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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Eingangskreise und HF-Empfänger. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Radioempfang Wie wir bereits im ersten Kapitel herausgefunden haben, muss die Eingangsschaltung zur Erhöhung der Empfindlichkeit und echten Selektivität eines Überlagerungsempfängers einen Leistungsübertragungskoeffizienten nahe Eins im Betriebsfrequenzbereich und eine möglichst starke Dämpfung des Ausgangs bieten. Of-Band-Signale. All dies sind die Eigenschaften eines idealen Bandpassfilters, daher muss die Eingangsschaltung in Form eines Filters implementiert werden. Die oft verwendete Single-Loop-Eingangsschaltung erfüllt die Anforderungen am schlechtesten. Um die Selektivität zu erhöhen, ist es notwendig, den geladenen Qualitätsfaktor der Schaltung zu erhöhen, wodurch ihre Verbindung mit der Antenne und dem Mischer oder URF geschwächt wird. Aber dann wird fast die gesamte Leistung des empfangenen Signals in der Schaltung verbraucht und nur ein kleiner Teil davon gelangt in den Mischer oder URF. Der Kraftübertragungskoeffizient wird niedrig sein. Wenn die Schaltung jedoch stark mit der Antenne und dem Mischer verbunden ist, sinkt die belastete Güte der Schaltung und sie dämpft die Signale von Stationen, die in der Frequenz benachbart sind, leicht. Aber neben den Amateurbands arbeiten auch sehr leistungsfähige Sender. In den einfachsten Überlagerungsempfängern kann in niederfrequenten KB-Bändern, in denen die Signalpegel recht hoch sind, eine einzelne Eingangsschaltung als Vorselektor verwendet werden. Die Kommunikation mit der Antenne sollte einstellbar sein und die Schaltung selbst sollte einstellbar sein, wie in Abb. 1. Bei Störungen durch leistungsstarke Sender können Sie die Verbindung zur Antenne schwächen, indem Sie die Kapazität des Kondensators C1 verringern, wodurch die Selektivität des Stromkreises erhöht und gleichzeitig die Verluste darin erhöht werden, was gleichbedeutend mit ist Einschalten des Dämpfers. Die Gesamtkapazität der Kondensatoren C2 und C3 beträgt etwa 300 ... 700 pF, diese Spulen sind abhängig von der Reichweite.
Wesentlich bessere Ergebnisse werden durch am Ein- und Ausgang angepasste Bandpassfilter erzielt. In den letzten Jahren gab es einen Trend, schaltbare Bandpassfilter auch am Eingang professioneller Breitband-Kommunikationsempfänger einzusetzen. Verwenden Sie Oktav- (selten), Halboktaven- und Vierteloktavenfilter. Das Verhältnis der oberen Frequenz ihrer Bandbreite zur unteren ist jeweils gleich 2; 1,41 (Quadratwurzel aus 2) und 1,19 (vierte Wurzel aus 2). Je schmaler die Eingangsfilter sind, desto höher ist natürlich die Störfestigkeit des Weitbereichsempfängers, allerdings steigt die Anzahl der geschalteten Filter deutlich an. Bei Empfängern, die nur für Amateurbänder ausgelegt sind, entspricht die Anzahl der Eingangsfilter der Anzahl der Bänder, und ihre Bandbreite wird gleich der Bandbreite gewählt, normalerweise mit einem Spielraum von 10 ... 30%. Bei Transceivern empfiehlt es sich, Bandpassfilter zwischen Antenne und Empfangs-/Sendeumschalter der Antenne einzubauen. Wenn der Leistungsverstärker des Transceivers breit genug ist, wie es bei einem Transistorverstärker der Fall ist, kann sein Ausgang viele Oberwellen und andere Außerbandsignale enthalten. Ein Bandpassfilter hilft, sie zu unterdrücken. Die Forderung nach einem Filterleistungsübertragungskoeffizienten nahe Eins ist in diesem Fall besonders wichtig. Die Filterelemente müssen in der Lage sein, der Blindleistung zu widerstehen, die ein Vielfaches der Nennleistung des Senders des Transceivers beträgt. Es empfiehlt sich, den Wellenwiderstand aller Bandfilter gleich und gleich dem Wellenwiderstand der Zuleitung 50 bzw. 75 Ohm zu wählen.
