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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Funkempfänger Contest-RX. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Radioempfang Dieser Empfänger verfügt über bessere Parameter als der „Super-Test“-Empfänger, der vom Autor des Artikels zuvor entwickelt und in der Märzausgabe 2002 des Magazins veröffentlicht wurde. Es ist empfindlicher und hat einen besseren Dynamikbereich. Bei diesem Receiver wird Wert darauf gelegt, die Receiververstärkung stärker auf die Niederfrequenzstufen zu übertragen. Dies geschah bewusst, da es bei niedrigen Frequenzen einfacher ist, bei gleicher Elementbasis ein höheres Signal-Rausch-Verhältnis zu erzielen als bei hohen Frequenzen. Darüber hinaus ermöglichte das angewandte Schema der getrennten Verstärkungsregelung für UHF und ZF eine deutliche Steigerung der Empfangsqualität in den Niederfrequenzbereichen ohne Verschlechterung der Dynamik. Dem GPA im Empfänger wird große Aufmerksamkeit geschenkt. Es verwendet die Wakar-Schaltung, die eine erhöhte Frequenzstabilität aufweist. Die Montage des Generators auf Keramikständern (einschließlich der Verwendung von Keramik in Spulen und Kondensatoren) und die Verwendung eines Transistors mit kleinen Durchgangskapazitäten führten zu einer erhöhten Stabilität der VFO-Frequenz. Darüber hinaus wurde es möglich, eine thermische Kompensation nur in einem Bereich – 18 MHz – durchzuführen, wenn der gleiche Kondensatortyp mit TKE nahe Null verwendet wurde. Durch die Verwendung eines DAC-Systems in diesem Receiver entfällt die Idee, einen Multi-Detail- und verrauschten Frequenzsynthesizer zu verwenden, vollständig. Es sollte auch über das AGC-System gesagt werden. Es wurde, wenn auch nicht zur Perfektion, so doch zum gewünschten Ergebnis gebracht (mit einer begrenzten Elementbasis). Die Möglichkeit, die Ansprechschwelle des AGC-Systems einzustellen, die Betriebsautonomie und die Möglichkeit, S-Meter-Messwerte unabhängig von der Position der Widerstandsschieber, die die Verstärkung steuern, abzulesen, Verhinderung von Klickgeräuschen, wenn am Empfängereingang starke Impulssignale auftreten - Dies sind nicht alle nützlichen Eigenschaften dieser Schaltung. Im Empfänger gibt es keine Kühlkörper (mit Ausnahme eines kleinen auf dem DA1-Chip). Es besteht die Möglichkeit, am Einlass zweiteilige Filter zu installieren. Die Verwendung eines vollwertigen Lautsprechers, der Abstand des GPA vom Lautsprecher und dem Netzwerktransformator (um unerwünschte elektromagnetische und mechanische Rückkopplungen zu verhindern), die Möglichkeit, großformatige Bedienelemente auf der Frontplatte zu installieren und freien Zugang zu Funkelementen (die digitale Skala lässt sich leicht entfernen – drei Schrauben) sind bei dieser Konstruktion sehr nützlich. Kurz gesagt, dieses Design ist im Vergleich zu meinen anderen Designs das fortschrittlichste (mit einer leicht vergrößerten Elementbasis).
Das schematische Diagramm des Empfängers ist in Abb. dargestellt. 1. Es ist ein Superheterodyn mit einer Frequenzumwandlung.
