von Widerständen in Reihe mit den Diodenbrücken in einem Gegentakt-Frequenzumrichter können Sie den Dynamikbereich bei hohen Signalpegeln beibehalten (a). Der Trafo im unteren Kreis dient zur Unterdrückung von Störsignalen.

Zu beachten ist, dass Vorwiderstände die Mischerverluste von 6,5 auf 8 dB erhöhen. In dem Konverter gemäß dem Schema von fig. In 4b wird ein Hybridtransformator verwendet, um Seitenkanalstörungen zu unterdrücken.

5. Verwendung von Quarzfiltern mit geringen Verlusten, um eine hohe Selektivität in den Stufen der ersten Zwischenfrequenz (Meterwellen) und eine effektive Dämpfung von Störungen im Spiegelkanal zu erreichen.

Bis vor kurzem war es unmöglich, Quarzfilter mit hoher Selektivität und geringer Einfügungsdämpfung in Massenproduktion herzustellen. Auf Abb. 5a zeigt den für moderne Quarzfilter typischen Frequenzgang. Da die Dämpfung der Bildkanalinterferenz zwischen der ersten und der zweiten Zwischenfrequenz durch die Steigung des Frequenzgangs des Filters bestimmt wird, kann die Bildkanalselektivität bis zu 80 dB betragen. Der Preis eines solchen Filters betrug kürzlich 400 $, und jetzt ist er in der Massenproduktion auf 50 $ gefallen.. Alte mechanische Filter (mit einem magnetostriktiven Wandler) führten aufgrund der Nichtlinearität des Wandlers zu einer starken Intermodulationsverzerrung. In modernen mechanischen Filtern werden piezoelektrische Wandler verwendet, um die Nichtlinearität zu reduzieren. Ähnliche Effekte können bei Quarzfiltern auftreten, wenn der ferromagnetische Kern des Eingangsübertragers bei niedrigen Signalpegeln in die Sättigung geht. Um die Nichtlinearität zu reduzieren, können Sie das Schema von Abb. 5 B. Die Tests werden mit zwei Signalen mit einer Amplitude von 1 V durchgeführt, die an den 50-Ohm-Filtereingang angelegt werden; während der Pegel des Störsignals -80 dB nicht überschreiten sollte.

Reis. 5 (zum Vergrößern anklicken). Mit Quarzfiltern erreichen Sie geringe Verluste und steile Flanken im Frequenzgang (die untere Kurve ist zur besseren Übersichtlichkeit gegenüber der Mittenfrequenz gestreckt). Die in der Abbildung gezeigte Schaltung verwendet denselben Filtertyp, der auf dieselbe Betriebsfrequenz abgestimmt ist.

6. Doppelte Frequenzumwandlung, zusammen mit nicht abstimmbaren Tiefpassfiltern, ermöglicht es Ihnen, die Bandbreite anzupassen, ohne die Steilheit der Flanke des Frequenzgangs zu verändern.

Das Erzielen eines rechteckigen Frequenzgangs der ZF unter Verwendung schmaler Bandpassfilter war schon immer ein ernstes Problem. Das neue Schema des doppelt invertierten Eingangsspektrums kann Tiefpassfilter anwenden, während die Steigung des Frequenzgangs der ZF unabhängig von der Bandbreite ist. Ein zusätzlicher Vorteil von Tiefpassfiltern ist, dass die Einschwingzeit halb so lang ist wie bei Bandpassfiltern. Dadurch werden unerwünschte Schwankungen der Filter bei gepulsten Signalen eliminiert. Das Wesen der Methode wird durch das Diagramm (Abb. 6) veranschaulicht.

Reis. 6 (zum Vergrößern anklicken). Die Bandbreite des ZF-Empfängers hängt vom Frequenzversatz zwischen den beiden Lokaloszillatoren ab, die auf der zweiten Zwischenfrequenz arbeiten. Das Eingangssignal wird im Bereich von 52-64 kHz zweimal frequenzumgesetzt, und steile Filter bei 64 kHz bilden die Fronten des Frequenzgangs der ZF.

Die Selektivität des Empfängers wird hauptsächlich durch den Weg der zweiten Zwischenfrequenz 525 kHz bestimmt. Die Bandbreite der zweiten Zwischenfrequenz und damit die Bandbreite des Empfängers insgesamt ist zwischen 150 Hz - 12 kHz einstellbar. Die Wahl der Bandbreite erfolgt dabei nicht durch Austausch des Filters, sondern durch Einstellen der Frequenzverschiebung zwischen den beiden Lokaloszillatoren. Ein 525-kHz-Signal mit einer maximalen Bandbreite von beispielsweise ±6 kHz (510–531 kHz) tritt anfänglich bei 467 kHz LO in den Frequenzumsetzer ein, was zu einem Signal führt, das 52 (525–6–467) bis 64 kHz (525+) umfasst 6-467). Das resultierende Signal wird einem Tiefpass-Quarzfilter zugeführt, dessen Frequenzgang bei 64 kHz einen scharfen Abfall aufweist (dieser Abfall bildet eine der Flanken des ZF-Frequenzgangs). Das vorgegebene Filter mit fester Grenzfrequenz wird nur einmal eingestellt. Anschließend wird das Signalspektrum mit einer Bandbreite von 52–64 kHz wieder auf die Mittenfrequenz von 525 kHz übertragen und erneut mit einer Lokaloszillatorfrequenz von 583 kHz dem Konverter zugeführt. In diesem Fall kehrt das Signal in den Bereich von 52–64 kHz zurück, jedoch mit einem invertierten Spektrum (Spektrumskomponenten, die zuvor an der Bandbreitengrenze von 64 kHz lagen, liegen jetzt 12 kHz unterhalb dieser Grenze). Ein Filter mit einer Grenzfrequenz von 64 kHz unterdrückt Signalanteile, die bei der ersten Wandlung an der 52-kHz-Grenze lagen. Das so gewonnene, hochselektiv gefilterte Signal wird wieder über das Spektrum auf eine Frequenz von 525 kHz übertragen und detektiert.