Das klassische Schema des L-förmigen Bandpassfilters ist in Abb. 2a dargestellt. Seine Berechnung ist denkbar einfach. Zuerst wird der äquivalente Qualitätsfaktor Q = fo/2Df bestimmt, wobei fo die Mittenfrequenz des Bereichs ist, 2Df die Filterbandbreite ist. Die Induktivität und Kapazität des Filters werden durch die Formeln gefunden:
wobei R die charakteristische Impedanz des Filters ist. Am Ein- und Ausgang muss das Filter mit Widerständen gleich der Kennlinie belastet werden, sie können die Eingangsimpedanz des Empfängers (oder der Ausgang des Senders) und die Antennenimpedanz sein. Eine Fehlanpassung von bis zu 10...20% hat praktisch wenig Einfluss auf die Eigenschaften des Filters, aber die Differenz zwischen dem Lastwiderstand und dem charakteristischen Widerstand um ein Vielfaches verzerrt die Selektivitätskurve stark, hauptsächlich im Durchlassbereich. Wenn der Lastwiderstand kleiner als der charakteristische ist, kann er über einen Spartransformator an den Abgriff der L2-Spule angeschlossen werden. Der Widerstand nimmt in k ab2 mal, wobei k das Einschaltverhältnis ist, das gleich dem Verhältnis der Anzahl der Windungen vom Ausgang zum gemeinsamen Draht zur Gesamtzahl der Windungen der Spule L2 ist. Die Selektivität einer L-förmigen Verbindung kann unzureichend sein, dann werden zwei Verbindungen in Reihe geschaltet. Verbindungen können entweder in parallelen Zweigen miteinander oder in Reihe verbunden werden. Im ersten Fall erhält man einen T-förmigen Filter, im zweiten einen U-förmigen. Die L- und C-Elemente der verbundenen Zweige werden zusammengeführt. Als Beispiel zeigt Abb. 2b einen U-förmigen Bandpassfilter. Die Elemente L2C2 blieben gleich und die Elemente der Längszweige wurden zu einer Induktivität 2L und einer Kapazität C1/2 zusammengefasst. Es ist leicht zu erkennen, dass die Abstimmfrequenz der resultierenden Reihenschaltung (wie auch der übrigen Filterschaltungen) gleich blieb und der mittleren Frequenz des Bereichs entsprach. Oft stellt sich bei der Berechnung von Schmalbandfiltern heraus, dass der Wert der Kapazität des Längszweigs C1 / 2 zu klein und die Induktivität zu groß ist. In diesem Fall kann der Längszweig mit den Abgriffen der Spulen L2 verbunden werden, was die Kapazität um 1/k erhöht2 mal, und die Induktivität verringert sich um den gleichen Betrag.
Bei HF-Filtern kann es praktisch sein, nur parallele Schwingkreise zu verwenden, die über einen Ausgang an eine gemeinsame Leitung angeschlossen sind. Das Schema eines Zweischleifenfilters mit externer kapazitiver Kopplung ist in Abb. 3 dargestellt. Die Induktivität und Kapazität der Parallelschaltungen werden durch die Formeln (1) für L2 und C2 berechnet, und die Kapazität des Kopplungskondensators sollte C3=C2/Q betragen. Die Schaltkoeffizienten der Filterausgänge hängen vom erforderlichen Eingangswiderstand Rin und dem Wellenwiderstand des Filters R ab: k2=Rin/R. Die Einschaltkoeffizienten auf beiden Seiten des Filters können unterschiedlich sein, wodurch eine Anpassung an die Antenne und den Empfängereingang oder Senderausgang bereitgestellt wird. Um die Selektivität zu erhöhen, können drei oder mehr identische Stromkreise nach dem Schema von Abb. 3 eingeschaltet werden, wodurch die Kapazitäten der Koppelkondensatoren C3 um das 1,4-fache reduziert werden.
Die theoretische Selektivitätskurve eines Filters mit drei Schleifen ist in Abb. 4 dargestellt. Horizontal ist die relative Verstimmung x = 2DfQ/fo aufgetragen, vertikal die durch das Filter eingebrachte Dämpfung. Im Transparenzband (x < 1) ist die Dämpfung Null und der Leistungsübertragungskoeffizient Eins. Dies ist verständlich, wenn wir berücksichtigen, dass die theoretische Kurve für verlustfreie Elemente mit einem unendlichen Designqualitätsfaktor konstruiert wird. Ein echtes Filter führt auch eine gewisse Dämpfung in das Durchlassband ein, was mit Verlusten in den Filterelementen, hauptsächlich in den Spulen, verbunden ist. Die Verluste im Filter nehmen mit steigender konstruktiver Güte der Spulen Q0 ab. Beispielsweise überschreiten bei Q0 = 20Q die Verluste selbst in einem Filter mit drei Schleifen nicht 1 dB. Die Dämpfung außerhalb des Durchlassbereichs steht in direktem Zusammenhang mit der Anzahl der Filterschleifen. Bei einem Filter mit zwei Schleifen beträgt die Dämpfung 2/3, wie in Abb. 4 angegeben, und bei einer Eingangsschaltung mit einer Schleife 1/3. Für das U-förmige Filter Abb. 3b ist die Selektivitätskurve Abb. 4 ohne Korrektur geeignet.
