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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Hochleistungsmischer für Transceiver mit Direktumwandlung. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Zivile Funkkommunikation Empfänger und Transceiver mit direkter Frequenzumwandlung erfreuen sich großer Beliebtheit, doch ihre Leistung, die Ende der 80er Jahre erreicht wurde, hat sich seitdem nicht wesentlich verbessert. Ein spürbarer Fortschritt in dieser Richtung wird erzielt, wie der Autor des veröffentlichten Artikels zeigt, wenn im Transceiver-(Empfänger-)Mischer Feldeffekttransistoren verwendet werden, die in einem passiven Modus mit kontrolliertem Widerstand eingeschaltet sind. Die Vorteile von Heterodyn-Empfängern (Direktwandlung) sind allgemein bekannt. Dies liegt an der Einfachheit, dem fast vollständigen Fehlen seitlicher Empfangskanäle, der hohen Qualität des demodulierten Signals usw. Sie haben aber auch Nachteile. Dies ist ein Zweisignalempfang und ein kleiner Dynamikbereich, der bei Empfängern mit Diodenmischer 80 dB nicht überschreitet. Es erscheint vielversprechend, Mischer zu verwenden, die auf Feldeffekttransistoren basieren, die im kontrollierten Widerstandsmodus eingeschaltet werden. Ein ähnlicher Mischer, der auf einem einzelnen Feldeffekttransistor basiert und in [1] beschrieben wurde, lieferte eine Empfindlichkeit eines Überlagerungsempfängers von 1 μV und einen Dynamikbereich von 65 dB. An dieser Stelle ist zu sagen, dass der Dynamikbereich des Heterodyn-Empfängermischers von oben her nicht durch Intermodulationsverzerrungen dritter Ordnung wie bei Empfängern mit hoher ZF begrenzt wird, sondern durch die direkte Erkennung von Störsignalen. Es wird angenommen, dass die untere Grenze des Dynamikbereichs gleich der Empfindlichkeit ist (für ein gegebenes Signal-Rausch-Verhältnis – normalerweise 10 oder 12 dB), und die obere Grenze wird durch Anlegen eines Signals an den Eingang des AM-Empfängers bestimmt mit einem Modulationskoeffizienten von 30 % (m = 0,3), frequenzverstimmt um 50 oder 100 kHz, wobei die Amplitude das gleiche 3H-Ausgangssignal wie bei der Empfindlichkeitsbestimmung liefert. In der amerikanischen Literatur wird der Unterschied zwischen den Grenzen des Dynamikbereichs eines Direktumwandlungsempfängers oft als AMRR – AM-Unterdrückungsverhältnis bezeichnet. Die Theorie der Funkschaltungen besagt, dass sich der Dynamikbereich beim Übergang von einer Single-Cycle-Mischerschaltung zu einer symmetrischen Schaltung um 30...40 dB erweitert, was uns hoffen lässt, seinen Wert für einen symmetrischen Mischer mit Feldeffekt zu erreichen Transistoren in der Größenordnung von 100 dB. Eine der Varianten eines symmetrischen Mischers mit Feldeffekttransistoren ist in [2] beschrieben, enthält jedoch einen Balun-Niederfrequenztransformator, dessen Implementierung arbeitsintensiv und anfällig für Netzwerkstörungen mit einer Frequenz von 50 Hz ist. Unseren Lesern wird eine neue Version des Mixers angeboten. Es wurde in einem Überlagerungsempfänger für den 160-Meter-Bereich verwendet, dessen Schaltung in der Abbildung dargestellt ist. Selbstverständlich steht dem Einsatz des Mischers in anderen Bereichen durch entsprechende Änderung der Schaltungs- und Trafodaten nichts im Wege. Das Eingangssignal vom Vorwähler (Zwei-, Dreikreis-Bandpassfilter, in der Abbildung nicht dargestellt) gelangt zum HF-Transformator T1 und dann zum Mischer, der aus den Feldeffekttransistoren VT1 - VT4 besteht.
