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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Lampen oder Transistoren? Lampen!. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Röhren-Leistungsverstärker Was ist „High-End“? Es ist unwahrscheinlich, dass jemand diese Frage eindeutig beantworten kann. Tatsache ist, dass dieses Konzept rein emotionaler Natur ist. Es ist einfach unmöglich, einen solchen elektroakustischen Weg zu schaffen, der absolut jeden zufrieden stellt. Eines der charakteristischen Merkmale der neuen Richtung in der Entwicklung hochwertiger Klangwiedergabe ist die Wiederbelebung des Interesses am Einsatz von Vakuumröhren in NF-Verstärkern. Dies ist auf die Tatsache zurückzuführen, dass Experten beim vergleichenden Hören des Klangs von Röhren- und Transistorgeräten zunehmend ersteren den Vorzug gaben. In dem Artikel „Psychoakustische Klangqualitätskriterien und die Wahl der UMZCH-Parameter“ versuchte der Autor dieser Zeilen erstmals, einen Zusammenhang zwischen den objektiven Eigenschaften elektronischer Röhren und der subjektiven Klangwahrnehmung von NF-Röhrenverstärkern herzustellen. Lassen Sie uns näher darauf eingehen.
Erinnern wir unsere Leser zunächst an die Hauptmerkmale des Einsatzes von Lampen in NF-Verstärkern. Für das Einschalten gibt es drei Schemata: mit einer gemeinsamen Kathode (Abb. 1a), mit einer gemeinsamen Anode (Abb. 1b) und mit einem gemeinsamen Gitter (Abb. 1c). Die Vierpole U1 und U2 bezeichnen bedingt die Eingangs- und Ausgangskreise jedes der in Abb. gezeigten. 1 Kaskaden. Darüber hinaus müssen die Quadripole so aufgebaut sein, dass ein Gleichstrom durch die Anodenkreise der Lampen fließen kann und die erforderliche konstante Vorspannung am Gitter gegenüber der Kathode angelegt werden kann. Die am weitesten verbreitete Verstärkerkaskade, aufgebaut nach dem Schema mit einer gemeinsamen Kathode. In seiner einfachsten Form ist es in Abb. 2.
Es ist bekannt, dass die Eigenschaften einer Lampe als Element eines Stromkreises durch die Abhängigkeiten zwischen Strömen und Spannungen in den Stromkreisen ihrer Elektroden bestimmt werden. Bei der Berechnung von Röhrenverstärkern ist es üblich, statische Anoden-Gitter-Kennlinien zu verwenden: ╡a = f(Uc) für Ua = const UND ╡a=f(Ua) für Uc=const. Die Familien dieser Merkmale sind miteinander verknüpft, so dass man mit einigen von ihnen andere aufbauen kann. Beispiele für solche Trioden- und Pentodeneigenschaften sind in den Abbildungen dargestellt. 3 und 4.
Die Hauptparameter der Lampe lassen sich einfach über statische Eigenschaften einstellen. Die Verstärkung ist definiert als das Verhältnis des Spannungsanstiegs an der Anode zum Spannungsanstieg am Gitter bei konstantem Anodenstrom: m = ΔUa /ΔUC bei la=const. Der Innenwiderstand ist definiert als das Verhältnis des Anstiegs der Anodenspannung zum Anstieg des Anodenstroms bei konstanter Gitterspannung: Ri= ∆Ua/∆la bei Uc=const. Die Steilheit der Lampe ist das Verhältnis des Anstiegs des Anodenstroms zum Anstieg der Gitterspannung bei konstanter Anodenspannung: S = ΔIa/ΔUc bei Ua= const. Nun zum Betrieb von Lampen in einer echten Verstärkerstufe. Es werden bedingt drei Modi unterschieden: A, B und C. Im Modus A wird die Anfangsposition des Arbeitspunktes so gewählt, dass er sich bei einer realen Signalamplitude innerhalb des linearen Abschnitts der Gittercharakteristik der Lampe bewegt. Im Modus B liegt der Arbeitspunkt am unteren Knick dieser Kennlinie, im Modus C links vom Knick. Infolgedessen arbeitet die Lampe in den letzten beiden Modi als nichtlineares Element. Der anfängliche Betriebsmodus der Lampe wird durch die Spannungen der Stromquellen der Stromkreise ihrer Elektroden abzüglich der Abfälle konstanter Spannungen an den Elementen dieser Stromkreise eingestellt. Spannungsabfälle und Ströme in den Elektrodenkreisen lassen sich anhand