Ein praktisches Schema eines dreischleifigen Filters mit einer Bandbreite von 7,0...7,5 MHz und seine experimentell gemessene Charakteristik sind in den Fig. 5 bzw. 6 gezeigt. Das Filter ist nach der beschriebenen Methode für den Widerstand R = 1,3 kOhm berechnet, wurde aber auf den Eingangswiderstand des Überlagerungs-Empfangsmischers 2 kOhm geladen. Die Selektivität nahm leicht zu, aber im Durchlassband traten Spitzen und Einbrüche auf. Die Filterspulen sind Windung zu Windung auf Rahmen mit einem Durchmesser von 10 mm mit PEL 0,8 Draht gewickelt und enthalten jeweils 10 Windungen. Ab der zweiten Windung erfolgt der Rückzug der Spule L1 zur Anpassung an den Widerstand der Antennenzuleitung 75 Ohm. Alle drei Spulen sind in getrennten Schirmen eingeschlossen (zylindrische „Tassen“ aus Aluminium aus Lampentafeln mit neun Stiften). Die Filterabstimmung ist einfach und läuft darauf hinaus, die Schaltungen mit Spulentrimmern auf Resonanz abzustimmen.
Besonderes Augenmerk sollte auf die Erzielung des maximalen konstruktiven Gütefaktors der Filterspulen gelegt werden. Eine besondere Miniaturisierung sollte nicht angestrebt werden, da die Güte mit zunehmender geometrischer Abmessung der Spule steigt. Aus dem gleichen Grund ist es unerwünscht, einen zu dünnen Draht zu verwenden. Eine Versilberung des Drahtes macht sich nur auf hochfrequenten KW-Bändern und auf VHF mit einer konstruktiven Güte der Spule von mehr als 100 bemerkbar. Es empfiehlt sich, Litze nur zum Wickeln von Spulen im Bereich von 160 und 80 m zu verwenden. Geringere Verluste im versilberten Draht und in der Litze sind darauf zurückzuführen, dass hochfrequente Ströme nicht in die Dicke des Metalls eindringen, sondern nur in einer dünnen Oberflächenschicht des Drahts fließen (der sogenannte Skin-Effekt). Ein perfekt leitender Schirm verringert nicht den Qualitätsfaktor der Spule und eliminiert auch Energieverluste in den Objekten, die die Spule umgeben. Echte Siebe führen zu gewissen Verlusten, daher ist es ratsam, einen Siebdurchmesser zu wählen, der mindestens 2-3 Spulendurchmessern entspricht. Gleichzeitig nimmt auch die Induktivität in geringerem Maße ab. Der Hauptzweck von Abschirmungen besteht darin, parasitäre Verbindungen zwischen Elementen zu beseitigen. Es macht beispielsweise keinen Sinn, von einer Dämpfung von mehr als 20 ... 30 dB zu sprechen, wenn die Filterdetails nicht abgeschirmt sind und das Signal von den Eingangskreisen zu den Ausgangskreisen induziert werden kann. Der Schirm sollte aus einem gut leitenden Material sein (Kupfer, Aluminium ist etwas schlechter). Das Lackieren oder Verzinnen der Innenflächen des Bildschirms ist nicht gestattet. Diese Maßnahmen ermöglichen Spulen mit außergewöhnlich hohem Gütefaktor, die beispielsweise in Spiralresonatoren implementiert werden. Im 144-MHz-Bereich können 700 ... 1000 erreicht werden. Abbildung 7 zeigt den Aufbau eines 144-MHz-Bandpassfilters mit zwei Hohlräumen, der für den Einbau in eine 75-Ohm-Zuleitung ausgelegt ist. Die Resonatoren sind in rechteckigen Schirmen mit einer Größe von 25 x 25 x 50 mm montiert, die aus Kupferblech, Messing oder Platten aus doppelseitiger Glasfaserfolie gelötet sind. Die innere Schallwand hat ein Verbindungsloch von 6 x 12,5 mm. An einer der Stirnwände sind Air-Tuning-Kondensatoren befestigt, deren Rotoren mit dem Schirm verbunden sind. Die Resonatorspulen sind rahmenlos. Sie bestehen aus versilbertem Draht mit einem Durchmesser von 1,5 ... 2 mm und haben 6 Windungen von 15 mm Durchmesser, gleichmäßig gedehnt auf eine Länge von etwa 35 mm. Ein Ausgang der Spule ist mit dem Stator des Trimmerkondensators verlötet, der andere mit dem Schirm. Die Abgriffe zum Ein- und Ausgang des Filters bestehen aus 0,5 Windungen jeder Spule. Die Bandbreite des abgestimmten Filters beträgt etwas mehr als 2 MHz, die Einfügungsdämpfung wird in Zehntel Dezibel berechnet. Die Filterbandbreite kann durch Ändern der Größe des Kopplungslochs und Auswahl der Position der Spulenabgriffe angepasst werden.