Der lokale Oszillator des Empfängers ist auf einem VT5-Transistor aufgebaut. Da der Lokaloszillator durch den Mischer praktisch nicht belastet wird, ist er einstufig nach der kapazitiven Dreitonschaltung ausgeführt. Aus dem gleichen Grund erwies es sich als möglich, auf die Pufferkaskade zu verzichten. Die Stabilität der relativ niedrigen lokalen Oszillatorfrequenz (1,8 MHz) erwies sich als völlig ausreichend. Das umgewandelte 3H-Signal durchläuft den Tiefpassfilter C1L3C2 und gelangt in den Ultraschallfilter, der auf zwei Bipolartransistoren VT6 und VT7 nach der üblichen Schaltung mit direkter Verbindung zwischen den Stufen aufgebaut ist. An seinen Ausgang können Sie hochimpedanzempfindliche Telefone anschließen, oder noch besser, ein Terminal UMZCH, das nach einer bekannten Schaltung hergestellt ist. Das Gerät funktioniert wie folgt: Bei einer positiven Halbwelle der Lokaloszillatorspannung an den Gates der Transistoren VT2 und VT3 öffnen sie. In diesem Fall ist der untere Ausgang der Sekundärwicklung des Transformators T1 über den offenen Kanal des Transistors VT2 mit dem gemeinsamen Draht verbunden, und der obere Ausgang derselben Wicklung ist über den offenen Kanal des Transistors VT3 mit dem Tiefpass verbunden Filtereingang. Die Transistoren VT1 und VT4 sind in diesem Fall geschlossen, da an ihren Gates die Lokaloszillatorspannung gegenphasig anliegt und sie von einer negativen Halbwelle beeinflusst werden. In der nächsten Halbwelle der Heterodynspannung öffnen die Transistoren VT1 und VT4 und die Transistoren VT2 und VT3 schließen. In diesem Fall wird die Polarität des Anschlusses der Sekundärwicklung des Transformators T1 an den Eingang des Tiefpassfilters umgekehrt. Stimmen Frequenz und Phase des Lokaloszillators und des Signals überein, so erscheinen am Ausgang des Mischers Impulse positiver Polarität. Wenn sich die Phase des Lokaloszillators am Mischerausgang in die entgegengesetzte Phase ändert, sind die Impulse von negativer Polarität. In einem Tiefpassfilter geglättet, erzeugen sie am Ausgang einen konstanten Strom. In beiden Fällen erfolgt eine synchrone Signalerkennung. Stimmen die Frequenzen nicht überein, entsteht am Ausgang ein Schwebungssignal. Dieser Mixer hat folgende Eigenschaften: - es hat keinen ausgleichenden Niederfrequenztransformator; - Die Wicklung des HF-Transformators enthält keinen Mittelpunkt, wodurch der Einfluss der Asymmetrie der Transformatorwicklungen eliminiert wird. - Parasitäre Drain-Gate-Kapazitäten der Transistoren VT1 und VT3 sowie VT2 und VT4 sind mit den phasenverschobenen Anschlüssen der Kopplungsspule mit dem Lokaloszillator L2 verbunden und bilden eine symmetrische Brücke, die die Spannung des Lokaloszillators nicht zulässt in den Eingangskreis gelangen, wodurch die Lokaloszillatorstrahlung durch die Antenne deutlich reduziert wird. Die Strahlung lokaler Oszillatoren ist zusätzlich zu dem offensichtlichen Schaden, der Interferenzen mit nahe gelegenen Empfängern verursacht, mit einem parasitären Empfang desselben Signals behaftet, das jedoch bereits durch den Wechselstromhintergrund und andere Störungen irgendwo in den Netzwerkkabeln oder in externen Stromquellen moduliert wird [2 ]. In diesem Fall ist ein schwer zu beseitigendes Knurrgeräusch zu hören, das beim Abziehen der Antenne verschwindet. Ein paar Worte zu den Eingangs- und Ausgangswiderständen von Mischern. Bekanntermaßen hängen Eingangs- und Ausgangswiderstände eines passiven Mischers voneinander ab, ihre Werte können jedoch weitgehend beliebig gewählt werden. Der klassische Weg, den optimalen Lastwiderstand