Das Hochfrequenzsignal wird über die Antennenbuchse XW1, den Kondensator C1 und den Schalter SA1.1 einem Teil der Spule L1 zugeführt, die zusammen mit dem variablen Kondensator C4 den Eingangskreis bildet. Die Umschaltung des Empfängers von Band zu Band erfolgt durch Schließen des entsprechenden Teils der Spulenwindungen mit dem Bandumschaltabschnitt SA1.2. Der SA1.1-Schalterabschnitt auf jedem der Bänder verbindet nur einen Teil der Windungen (etwa die Hälfte) der Eingangsspule mit der Antenne und sorgt so für eine akzeptable Anpassung an die Antenne. Im 1,8-MHz-Bereich ist der Kondensator C4 parallel zum KPI C2 geschaltet, was eine Abstimmung in diesem Frequenzbereich bei gleichzeitiger Reduzierung des Frequenzüberlappungskoeffizienten ermöglicht. Von der Eingangsschaltung wird das HF-Signal über den Kondensator C3 dem ersten Gate des Transistors VT1 zugeführt, der in der HF-Verstärkerkaskade arbeitet. Die AGC-Steuerspannung wird an das zweite Gate dieses Transistors angelegt. Die Versorgung erfolgt über den Widerstand R4, der die Verstärkung dieser Stufe manuell einstellt. Das URF-Signal wird einem symmetrischen Doppelbrückenmischer zugeführt. Dieser Mischer umfasst zwei Diodenbrücken VD1-VD4, VD5-VD8, zwei Transformatoren T1, T2 und zwei Widerstände R7, R8. Das Vorhandensein von Widerständen ermöglicht es, den Schaltmodus von Dioden bei einer relativ hohen Lokaloszillatorspannung zu realisieren und ihren Strom bei der Öffnungshalbwelle der Spannung auf den maximal zulässigen Wert zu begrenzen. Dieser Mischer gehört zu den High-End-Mischeroptionen und bietet aufgrund der hohen Lokaloszillatorspannung einen großen Dynamikbereich. Zu den positiven Eigenschaften dieses Mischers gehört die gute Isolierung von Eingangs- und Überlagerungskreisen. Das GPA-Signal wird einer der Wicklungen des Transformators T2 zugeführt, und das Hochfrequenzsignal wird dem Verbindungspunkt der beiden Wicklungen des Transformators T1 zugeführt. Das Zwischenfrequenzsignal von 5,5 MHz wird der vierten Wicklung T1 entnommen, die in Reihe zur dritten Wicklung geschaltet ist, was eine gute Anpassung an den hochohmigen Eingang der nachfolgenden Stufe gewährleistet. Als nächstes wird das ZF-Signal durch eine Kaskade aus den Transistoren VT2VT3 unter Verwendung einer Kaskodenschaltung verstärkt, wobei VT2 mit einer gemeinsamen Quelle und VT3 mit einer gemeinsamen Basis verbunden ist. Das auf der L3C13-Schaltung isolierte ZF-Signal wird dem Hauptauswahlfilter zugeführt, der einen Achtkristall-Quarzfilter verwendet, der nach einer Leiterschaltung aufgebaut ist. Bei geschlossenen Relaiskontakten K1.1, K2,1 entsteht Kurzschluss. 1, K4.1, wird die Filterbandbreite von 2,4 auf 0,8 kHz verengt. Vom Ausgang des Quarzfilters wird das ZF-Signal über den Anpassungstransformator TZ der zweiten ZF zugeführt, die gemäß einer Common-Source-Schaltung am Transistor VT4 erzeugt wird. Die AGC-Steuerspannung wird den zweiten Gates der Feldeffekttransistoren beider ZF-Verstärker zugeführt. Der Widerstand R69 wird verwendet, um die Verstärkung der oben genannten Stufen manuell anzupassen. Von der L5C35-Schaltung wird das ZF-Signal dem SSB-Signaldetektor zugeführt, der aus VD9-VD12-Dioden und einer ringsymmetrischen Schaltung besteht. Über den Ausgleichswiderstand R23 wird ihm auch das Signal eines Standard-Quarz-Lokaloszillators mit einer Frequenz von 5,5 MHz zugeführt, der auf einem Transistor VT13 aufgebaut ist. Vom Ausgang des SSB-Detektors wird das Signal 34 durch einen Tiefpassfilter (C37R24C42) und einen künstlich erzeugten unpolaren