der Eigenschaften der Lampe leicht ermitteln. Wir werden nicht auf die Hauptmerkmale des Betriebs einer Lampe in der Kaskade eines linearen Verstärkers eingehen und nicht die wichtigsten Berechnungsformeln für die eine oder andere Schaltung zum Einschalten angeben, sondern den Leser auf die Literatur verweisen [1, 2]. Wir stellen lediglich fest, dass die Eigenschaften von Röhrenverstärkerkaskaden tatsächlich den Eigenschaften ähnlicher Kaskaden auf Transistoren entsprechen. Allerdings gibt es auch Unterschiede. Erstens hängt die Steilheit der Lampe nicht von der Temperatur der Anode ab (innerhalb angemessener Grenzen), während sich der Stromübertragungskoeffizient der Transistoren h21e mit Schwankungen der Temperatur ihres Kristalls ändert. Dadurch ist es bei Röhrenverstärkern möglich, eine Signalmodulation im Tieftonbereich zu vermeiden und eine gute Wiedergabe des Niederfrequenzanteils des Audiofrequenzspektrums zu gewährleisten. Der bestehende Irrglaube über den „schwachen Bass“ bei Röhrenverstärkern ist unserer Meinung nach auf die unzureichende Leistung der Ausgangsübertrager und Speiseübertrager zurückzuführen. Zweitens Lampen. Im Gegensatz zu Transistoren werden sie durch Spannung und nicht durch Strom gesteuert. Dadurch können Sie die vorherige Stufe in Röhrenverstärkern entlasten und dementsprechend die dadurch verursachte Nichtlinearität reduzieren. Natürlich darf man die Eingangskapazität der nachfolgenden Stufe nicht vergessen, die recht hoch sein kann. In einer Kaskade mit einer 6N2P-Lampe beträgt ihr Wert bei maximaler Verstärkung also etwa 73 pF. Um eine solche Kapazität aufzuladen, ist jedoch viel weniger Strom erforderlich als der Steuerstrom der Transistorstufe. Drittens sind Lampen hinsichtlich der in das Signal eingebrachten nichtlinearen Verzerrungen individueller als Transistoren. Als Beispiel stellen wir den Grad der harmonischen Verzerrung des Ausgangssignals für zwei austauschbare Lampen 12AX7 und 6N2P in äquivalenten Stufen dar (Tabelle 1).
Ähnliche Informationen für Transistorstufen wurden in dem in „Radio“ Nr. 12, 1987, veröffentlichten Artikel des Autors angegeben. Es ist zu berücksichtigen, dass eine Änderung des Modus in beiden Fällen zu einer Umverteilung der Pegel harmonischer Komponenten führt. Lassen Sie uns nun über die Faktoren sprechen, die die Klangqualität der Ausgangsstufen von Röhrenverstärkern beeinflussen. Beginnen wir mit der Stromquelle, denn wie die Praxis zeigt, hängt der Betrieb jedes Verstärkergeräts weitgehend davon ab. Da der Einbau eines Spannungsstabilisators in einen Röhrenverstärker unwirtschaftlich ist, steigen die Anforderungen an alle Elemente seiner Stromquelle. Um Verluste im Netzwerkkabel zu vermeiden, sollte seine Strombelastung 2,5 A / mm2 Querschnitt nicht überschreiten. Vor der Primärwicklung des Netztransformators muss ein Sperrfilter installiert werden, der das Eindringen von Hochfrequenz- und Impulsgeräuschen in den Verstärker unterdrückt. Es schützt zwar nicht vor „Klicks“, die beim Ein- und Ausschalten von Haushaltsgeräten mit reaktiver Last (Kühlschränke, Staubsauger usw.) in den Verstärker eindringen, schützt aber vor Störungen durch Quellen starker Funkemissionen. Besonderes Augenmerk sollte auf den Leistungstransformator gelegt werden. Sein Design sollte die Unterdrückung von Störungen gewährleisten, die den Sperrfilter passiert haben. Es gibt drei Hauptausführungen von Transformatoren: Panzertransformatoren, Stabtransformatoren und Ringkerntransformatoren. Am weitesten verbreitet sind gepanzerte Transformatoren auf W-förmigen Magnetkernen. Sie sind günstig, technologisch fortschrittlich, haben aber große Streufelder. Darüber hinaus ist es bei solchen Transformatoren sehr schwierig, Einkopplungen und Störungen und damit „Klicks“ beim Betrieb von Haushaltsgeräten zu unterdrücken. Transformatoren auf