des Mischers auszuwählen, besteht darin, den geometrischen Mittelwiderstand der offenen und geschlossenen Kanäle des Mischers zu bestimmen, mit Rload = √Roopen ·Rclose. Die Bestimmung des Widerstands des offenen Kanals Ropen bereitet keine Schwierigkeiten. Es sind mehrere zehn Ohm. Der geschlossene Kanalwiderstand Rclosed ist aktiv-kapazitiver Natur. Wenn wir eine parasitäre Kapazität eines geschlossenen Kanals von 1 pF annehmen, dann sinkt sein Widerstand von 80 kOhm im 160-m-Bereich auf 5 kOhm im 10-m-Bereich, ganz zu schweigen von den VHF-Bändern. Mit Ropen = 50 Ohm erhalten wir Rload - 2 kOhm im Bereich von 160 m und Rload = 500 Ohm im Bereich von 10 m. Darüber hinaus erfordert der hohe Lastwiderstand des Mischers im Heterodynempfänger den Einbau eines Low -Passfilter mit hoher Wellenimpedanz. Die Induktivitäten eines solchen Tiefpassfilters enthalten viele Windungen und sind arbeitsintensiv in der Herstellung. Daher ist es laut Autor sinnvoll, den Lastwiderstand des Mischers auf einen Wert in der Größenordnung von 10Ropen, also auf etwa 500 Ohm, zu reduzieren. In diesem Fall betragen die zusätzlichen Verluste im Mischer 10 %, die Reduzierung des Übertragungskoeffizienten des Mischers beträgt nicht mehr als 1 dB im Vergleich zum Fall der idealen Anpassung, was durchaus akzeptabel erscheint. Kehren wir zur Empfängerschaltung zurück. Die im Mischer verwendeten KP305Zh-Transistoren haben einen Kanalwiderstand von etwa 400 Ohm bei einer Gate-Spannung von Null und etwa 25 Ohm im offenen Zustand. Darüber hinaus schwankt der Widerstand von Instanz zu Instanz recht stark. Wenn die Überlagerungsspannung durch Null geht, öffnen gleichzeitig die Transistoren VT1 und VT2 sowie VT3 und VT4 die Sekundärwicklung des Transformators und verringern so den Übertragungskoeffizienten. Daher wird der maximale Übertragungskoeffizient des Mischers erreicht, wenn an die Gates eine Sperrspannung von -1,5 V angelegt wird. Es ist besser, KP305 A- oder D-Transistoren zu verwenden, die bei Nullspannung am Gate praktisch geschlossen sind und keine Spannung benötigen ständige Vorspannung am Tor. Bei Verwendung hochwertigerer Elemente ist mit verbesserten Parametern zu rechnen. Schlüsseltransistoren mit einem offenen Kanalwiderstand von 1...5 Ohm sind bereits im Verkauf. Wenn der Widerstand des Transistorkanals abnimmt (die Leitfähigkeit zunimmt), nimmt leider auch die parasitäre Gate-Source-Kapazität zu. Interessant ist, dass das Produkt aus Kanalleitwert und parasitärer Kapazität für verschiedene Low-Power-Transistoren derselben Generation ein annähernd konstanter Wert ist. Der Pegel des Lokaloszillatorsignals, das durch die parasitäre Gate-Source-Kapazität gelangt, ist ungefähr proportional zu diesem Produkt. All diese Überlegungen verlieren jedoch ihre Bedeutung, wenn das Mischpult in den Key-Modus wechselt. Dies wird durch einfaches Erhöhen der Lokaloszillatorspannung erreicht, denn wenn die momentane Gate-Spannung mehr als +5 V beträgt, öffnen die Transistoren vollständig. Bei dem beschriebenen Empfänger stieg nach der Erhöhung der Versorgungsspannung von 9 auf 15 V auch die Amplitude der Lokaloszillatorspannung an den Gates der Transistoren von 8 auf 14 V. Die Transistoren begannen praktisch im Tastenmodus zu arbeiten, was auch der Fall war Dies wirkt sich positiv auf die Linearität des Mischers aus, nämlich: Die Empfindlichkeit des Empfängers wird um 4 dB erhöht und die Obergrenze des Dynamikbereichs beträgt 6 dB. Es ist interessant festzustellen, dass die Mischerschaltung genau die Diodenbrücken-Gleichrichterschaltung wiederholt, nur dass