Kondensator C40C41 geleitet, der notwendig ist, um ein Ungleichgewicht des Ringmischers mit einer konstanten Spannung zu verhindern, die von der VT5-Basis kommen kann, wenn der Die Parameter des Elektrolytkondensators C44 ändern sich im Laufe der Zeit und werden den Niederspannungs-Vorverstärkerfrequenzen zugeführt, die über die rauscharmen Transistoren VT5 und VT6 mithilfe einer Kaskodenschaltung hergestellt werden. Der erste Transistor ist nach einer gemeinsamen Emitterschaltung verbunden, der zweite nach einer gemeinsamen Basis. Vom VT6-Kollektor gelangt das 3H-Signal über den Niederfrequenz-Verstärkungssteuerwiderstand R32 zum endgültigen ULF (DA1) und von dessen Ausgang – je nach Stellung des SA1-Schalters entweder zum BA3-Lautsprecher oder zu den Telefonen. Vom VT6-Kollektor durchläuft das 3H-Signal auch die Kaskade am VT7-Transistor und den SA2-Schalter zur automatischen Verstärkungsregelungsschaltung (AGC), die am VT14-Transistor hergestellt wird. Ein AGC-Gleichrichter besteht aus den Dioden VD17 und VD18. Der Wert des Widerstands R74 bestimmt die Ansprechschwelle des AGC-Systems und der Wert der Kapazität C120 bestimmt die Ansprechzeit. Die Dioden VD5, VD6 verhindern, dass VT14 vollständig schließt, wenn am Empfängereingang ein starkes Impulssignal anliegt, wodurch Klickgeräusche in den Lautsprechern verhindert werden Durch das Vorhandensein des Widerstands R68 können Sie die AGC-Steuerspannung von oben begrenzen und mit dem Widerstand R70 können Sie den nicht arbeitenden Abschnitt von unten entfernen. Der VT14-Emitter enthält das PA1-Messgerät als S-Meter. R71 begrenzt das von oben an PA1 gelieferte Signal und VD25 erzeugt Nichtlinearität für Signale mit hohen Pegeln, was beim Lesen praktisch ist. Der Kondensator C119 blockiert HF-Störungen. Am Eingang „B“ wird eine Steuerspannung von +12 V angelegt, um den Empfänger zu verriegeln, wenn der Sender in Betrieb ist. Der Smooth Range Generator (VFO) besteht aus einem VT8-Transistor. Zu den Vorteilen des GPA zählen die Verwendung einer Verstärker-Verdoppler-Stufe und eine Zwischenfrequenz von 5,5 MHz. Dieses IF weist im Vergleich zu anderen IF-Werten bei der Konvertierung weniger betroffene Punkte auf. Der parametrische Spannungsstabilisator VD14R50 und der Kondensator C86 verhindern das Austreten von Hochfrequenzspannung in den Stromkreis und sorgen für eine erhöhte Stabilität der Ausgangssignalparameter. Der Schalterabschnitt SA1.3 verbindet VPA-Kondensatoren in verschiedenen Frequenzbereichen und Abschnitt SA1.4 verbindet die Kondensatoren C90 und C91, die verwendet werden, um die erforderliche Dehnung in verschiedenen Bereichen zu erreichen. Der Widerstand R44 verbessert die Isolation zwischen Generator und Folgestufe. Die vom GPA erzeugten Frequenzen sind in der Tabelle aufgeführt. 1.
Der VT9-Transistor dient als Breitband-GPA-Verstärker. Die Tiefpasskapazität der Gate-Schaltung und die hohe Eingangsimpedanz der Kaskade tragen zu einer guten Entkopplung des Generators von anderen Kaskaden bei. Der Ausgang des GFO-Verstärkers wird auf einen elliptischen Tiefpassfilter siebter Ordnung mit einer Bandbreite von 7,33 ... 