Ringkernmagnetkreisen haben diese Nachteile nicht, sind aber zu teuer. Die Wahl des Querschnitts des Magnetkreises des Netztransformators und die Lage seiner Wicklungen darauf sind sehr wichtig. Um die Klangqualität zu verbessern, muss eine Reduzierung der Streuinduktivität und Eigenkapazität des Transformators angestrebt werden. Besonderes Augenmerk sollte auf die Isolierung, Abschirmung und Lage der Netzwicklung im Magnetkreis gelegt werden. da etwaige parasitäre Verbindungen dazu beitragen, dass Störungen aus dem Netzwerk in den Verstärker eindringen. Bei der Wahl des Querschnitts des Magnetkreises und des Durchmessers der Drähte der Transformatorwicklungen muss berücksichtigt werden, dass der Strom, der durch die am Brückengleichrichter belastete Sekundärwicklung fließt, das Dreifache des gleichgerichteten Stroms erreichen kann. Die Praxis der Entwicklung von NF-Verstärkern zeigt, dass ein echter Netzwerktransformator im Vergleich zu allgemein anerkannten Berechnungsmethoden einen zwei- bis dreifachen Spielraum für den Querschnitt des Stahls des Magnetkreises und des Kupferdrahts der Wicklungen haben sollte. Für Gleichrichter von Netzteilen für Röhrenendverstärker gelten keine besonderen Anforderungen, die sich von denen für vergleichbare Geräte von Transistorverstärkern unterscheiden. Es sei denn, für Lampen sollten Gleichrichtergeräte mit höherer Spannung verwendet werden, da die Anodenspannung der Lampen die zur Stromversorgung der Transistoren erforderliche Spannung deutlich übersteigt. In letzter Zeit ist es jedoch in Mode gekommen, Kenotrons anstelle von Siliziumdioden in Gleichrichtern zu verwenden. Tatsächlich öffnet das Kenotron sanfter und der von ihm gleichgerichtete Strom enthält weniger Hochfrequenzkomponenten. Gute Glättungsfilter und eine richtig gewählte Montagetopologie ermöglichen jedoch die Entwicklung eines hervorragenden Gleichrichters auf Basis von Siliziumdioden. Mit anderen Worten: Bei einem ordnungsgemäß hergestellten Siliziumdiodengleichrichter hat der Kenotron-Gleichrichter keine Vorteile gegenüber diesem. Das dritte Hauptelement der Verstärkerstromversorgung ist der Glättungsfilter. In Netzteilen hochwertiger NF-Verstärker ist es wünschenswert, Filter auf Fluorkunststoff- oder Polypropylen-Kondensatoren zu verwenden. Allerdings haben solche Kondensatoren eine geringe spezifische Kapazität und glätten die Welligkeit der gleichgerichteten Spannung nicht ausreichend. In diesem Zusammenhang ist der Einbau von Oxidkondensatoren in die Filter erforderlich. Am besten geeignet sind K50-27. Anstelle eines großen Kondensators empfiehlt es sich, mehrere parallel geschaltete kleinere Kondensatoren zu verwenden und den Oxidkondensator durch einen kleinen Polypropylenkondensator zu überbrücken. Allerdings sind kürzlich Polypropylen-Kondensatoren K78-12 erschienen. K78-17 und K78-20 mit einer Kapazität von etwa zehn Mikrofarad, ausgelegt für eine Betriebsspannung von 500 V. Nun zu den Faktoren, die die Abhängigkeit des Klangs vom Verstärker selbst bestimmen. Bei der Auswahl einer Single-Ended- oder Push-Pull-Leistungsverstärkerschaltung werden in der Regel die folgenden Vor- und Nachteile berücksichtigt. Die in den Ausgangssignalen von Single-Ended-Verstärkern enthaltenen Oberwellen fallen subjektiv weniger auf; Solche Kaskaden sorgen für einen weicheren Klang des Hochfrequenzregisters, sie sind einfacher in Schaltung und Design. Zu den Nachteilen von Einzelzykluskaskaden zählen ein geringer Wirkungsgrad (15 ... 