anstelle von Dioden Feldeffekttransistorkanäle enthalten sind. Darüber hinaus werden die Dioden im Gleichrichter durch die Eingangswechselspannung aus der Transformatorwicklung und im Mischer durch die Lokaloszillatorspannung geöffnet. Solche Geräte können auch erfolgreich zur synchronen Gleichrichtung der Sekundärspannung in Hochfrequenz-Stromversorgungswandlern eingesetzt werden, da die Verluste bei Hochleistungs-Feldeffekttransistoren geringer sind als bei Dioden. Der Eingangstransformator des T1-Mischers ist auf einen K10x6x4-Ringmagnetkern aus Ferrit mit einer magnetischen Permeabilität von 400 gewickelt. Die Primärwicklung enthält 30 und die Sekundärwicklung 100 Windungen PELSHO 0,1-Draht. Die Lokaloszillatorspule ist lose auf einen regelmäßigen Kunststoffrahmen mit Wangen von 8 mm Durchmesser und 10 mm Länge gewickelt. Zur Einstellung der Induktivität wird ein zylindrischer Gewindekern (CTC) aus Carbonyleisen verwendet. Die Wicklung erfolgt mit drei zusammengefalteten PEL- oder PELSHO 0,2...0,3-Drähten. Die Anzahl der Windungen beträgt 30, sie wird abhängig von der Größe des Rahmens bei der Einstellung des Frequenzbereichs des lokalen Oszillators angegeben. Von den drei resultierenden Wicklungen wird eine in der lokalen Oszillatorschaltung (L1) verwendet und die anderen beiden bilden in Reihe geschaltet die Koppelspule (L2). Den Mittelpunkt der Spule erhält man, indem man den Anfang eines Drahtes mit dem Ende eines anderen verbindet. Die L3-Tiefpassfilterspule ist auf einen K16x10x8-Ringmagnetkern aus 2000-NM-Ferrit gewickelt. Es enthält 200 Windungen eines beliebigen dünnen isolierten Drahtes, PELSHO 0,1 wird empfohlen. Beim Einrichten eines Ultraschall-Echolots kommt es auf die Auswahl des Widerstands R1 an, bis die Spannung am VT7-Kollektor der Hälfte der Versorgungsspannung entspricht. Beim Aufbau eines Lokaloszillators empfiehlt es sich, die Kapazität des Kondensators C8 möglichst hoch zu wählen, bei der noch eine stabile Erzeugung vorliegt. Tests des Empfängers ergaben folgende Ergebnisse. Im Empfangsmodus lieferte der Mischer einen durch direkte Erkennung begrenzten Dynamikbereich von 100 dB mit einer Empfindlichkeit von 0,3 μV. Mit anderen Worten: Ein störendes AM-Signal mit einer Verstimmung von 50 kHz, m = 0,3 und einem Pegel von 30 mV erzeugte am Ausgang die gleiche 3H-Spannung wie ein Nutz-CW-Signal mit einem Pegel von 0,3 μV. Der Eigenrauschpegel des Empfängers, bezogen auf den Eingang, betrug 0,1 μV. Während der Experimente führte das Ausschalten des Lokaloszillators nicht zu einer wesentlichen Reduzierung des Gesamtrauschens des Empfängers, was auf Empfindlichkeitsreserven des Mischers hinweist. Es ist zu beachten, dass während der Experimente auch das Eigenrauschen des Transistors GSS zu hören war, was auf die geringe Qualität seines Ausgangssignals hinweist. Der beschriebene Mischer kann, wie alle passiven Mischer, ein Signal in jede Richtung übertragen, d. h. er ist reversibel. Wenn im Sendebetrieb ein 3F-Signal mit einer Spannung von 2 V an den Niederfrequenzeingang des Mischers (am Tiefpassfilter-Anschlusspunkt) angelegt wurde, betrug die Amplitude der Ausgangsspannung des DSB-Signals 1 V in eine 50-Ohm-Last. Der nicht unterdrückte Rest des Trägers betrug 5 mV. Das bedeutet, dass die Trägerunterdrückung ohne besondere Ausgleichsmaßnahmen 46 dB erreicht. Um eine so hohe Trägerunterdrückung nicht zu beeinträchtigen, ist natürlich eine gute Abschirmung der Eingangskreise und des Lokaloszillators erforderlich. Literatur
Autor: M.Syrkin, UA3ATB
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