12,668 MHz geladen. Die Filtergrenzfrequenz beträgt 12,72 MHz. Für alle Störkomponenten des Spektrums des erzeugten Signals wird eine Unterdrückung von mehr als 35 dB bereitgestellt. Der Ausgang des Tiefpassfilters ist mit dem Eingang einer Kaskade aus den Transistoren VT10 und VT11 verbunden, einem umschaltbaren Verdopplerverstärker. Die Betriebsarten dieser Kaskade werden über die Relaiskontakte K5.1 umgeschaltet. Auf Bändern 1,9; 3,5; 7; 14; Der 18-MHz-Verdopplerverstärker fungiert als Verstärker, bei den anderen fungiert er als Verdoppler. Beim Umschalten vom Verdopplungsmodus in den Verstärkungsmodus wird der Kollektor des Transistors VT10 ausgeschaltet und der Transistor VT11 in den linearen Klasse-A-Modus überführt, indem aufgrund der Verbindung des Widerstands R57 eine zusätzliche positive Vorspannung an den Basiskreis angelegt wird. Im Verdopplungsmodus wird das Signal vom Eingangstransformator T5 gegenphasig den Basen der Transistoren zugeführt. Die Transistorkollektoren sind parallel geschaltet und auf die Eingangswicklung des Transformators T4 geladen. Von der Ausgangswicklung T4 wird das GPA-Signal über den Emitterfolger (VT12) dem ersten Mischer des Empfängers und von dessen Mitte (Pin „B“) der Digitalwaage und dem Sendeaufsatz zugeführt. Pin „A“ wird verwendet, um den Frequenzgang eines Quarzfilters anzuzeigen und ihn gemäß der in [1] beschriebenen Methode einzurichten. Wenn der Empfänger in Verbindung mit einer sendenden Set-Top-Box verwendet werden soll, sollte ein Detuning-System in die GPA eingeführt werden, und bei der Arbeit mit digitaler Kommunikation ein CAFC-System [8]. Dieses System arbeitet in Verbindung mit dem V. Krinitsky-Skala [2], und ihre Funktionsweise ist ausführlich in [ 3] beschrieben. Der Empfänger kann nicht nur diese digitale Waage verwenden, sondern auch andere, beispielsweise die von V. Buravlev, S. Vartazaryan, V. Kolomiytsev [4]. Bei Verwendung der V. Krinitsky-Skala müssen für die korrekte Frequenzablesung die Zahlen 945000 in den Niederfrequenzbereichen (bis einschließlich 10 MHz) und 055000 in den Hochfrequenzbereichen geschrieben werden. Ein Ausschnitt aus dem Schaltplan der Digitalwaage mit Elementen zur Erfassung der oben genannten Zahlen und einem Schaltkreis zur Erfassung von Zahlen auf der Waage ist in [8] dargestellt. Die Stromversorgung besteht aus einem T6-Netzwerktransformator, einer VD21-VD24-Gleichrichterbrücke und einem Stabilisator aus DA2, VT15, VT16 und VT17. Der Kollektor des Transistors VT17 ist direkt am Gehäusekörper „montiert“. Am Emitter dieses Transistors liegt gegenüber dem Körper eine negative Spannung an, die in Verbindung mit einem Sendeaufsatz zur zusätzlichen Sperrung der Empfängerstufen genutzt werden kann. Der Ausgangsspannungsstabilisierungsfaktor dieses Stabilisators beträgt mindestens 4000. Der Empfänger ist in einem Gehäuse mit den Abmessungen 290x178x133 mm aus 1,5 mm dickem Duraluminium gefertigt. Das Chassis besteht aus 4 mm dickem Duraluminium. Eine Ansicht des Chassis von beiden Seiten finden Sie in [8]. Die Tiefe des Chassis an der Unterseite beträgt 53 mm. Die GPA-Fächer sowie der C76-Kondensator bestehen aus Duraluminiumplatten mit einer Dicke von 5 und 1,5 mm. Die GPA-Teile werden auf Gestellen aus ausgefallenen Keramiksicherungen montiert (Reste stromführender Leiter sollten von den Sicherungen entfernt werden). Die Racks werden in gebohrte (nicht durchgebohrte) Aussparungen im Chassis eingesetzt und mit Moment-Kleber befestigt. Diese Installation trägt zur Erhöhung der Frequenzstabilität bei. Der Boden des GPA-Fachs ist mit einer 1,5 mm dicken Duraluminiumabdeckung abgedeckt. Der Kondensator C76 ist oben mit einer ähnlichen Abdeckung abgedeckt. Für den Einbau von Leiterplatten sind im Gehäuse geformte Löcher ausgeschnitten, für deren Befestigung sind auch MZ-Gewindelöcher vorgesehen. Die Kondensatoren C124 und C126 verlaufen durch runde Löcher im Gehäuse. Der DA1-Chip ist mit einem kleinen Kühlkörper