20 %) und. dadurch geringe Ausgangsleistung, hohe Anforderungen an den Welligkeitsgrad und die Stabilität der Versorgungsspannung, Schwierigkeiten bei der Wiedergabe niedriger Audiofrequenzen. Der letzte dieser Mängel hängt mit dem Vorhandensein einer Permanentmagnetisierung des Magnetkreises des Ausgangstransformators eines Eintakt-Leistungsverstärkers zusammen. Dies führt zu einer Verringerung der magnetischen Permeabilität des Magnetkreises und damit zu einer Verringerung der Induktivität der Primärwicklung des Ausgangstransformators und einer Erhöhung der Grenzfrequenz seines Frequenzgangs. Versuche, die Induktivität durch Erhöhen der Windungszahl der Primärwicklung zu erhöhen, bringen wenig, da die Vorspannung zunimmt und der tatsächliche Anstieg der Induktivität unbedeutend ist. Darüber hinaus steigt mit zunehmendem Widerstand der Wicklung der Spannungsverlust an der Wicklung und der Wirkungsgrad nimmt ab. Eine Verbesserung der Situation bei der Wiedergabe niedrigerer Schallfrequenzen ist durch eine Vergrößerung des Querschnitts des Magnetkreises möglich, was viele Entwickler von Eintakt-Röhrenverstärkern anstreben. Gegentakt-Leistungsverstärker reproduzieren niedrigere Audiofrequenzen besser, da die Magnetkreise in ihren Ausgangstransformatoren nicht permanent magnetisiert sind. Solche Verstärker haben einen höheren Wirkungsgrad und eine höhere Ausgangsleistung, stellen weniger Anforderungen an die Parameter der Stromversorgung und benötigen einen einfacheren Ausgangstransformator. Gegentaktverstärker reproduzieren jedoch höhere Audiofrequenzen mit geringerer Genauigkeit und verfügen über komplexere Schaltkreise. Um einen unverzerrten Klang zu erhalten, sind die identischen Eigenschaften der Lampen der Gegentakt-Endstufe sehr wichtig. Normalerweise werden sie nach Steilheit und Schließspannung ausgewählt, aber erfahrungsgemäß reicht eine Auswahl nur nach diesen Parametern nicht aus. Wenn also die Ströme der Ausgangslampen aus dem Gleichgewicht geraten, kommt es zu einer Amplitudenmodulation der Oberwellen des Ausgangssignals mit einer Frequenz von 100 Hz. d. h. wenn beispielsweise ein Signal mit einer Frequenz von 1000 Hz verstärkt wird, liegen am Ausgang des Verstärkers Komponenten mit einer Frequenz von 900 und 1100 Hz an. Und dies führt zum Auftreten zusätzlicher und, wie wir Ihnen versichern, hörbarer Verzerrungen. Mit der Unsymmetrie steigt natürlich auch der Gesamtkoeffizient der nichtlinearen Verzerrung. Neuere Studien haben gezeigt, dass Pumpenpaare nach dem Miteigentum der Strom-Spannungs-Kennlinien mit einer Genauigkeit von nicht weniger als 5 % über den gesamten Betriebsstrombereich ausgewählt werden müssen. Das Problem der Verwendung von OOS in einem Leistungsverstärker kann unter Berücksichtigung der bekannten Vor- und Nachteile gelöst werden. Unter der Annahme, dass den Lesern die Vorteile von OOS bekannt sind, können wir nur sagen, dass ein Verstärker ohne OOS beispielsweise höhere Audiofrequenzen besser und niedrigere Audiofrequenzen schlechter wiedergibt. Seine Eigenschaften hängen stark von der Stabilität der Parameter sowohl der Lampen und anderer Schaltungselemente als auch von den Eigenschaften der Stromquelle ab. Es erfordert eine sorgfältigere Überlegung der Installation. Die Parameter der Endstufe des Verstärkers werden maßgeblich von den darin betriebenen Lampen bestimmt. Erstens. Unter Berücksichtigung der Eigenschaften der Lampen muss entschieden werden, welche davon am besten für den Einsatz im Verstärker geeignet ist – Trioden oder Pentoden (Tetroden). Im Vergleich zu Pentoden bieten Trioden beispielsweise eine bessere Verstärkungslinearität und einen geringeren Innenwiderstand, aber sie haben eine geringere Verstärkung und ermöglichen aufgrund der schlechten Nutzung der Anodenspannung keine höhere Ausgangsleistung. Wie bereits erwähnt, sind Röhren hinsichtlich der Klangqualität individueller. Wir präsentieren (Tabelle 2) das Spektrum der Harmonischen des Ausgangssignals eines Einzelzyklus-Leistungsverstärkers ohne Rückkopplung an einer EL-34-Lampe, die im A-Modus mit einer Ausgangssignalamplitude entsprechend einer Leistung von 1 W arbeitet. Der Pegel der ersten Harmonischen wird mit XNUMX dB angenommen.