Auf höherfrequenten VHF-Bändern empfiehlt es sich, die Spule durch ein gerades Stück Draht oder Rohr zu ersetzen, dann wird aus dem Spiralresonator ein mit einer Kapazität beaufschlagter koaxialer Viertelwellenresonator, dessen Länge um l wählbar ist / 8, und die fehlende Länge bis zu einem Viertel der Wellenlänge wird durch eine Abstimmkapazität kompensiert. Bei besonders schwierigen Empfangsbedingungen auf den KB-Bändern wird die Eingangsschaltung bzw. das Filter des Überlagerungsempfängers schmalbandig abstimmbar gemacht. Um eine hohe Belastungsgüte und eine schmale Bandbreite zu erhalten, wird die Verbindung mit der Antenne und zwischen den Schaltungen minimal gewählt, und um die erhöhten Verluste zu kompensieren, wird ein Feldeffekttransistor-Verstärker verwendet. Seine Gate-Schaltung überbrückt die Schaltung wenig und mindert ihre Güte fast nicht. Aufgrund ihres niedrigen Eingangswiderstands und ihrer viel größeren Nichtlinearität ist es unpraktisch, Bipolartransistoren in URF zu installieren. Das URCH-Schema ist in Abb. 8 dargestellt. Ein abstimmbares Bandpassfilter mit zwei Schaltungen an seinem Eingang liefert die gesamte erforderliche Selektivität, daher ist eine nicht abstimmbare Schaltung L3C9 mit niedrigem Q, die durch den Widerstand R3 nebengeschlossen ist, in der Drain-Schaltung des Transistors enthalten. Dieser Widerstand wählt die Verstärkung der Kaskade aus. Aufgrund der geringen Verstärkung ist die Neutralisation der Passkapazität des Transistors nicht erforderlich.
Die Drain-Schaltung kann auch verwendet werden, um zusätzliche Selektivität zu erhalten, wenn der Shunt-Widerstand weggelassen wird und der Drain des Transistors mit dem Abgriff der Schleifenspule verbunden wird, um die Verstärkung zu verringern. Das Schema eines solchen URCh für eine Reichweite von 10 m ist in Abb. 9 dargestellt. Es bietet eine Empfängerempfindlichkeit von besser als 0,25 μV.Im Verstärker können die Doppelgatetransistoren KP306, KP350 und KP326 verwendet werden, die eine kleine Durchgangskapazität haben, was zur Stabilität des URF bei einer resonanten Last beiträgt.
Der Transistormodus wird eingestellt, indem die Widerstände R1 und R3 so ausgewählt werden, dass der von der Stromquelle verbrauchte Strom 4 ... 7 mA beträgt. Die Verstärkung wird durch Bewegen des L3-Spulenabgriffs ausgewählt und erreicht bei vollständig eingeschalteter Spule 20 dB.Die L2- und L3-Schleifenspulen sind auf K10X6X4-Ringe aus 30VCh-Ferrit gewickelt und haben 16 Windungen PELSHO 0,25-Draht. Kommunikationsspulen mit der Antenne und dem Mischer enthalten 3-5 Windungen desselben Drahtes. Es ist einfach, ein AGC-Signal in den Verstärker einzuführen, indem es an das zweite Gate des Transistors angelegt wird. Wenn das Potential des zweiten Gates auf Null reduziert wird, verringert sich die Verstärkung um 40...50 dB. Literatur
Autor: V.T.Polyakov; Veröffentlichung: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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