Es ist zu beachten, dass die Flanken des Frequenzgangs der ZF unverändert bleiben und die Bandbreite reduziert wird, indem die Frequenzverschiebung zwischen den beiden lokalen Oszillatoren angepasst wird. So werden beispielsweise bei einer Bandbreite von 2 kHz die lokalen Oszillatoren auf Frequenzen von 462 kHz (525 + 1-64) und 588 (525-1 + 64) abgestimmt. Dadurch, dass die Bandkanten durch den Tiefpass geformt werden, ist der Frequenzgang auch bei einer Bandbreite von 150 Hz nahezu rechteckförmig. Das beschriebene Verfahren stellt die Symmetrie des Phasengangs oder der Gruppenlaufzeitcharakteristik bezüglich der Mittenfrequenz sicher. Quarz- oder mechanische Filter, die üblicherweise in ZF verwendet werden, sind Tschebyscheff-Filter mit einem nichtlinearen Phasengang. Gleichzeitig können Tiefpassfilter vom Bessel-Typ die erforderliche Linearität bereitstellen.

7. Unter den Faktoren, die den Dynamikbereich des Empfängers verschlechtern, müssen die Rauschseitenbänder des lokalen Oszillators berücksichtigt werden

Die Rauschseitenbänder des LO-Spektrums können den Dynamikbereich des Empfängers aufgrund eines als Blockierung bezeichneten Effekts erheblich verschlechtern. LO-Rauschen kann starke Eingangssignale in der Nähe des empfangenen Signals stören, was zu Rauschen im ZF-Durchlassband führt, das das gewünschte Signal stört und das Signal-Rausch-Verhältnis verringert. Starke Sperrverzerrungen können bei Signalpegeln deutlich unterhalb der 3-dB-Kompressionsschwelle (ein weiterer Dynamikbereichsparameter) auftreten. Die 3-dB-Kompressionsschwelle entspricht dem Auftreten einer merklichen Kreuzmodulation und tritt normalerweise bei höheren Signalamplituden als der Blocking-Effekt auf. Von Abb. In Abbildung 7 ist beispielhaft zu sehen, dass bei einer spektralen Seitenbandrauschdichte von 145 dB/Hz (20 kHz Offset von der LO-Mittenfrequenz) und einer Empfängerrauschzahl von 10 dB eine Empfängerblockierung von 3 dB auftritt bei einer Eingangsspannung von etwa 50 mV, während die 3-dB-Kompressionsschwelle einer Signalamplitude von etwa 1 V entspricht.

Reis. 7. Eingangsspannung entsprechend einer Sperrwirkung von 3 dB, abhängig vom Seitenbandrauschen des Lokaloszillators, das von den Signalen am Eingang umgesetzt wird, und vom Gesamtrauschmaß des Empfängers.

Bei der Verwendung eines Frequenzsynthesizers als lokaler Oszillator ist es außerdem notwendig, Störsignale zu eliminieren, da sie wie Rauschseitenbänder die Leistung des Empfängers verschlechtern können.

8. Richtige Verteilung der AGC über die Empfängerstufen, um einen maximalen Dynamikbereich zu erhalten

Der Dynamikbereich des Empfängers hängt vom niedrigsten Signalpegel ab, bei dem die AGC-Spannung an das HF-Dämpfungsglied angelegt wird. Bis der Signalpegel in der Antenne einen Wert erreicht, der einem Signal-Rauschabstand von 48 dB entspricht, sollte die AGC nur in der ZF arbeiten (Bild 8).

Reis. 8. AGC-Schaltungen erhöhen das Signal-Rausch-Verhältnis (die vertikale Differenz zwischen zwei Kurven). Um einen großen Dynamikbereich zu erhalten, sollte die AGC-Eingangsdämpfung erst aktiviert werden, wenn der Signal-Rausch-Abstand 48 dB erreicht.

Danach soll das AGC-Dämpfungsglied zum Einsatz kommen, das den zweiten Wandler vor Überlastung schützt. Wenn das AGC-Dämpfungsglied bei kleineren Signalen zu arbeiten beginnt, wird nicht nur das Signal-Rausch-Verhältnis sinken, sondern auch die Stabilität der AGC kann sich verschlechtern. Der AGC-Kreis muss sorgfältig als geschlossenes Regelkreissystem analysiert werden, beispielsweise unter Verwendung eines Nyquist-Hodographen, um seine Parameter zu optimieren.

Literatur

1. Acht Wege zum besseren Design von Funkempfängern, S. 87-91

Veröffentlichung: N. Bolschakow, rf.atnn.ru

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