Wie aus der Tabelle hervorgeht, weisen Verstärkerstufen desselben Lampentyps, selbst vom gleichen Hersteller, unterschiedliche harmonische Spektren des Ausgangssignals auf, was bedeutet, dass der von ihnen erzeugte Klang nicht der gleiche ist. Die Wahl der Betriebsart des Leistungsverstärkers fällt in der Regel nicht schwer. Am besten verwenden Sie Modus A, da dieser weniger Verzerrungen und einen besseren Klang bietet. Es ist viel schwieriger, das Problem des Schaltungsdesigns der Ausgangsstufe des Verstärkers zu lösen, aber darauf wird im nächsten Artikel eingegangen. Beginnen wir unsere Bekanntschaft mit der Schaltung von Leistungsverstärkern mit einer Einzelzyklus-Ausgangsstufe, die im Modus A arbeitet. Die typische Schaltung ist in Abb. dargestellt. 5. Die abgebildete Kaskade ist auf einer Triode aufgebaut, es ist jedoch zulässig, eine Tetrode oder Pentode zu verwenden.
Um die Haupteigenschaften einer Einzelzykluskaskade auf einer Triode zu analysieren, verwenden wir die in Abb. 6 Familie idealisierter Lampenanodeneigenschaften. Bei voller Ausnutzung der Anodenspannung sollte der Arbeitspunkt B in der Mitte der Lastlinie AB liegen, der Ruhestrom beträgt Iao, die Ruhespannung beträgt Uao. die Amplitude der Sinusspannung am Steuergitter – Umc, an der Anode – Ima. Die von der Kaskade an die Last abgegebene Leistung, Р = 1/2 (lma Uma), und die von ihr aus der Stromquelle verbrauchte Leistung, Po = lao Uao. Von hier aus lässt sich leicht die Effizienz der Kaskade ermitteln, die im Modus A arbeitet, No = P / Po = / 2 (lma Uma) / Ino Uno, und die an der Lampenanode abgegebene Leistung, P = P0 - P_ . Da im Ruhemodus die von der Lampe an die Last abgegebene Leistung Null ist, wird der Ruhestrom der Stufe so gewählt, dass die von ihr aus der Stromquelle aufgenommene Leistung die maximal zulässige Verlustleistung an der Anode der Lampe nicht überschreitet .
Die Funktionen der Anodenlast in der von uns betrachteten Kaskade werden vom Ausgangstransformator ausgeführt, und unter Berücksichtigung seines Wirkungsgrads beträgt die direkt an den Lautsprecherkopf gelieferte Leistung Pn = ntrP_. Wenn die Anfangsleistung Рn ist, dann nach der gleichen Formel , können Sie die Leistung bestimmen, die in diesem Fall die Triode an die Last abgeben soll: Р_=Рн/mтР. Auf Abb. In Abb. 7 zeigt die aus der Theorie der Verstärkergeräte bekannten Abhängigkeiten der an die Last abgegebenen Leistung P_. Effizienz - Anzahl und harmonischer Koeffizient -Kg der Kaskade auf der Triode aus dem Verhältnis Rv / Ri. Die Analyse dieser Abhängigkeiten lässt uns folgende Schlussfolgerungen ziehen: - Die Verstärkerstufe der Triode gibt der Last die maximale Leistung mit dem Widerstand der Anodenlast Ra=2Ri; - Der Wirkungsgrad der Kaskade steigt mit steigendem Rn/Rё und nähert sich dem Wert 0,5; - Eine Erhöhung des Widerstands der Anodenlast der Triode trägt dazu bei, die durch die Kaskade verursachten nichtlinearen Verzerrungen zu reduzieren.