ausgestattet. Es ist möglich, in den Eingangskreisen des Empfängers zweigliedrige Filter zu verwenden. Hierzu ist es möglich, den Kondensator C4 nach vorne zu den Trimmkondensatoren C55–C65 zu verschieben. In den freien Raum wird ein Loch geschnitten, um die Platine mit Filtern zu installieren. Die Digitalwaage wird mit drei Schrauben an Gewindebuchsen befestigt. Eine Ansicht der Frontplatte des Empfängers ist in [8] dargestellt. Es besteht aus 2 mm dickem Duraluminium und ist mit schwarzem Nitrolack lackiert. Auf die Farbe werden rechteckige Zettel mit erläuternden Aufschriften geklebt. Oben ist die Frontplatte mit einer falschen Platte aus transparentem, farblosem organischem Glas mit einer Dicke von 2 mm abgedeckt, die als Verglasung für die Digitalwaage dient und gleichzeitig die Beschriftungen vor Beschädigungen schützt. Auf die Zwischenplatte wird eine dekorative Auflage aus weißem Polystyrol mit einer Dicke von 2 mm aufgebracht. In die weiße Auflage sind Einsätze aus farbigem Kunststoff in den Farben Blau und Rot eingeklebt, die die Digitalwaage und das S-Meter einrahmen. Im Inneren der Digitalwaage ist ein grüner Plexiglasfilter (2 mm) verbaut. Der Lautsprecher ist mit einem dekorativen roten Gitter abgedeckt. Der Hauptteil der Funkkomponenten ist auf vier Leiterplatten verbaut. Leiterplatten bestehen aus doppelseitigem Fiberglas mit einer Dicke von 1,5 mm. Die Kupferfolie auf der Seite der Funkkomponenten wurde nicht vollständig entfernt. Entlang der Kanten der Platinen sowie unter den Siebtrennwänden bleiben 3 mm breite Leiterbahnen übrig, an denen die Siebe angelötet werden (Messing 0,5 mm dick). Die Kastenschirme des Quarzfilters und des Referenzquarzoszillators sind abnehmbar. Die Topologie von Leiterplatten ist in [8] angegeben. Der Empfänger nutzt gängige Funkkomponenten. Widerstände der Typen MLT-0,125, MLT-0,5, MLT-1. Variable Widerstände - SPZ-9a Transistoren KP350B können ersetzt werden durch KP306, KT339B - durch 2T3124A-2, KT342 - durch KT306, KT660B - durch KT603B, KT608B, KT646B, KT606B - durch KT904A, KT312B - durch KT306, KT342 25, MP501B - an KT1M . Lautsprecher - dynamischer Kopf Typ 50GD1. Die HL28-Glühlampe wird mit einer Spannung von 28 V (CAM-300) verwendet. Sie kann durch mehrere gelbe LEDs ersetzt werden, die mit 500-1 Ohm-Widerständen in Reihe geschaltet und um den Umfang des PAXNUMX-Geräts herum platziert werden. In diesem Fall nimmt die Beleuchtung des S-Meters etwas ab, aber das thermische Regime des GPA wird erleichtert, was sich positiv auf die Stabilität seiner Frequenz auswirkt. Relais K1-K5 - RES49-Pass RS4.569.423 oder RS4.569.421 -00. Der Empfänger verwendet Kondensatoren der Typen KT-1, KD-1, KM, KLS, K50-6. Kondensator C80 ist die PZZ-Gruppe und C81 ist M47. Zur Frequenzabstimmung des Empfängers und zur Anpassung seines Eingangskreises wurde der sogenannte Differential-KPI-Pass („Butterfly“) YAD4.652.007 des Radiosenders R-821 (822) verwendet. Um die maximale Kapazität zu erhöhen, werden ihre Statoren untereinander und die Rotoren mit einem gemeinsamen Kabel verbunden. Der PA1-Messkopf ist ein Mikroamperemeter M476/3 mit einem Vollnadelauslenkungsstrom von 100 μA (vom Tonbandgerät Romantic-3). Die Schalter SA2, SA3, SA4, SA5, „Bei Stabilisierung“ und „Bei Verstimmung“ werden vom Typ VKZZ-B15 verwendet. Der Quarzfilter und der Quarzoszillator verwenden Quarzresonatoren aus dem Set „Quarzresonatoren für Funkamateure“ Nr. 1 (Pass IG2.940.006 PS), hergestellt von der nach ihm benannten Omsker Instrumentenfabrik. Kozitsky. Netzwerktransformator T6 Typ TN 34-127/220-50. Er kann durch jeden Filamenttransformator mit einer Leistung von mehr als 30 W und 2-3 Filamentwicklungen für eine Spannung von 6,3 V und einen Strom von mehr als 0,9 A ersetzt werden. Wenn alle drei Wicklungen verwendet werden, ist dies empfehlenswert Verwenden Sie Fünf-Volt-Abgriffe. Die Wicklungsdaten der Stromkreise sind in der Tabelle angegeben. 2. Der Aufbau der Spule L1 ist in Abb. dargestellt. 2