Um gleichzeitig einen großen P_, einen ausreichend hohen Wirkungsgrad und einen niedrigen Kg zu erhalten, ist es daher wünschenswert, ein Ra/Ri-Verhältnis im Bereich von 2 ... 4 zu haben. Bei Verwendung einer Tetrode oder Pentode in der Ausgangsstufe ändert sich die Art dieser Abhängigkeiten etwas. Es ist bekannt, dass die Abhängigkeit des Trioden-Anodenstroms von der Anoden- und Gitterspannung durch die Beziehung la = (Uc - Ua/m)3/2 beschrieben wird. Dadurch kann der Designer, der über die Anodeneigenschaften der Lampe verfügt, die Betriebsart ganz eindeutig auswählen. Für Tetrode und Pentode existierte eine solche Gleichung bisher nicht. Die Autoren dieses Artikels haben versucht, eine ähnliche Formel für die von unserem Unternehmen verwendete Strahltetrode 6P45S abzuleiten. Als Ergebnis der Analyse wurde das Verhältnis Ià=1,8[1-1/(0.0012Ua2+ +1)](Uc/45+1)2 erhalten, das das Verhalten dieser Lampe beschreibt, allerdings nur bei eingeschalteter Spannung sein Schirmgitter U3 gleich 175 V. Bei anderen Spannungen sollte anstelle von Uc der Ausdruck (Ue + 0,5) - (U3-175) in die Formel eingesetzt werden. Bei anderen Tetroden oder Pentoden haben die Koeffizienten im obigen Verhältnis unterschiedliche Bedeutungen. Mit dieser Gleichung können Sie nicht nur den harmonischen Koeffizienten für den gewählten Lampenbetriebsmodus ermitteln, sondern mit der Methode der Spektralanalyse auch das harmonische Spektrum des verstärkten Signals ermitteln und nach den Kriterien der subjektiven Schallwahrnehmung optimieren. Traditionelle Methoden zur Analyse der Arbeit von Pentoden und Tetroden (Methode der fünf Ordinaten) liefern ähnliche Ergebnisse. Auf Abb. 8 zeigt die Abhängigkeiten der Parameter in P_ und Kg vom Widerstand Ra der 6PZS-Pentode. Aus der Abbildung ist ersichtlich, dass mit zunehmendem Ra zunächst die Leistung P_ zunimmt und Kg abnimmt, aber sobald Ra 3.4 kOhm erreicht (bei anderen Lampen ist dieser Wert anders), beginnt die Leistung abnehmen und Kg erhöhen. Mit anderen Worten: Die Triode ist für die Wahl von Ra weniger entscheidend. als die Tetrode und Pentode. Wie sich dies auf die Klangqualität auswirkt, ist schwer zu sagen, aber möglicherweise sollte die Ausgangsstufe einer Triode angenehmer klingen als eine Tetrode oder Pentode.
Andererseits haben Kaskaden auf Basis von Pentoden und Tetroden im Maximalleistungsmodus P_ einen höheren (0.35 ... 0.4) Wirkungsgrad. als Kaskaden auf Trioden (0,15 ... 0.25). Betrachten wir nun die Merkmale der Ausgangstransformatoren, die im Einzyklus-UMZCH im Modus A installiert sind. In solchen Stufen kommt es bekanntlich zu einer konstanten Magnetisierung des Transformatormagnetkreises, was zu einem Abfall seiner magnetischen Permeabilität führen kann und eine Abnahme der Induktivität der Primärwicklung, die mit einer Verengung des reproduzierbaren Frequenzbandes aus dem Niederfrequenzspektrum einhergeht. Wie folgt aus der Formel zur Bestimmung der Induktivität einer Spule mit einem geschlossenen Stahlmagnetkreis (L=1,26 nSmW2/Lc -10-8, Hn. wobei m die magnetische Permeabilität des Magnetkreises ist; SM der Querschnitt des Magnetkreis, cm2; W ist die Anzahl der Windungen der Spule; Lc ist die durchschnittliche Länge der Magnetfeldlinie, cm), es ist möglich, die Induktivität der Primärwicklung des Transformators zu erhöhen, indem man die Anzahl ihrer Windungen erhöht Windungen und der Querschnitt des Magnetkreises. Eine Erhöhung der Windungszahl geht jedoch mit einer Erhöhung der Vorspannung einher, und eine Vergrößerung des Querschnitts des Magnetkreises führt zu einem starken Anstieg der Abmessungen und des Gewichts des Transformators. Außerdem wächst die Induktivität tatsächlich sehr langsam. Den Prozess der Auswahl des Magnetkreises und der