Die Einrichtung des Empfängers beginnt mit der Überprüfung der Funktionsfähigkeit des Netzteils und dem Einstellen der Spannung auf +12 V mit dem Widerstand R79. Anschließend werden alle Kaskaden auf das Fehlen eines Kurzschlusses in den Versorgungskreisen überprüft und anschließend mit Strom versorgt. Als nächstes beginnen sie mit der Abstimmung der lokalen Oszillatoren. Die Abstimmung des Referenz-Quarz-Lokaloszillators (VT13) besteht darin, den Kern der L12-Spule zu drehen, bis eine stabile Erzeugung und maximale Ausgangsamplitude erreicht sind. Durch Verstellen des Kerns der Spule L14 wird die Erzeugungsfrequenz hinter die untere Steilheit der Charakteristik des Quarzfilters eingestellt. Erfolgt keine Erzeugung, sollten die Generatorteile auf Funktionsfähigkeit überprüft werden. Übrigens empfiehlt es sich, dies bei jedem Teil (insbesondere bei Neuteilen) vor der Montage auf der Leiterplatte zu tun. Die Erzeugung am Ausgang wird mit einem hochohmigen HF-Voltmeter oder noch besser einem Oszilloskop sowie einem Frequenzmesser überwacht.
Das Einrichten des Smooth-Range-Generators (VT8) beginnt mit dem Legen des 18-MHz-Bereichs durch Drehen des Rotors des eingestellten Kondensators C60. Schalter SA1 ist in der 14-MHz-Position dargestellt. Nach der Installation erfolgt eine thermische Kompensation durch Austausch der Kondensatoren C80, C81 mit gleicher Kapazität, aber unterschiedlichen Temperaturkoeffizienten (TKE). Als nächstes werden die verbleibenden Bereiche auf die gleiche Weise wie oben beschrieben angelegt, indem die Kondensatoren C55–C59, C61–C65 angepasst und bei Bedarf die Kondensatoren C66–C74 ausgewählt werden. Wenn Kondensatoren mit einem TKE von Null verwendet werden (die Verwendung von Kondensatoren vom Typ KSO mit dem Buchstaben G liefert ebenfalls gute Ergebnisse), muss in diesen Bereichen keine thermische Kompensation durchgeführt werden. Durch die Auswahl der Werte der Kondensatoren C90, C91 wird die notwendige Dehnung über die Bereiche hinweg (je nach Stellung des Schalters SA1.4) durchgeführt, sodass der Überlappungsspielraum 10-15 % beträgt. Die Frequenzen sind nach den Bereichen gemäß Tabelle geordnet. 1. Als nächstes richten Sie die Kaskade des Transistors VT9 ein, indem Sie den Wert des Widerstands R49 entsprechend dem maximalen Signal am Drain dieses Transistors auswählen (die Form ist eine regelmäßige Sinuswelle). Sie machen es so: Ersetzen Sie R49 vorübergehend durch einen variablen Widerstand mit einem Nennwert von 47 kOhm (die Verbindungsleiter sollten die minimal mögliche Länge haben), konfigurieren Sie die Kaskade und ersetzen Sie sie dann, nachdem Sie den Wert des resultierenden Widerstands gemessen haben es mit einem konstanten Widerstand, dessen Wert nahe beieinander liegt. Der Tiefpassfilter wird durch Drehen der Kerne der Spulen L9, L10, L11 eingestellt, um eine gleichmäßige Reaktion im Frequenzband 7,33–12,668 MHz zu erhalten. Die Grenzfrequenz sollte 12,72 MHz betragen. Kontrollieren Sie die Einstellung mit einem Frequenzgangmesser oder einem Oszilloskop. Als nächstes richten Sie den Verstärker/Verdoppler (VT10, VT11) ein. Die Einrichtung beginnt im Verdopplungsmodus im 28-MHz-Bereich, indem der Wert des Widerstands R56 ausgewählt wird, bis am Ausgang die maximale Amplitude des Signals mit der richtigen Sinusform erhalten wird ( "B"). Dann wird SA1 auf das 1,9-MHz-Wählband umgeschaltet, in dem diese Stufe im Verstärkungsmodus arbeitet. Die Einstellung erfolgt durch Auswahl des Wertes des Widerstands R57, bis am Ausgang „B“ ein maximales Signal mit der richtigen Sinusform erhalten wird. Der Emitterfolger (VT12) wird durch Auswahl des Werts des Widerstands R61 konfiguriert, bis an seinem Emitter ein maximales Signal mit der richtigen Sinusform erhalten wird. Wenn die Amplitude des GPA-Ausgangssignals ungleichmäßig ist, sollte diese durch Drehen der Kerne der Spulen L9, L10, L11 beseitigt werden. Wenn am GPA-Ausgang eine Signalverzerrung in Form eines Mäanders oder eine Signalamplitude über 4 V (effektiv) beobachtet wird, muss der Wert des Widerstands R44 erhöht werden. Beim Aufbau Verstimmungssysteme Der Schieberegler des Widerstands R12 wird auf die mittlere Position gestellt und durch Auswahl des Werts des Widerstands R11 werden die Frequenzen bei ein- und ausgeschalteter Verstimmung angepasst. Durch Anpassen des Widerstands R9 werden die Sende- und Empfangsfrequenzen angepasst. Durch Auswahl des Werts des Widerstands R3 werden die Frequenzen erreicht, wenn das DAC-System eingeschaltet ist und ohne. Die Überprüfung der Funktionalität des Niederfrequenzverstärkers besteht darin, die Spannung an Pin 12 des DA1-Chips zu überwachen. Sie sollte der Hälfte der Versorgungsspannung entsprechen. Dem ULF-Eingang wird ein Signal mit einer Frequenz von 1 kHz und einer Spannung von 20 mV zugeführt. Stellen Sie durch Änderung der Frequenz des Generators im Audiobereich sicher, dass es durch Überwachung mit einem Oszilloskop zu keiner merklichen Verzerrung des Signals am ULF-Ausgang kommt. Die Eigenschaften im Hochfrequenzbereich werden durch Auswahl der Kondensatoren C51, C52, C53 angepasst. Der vorläufige ULF wird durch Auswahl des Widerstands R25 eingestellt, bis am Ausgang ein maximales Signal ohne für das Auge wahrnehmbare Verzerrungen erhalten wird. Nach dem ULF beginnen sie mit dem Aufbau des Verstärkers (VT2, VT3, VT4). Vom GSS wird ein Signal mit einer Frequenz von 5,5 MHz und einer Spannung von 10 mV (nicht moduliert) über einen Kondensator mit einer Kapazität von 9 ... 5 pF dem unteren Ausgang des Kondensators C10 zugeführt. Als nächstes wird durch Drehen der Kerne der Spulen L3, L5 nacheinander das maximale Signal am ULF-Ausgang erreicht. Der Quarzfilter sollte sich im Breitbandmodus befinden, der Widerstand R69 sollte sich in der maximalen Verstärkungsposition befinden. Durch Drehen des Kerns der L14-Spule im Referenz-Quarz-Lokaloszillator wird ein Ausgangssignalton von etwa einem Kilohertz erreicht. Nach der vollständigen Konfiguration des Empfängers erfolgt die endgültige Installation des Lasers und die Abstimmung des Quarzfilters. Wenn sich die Ausgangswerte beim Einstellen von L3, L5 dem Maximum nähern, sollte die Generatorspannung am Eingang schrittweise reduziert werden. Anschließend wird das GSS-Signal mit einer dem ausgewählten Bereich entsprechenden Frequenz dem Antenneneingang zugeführt und durch Anpassen des Kondensators C4 wird das maximale Signal am Ausgang erreicht. In diesem Fall sollte sich der Schieberegler des Widerstands R4 „URCH“ in der Position befinden, die der maximalen Verstärkung entspricht (im Stromkreis). Im 1,9-MHz-Bereich kann es erforderlich sein, den Kondensator C2 auszuwählen. Beginnen Sie anschließend mit der Einrichtung des Quarzfilters. Dazu wird dem Antenneneingang des WV1 ein Signal vom GSS oder vom Transceiver (mit dem Nonius des Transceivers können Sie die Frequenz sehr stufenlos ändern) mit einer Frequenz des gewählten Bereichs und einer Spannung von 0,3 µV zugeführt Empfänger. Durch stufenloses Ändern der Empfangsfrequenz des eingestellten Empfängers werden die Messwerte des S-Meters und die entsprechenden Messwerte der Digitalwaage erfasst und in der Tabelle aufgezeichnet. Anschließend wird gemäß dieser Tabelle ein Diagramm des Frequenzgangs des Filters erstellt. Die S-Meter-Messwerte werden vertikal (in relativen Einheiten) und die Frequenz alle 200 Hz horizontal aufgetragen. Die Form des Frequenzgangs wird zur Beurteilung der Qualität des Filters herangezogen. Bei großen Unregelmäßigkeiten in der Kennlinie (Dämpfung über 6 dB, Blockaden und Buckel) oder einer geringen Bandbreite (weniger als 2 kHz) oder einem unbefriedigenden Rechteckfaktor (schlechter als 1,4 bei Pegeln -80/-3 dB), dann Der Filter muss durch abwechselndes Ändern der Werte seiner Kondensatoren angepasst werden. Die Steuerung erfolgt durch Analyse der wiederholten Erstellung von Frequenzgangdiagrammen. Wenn es nicht möglich ist, einen akzeptablen Frequenzgang zu erreichen, sollte der Quarz ausgetauscht werden. Im Schmalbandmodus (SA4-Kontakte sind geschlossen) wird der Filter durch Auswahl der Kondensatoren C18, C22, C26, C29 angepasst, wodurch eine Verengung des Bandes erreicht wird. Für dieses Filterdesign ist eine Bandbreite von 0,8 kHz optimal. Der einfachste Weg, einen Filter anzupassen, ist die Verwendung eines Amplituden-Frequenzgang-Messgeräts (AFC). Um den Frequenzgang des Filters (sowie seine Einstellungen) anzuzeigen, können Sie die in [1] beschriebene Methode verwenden. Die endgültige Frequenz des Referenz-Quarz-Lokaloszillators wird nach der Einstellung des Quarzfilters durch Einstellung von L14 hinter der unteren Steigung des Frequenzgangs eingestellt. Der SSB-Detektor wird abgeglichen, indem der Widerstand R23 auf das Minimum des Lasersignals (5,5 MHz) am Widerstand R24 eingestellt wird; der Kondensator C37 muss während des Abgleichvorgangs abgeklemmt werden (vergessen Sie nicht, ihn später wieder anzuschließen). Beim Einrichten des AGC-Systems muss der Wert des Kondensators C120 ausgewählt werden, von dem seine Reaktionszeit abhängt. Die Auswahl dieses Kondensators erfolgt im Breitbandmodus entsprechend der besten Übereinstimmung der Bewegung des Pfeils des PA1-Geräts mit Signaländerungen und der ausreichenden Zeit, um den Pfeil auf den Signalmaxima zu halten, um dazu in der Lage zu sein Nehmen Sie die Messwerte visuell vom Gerät ab. In diesem Fall wird die notwendige Glätte der Änderungen der Verstärkerverstärkung erreicht. Wenn das PA1-Gerät bei Signalspitzen aus dem Maßstab gerät, muss der Wert des Widerstands R71 verringert werden. Durch Auswahl des Widerstands R74 wird der erforderliche Pegel der Ansprechschwelle des AGC-Systems erreicht, und durch den Widerstand R68 wird die maximale ZF-Verstärkung erreicht, wobei der R69-Knopf auf die maximale Verstärkungsposition eingestellt ist. In diesem Fall sollte die konstante Spannung an den zweiten Gates VT1, VT2, VT4 +5 V nicht überschreiten. Durch Auswahl des Widerstands R70 wird der nicht arbeitende Abschnitt des Widerstands R69 entfernt (beim Drehen des Knopfs R69 ändert sich die Verstärkerverstärkung nicht). . Literatur
Autor: V.Rubtsov (UN7BV), Astana, Kasachstan
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