Windungszahl der Primärwicklung des Transformators veranschaulichen wir anhand des folgenden Beispiels. Angenommen, wir müssen dieses Verfahren für eine Verstärkerstufe mit einem Anodenwiderstand der Ausgangslampe Ra = 2 kOhm, einem Anodenstrom 1a = 0,2 A und einer Nutzleistung P_ = 24 W durchführen. Es ist bekannt, dass die erforderliche Induktivität der Primärwicklung des Ausgangstransformators durch die Formel L = 0,3 Ra / fn, H bestimmt wird, was bedeutet, dass, wenn der Betriebsfrequenzbereich auf fn = 20 Hz begrenzt werden soll, dann müssen wir die Induktivität L = 0,3 2 10 3 /20=30 Gn bereitstellen. Bei Verwendung des Magnetkreises PL25x50xb5, der nur eine ganz bestimmte Windungszahl aufnehmen kann, ist dies mit dem Verhältnis des Primärwicklungswiderstands zum Anodenwiderstand Ro6 / Ra = 0,3 möglich. Ein Magnetkern mit großem Querschnitt PL25x50x120 ermöglichte es, dieses Verhältnis auf 0,25 und PL32x64x16 auf 0,2 zu reduzieren. Es ist leicht zu erkennen, dass eine Vergrößerung des Querschnitts des Magnetkreises um den Faktor drei zu einer Verringerung des Ro6/Ra-Verhältnisses von 0,3 auf 0,2 führt und dieses Verhältnis zu einem gut entwickelten Niederfrequenzregister führt sollte gleich 0,1 sein, da sonst aufgrund eines Spannungsabfalls bei einem zu hohen Widerstand der Primärwicklung der Wirkungsgrad der Endstufe sinkt. Wenn der Bereich der reproduzierbaren Frequenzen auf eine Frequenz von 30 Hz begrenzt ist, verringert sich die Induktivität der Primärwicklung auf 20 H, und in diesem Fall werden bei Verwendung der Magnetkreise PL25x50x65, PL25x50x120 und PL32x64x160 die Ro6/Ra-Verhältnisse verringert jeweils gleich 0,23, 0,14 und 0,13 sein. was ebenfalls größer als die geforderten 0,1 ist. Um dennoch das gewünschte Verhältnis zu erhalten, kann empfohlen werden, die Anodenspannung der Ausgangslampe zu erhöhen. Dann ist es bei konstanter, an die Last übertragener Leistung möglich, den Anodenstrom und damit die Vorspannung zu verringern Der Ausgangstransformator. Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, die untere Frequenz des reproduzierbaren Frequenzbereichs bis 40 Hz zu erhöhen und den Anodenlastwiderstand Rn durch den Einsatz von Lampen mit niedrigem Innenwiderstand Ri zu verringern. Kommen wir nun zur Betrachtung der Merkmale der Push-Pull-Ausgangsstufe (Abb. 9). Diese Kaskade stellt strenge Anforderungen an die Symmetrie der an ihren Eingängen ankommenden gegenphasigen Signale. Diese Anforderungen müssen von einer phaseninvertierten Kaskade erfüllt werden.
Im Hinblick auf die Gewährleistung der Symmetrie der Ausgangssignale ist ein Phasenumrichter aus zwei Trioden, die nach einer symmetrischen Schaltung verbunden sind, am besten geeignet (Abb. 10). Seine Symmetrie hängt von den Parametern des Stromgenerators im Kathodenkreis der Phasenwenderlampen ab.
Zur Veranschaulichung dieser Aussage stellen wir das Spektrum der Harmonischen und den nichtlinearen Verzerrungskoeffizienten der Ausgangssignale von Phasenwechselrichtern vor, die mit Generatoren arbeiten, deren Ersatzwiderstände 11 und 30 kOhm betragen (siehe Tabelle).
Die Messungen wurden für drei Ausgangssignalpegel des Phasenwechselrichters durchgeführt: Maximum (+20 dB), Nominal (+10 dB) und Minimum (0 dB). Es ist leicht zu erkennen, dass bei einer Erhöhung des Ersatzwiderstands des Generators von 11 auf 30 kΩ der harmonische Koeffizient des Ausgangssignals, bestimmt durch die Symmetrie des Phasenwechselrichters, um fast den Faktor zwei sinkt. Als Stromgenerator können Sie eine Lampe, einen Transistor oder einen herkömmlichen Widerstand verwenden. Besonderes Augenmerk sollte auf die Auswahl der Lampenpaare für eine Gegentakt-Endstufe gelegt werden. Dies ist sehr wichtig, da eine Unsymmetrie zu einem erheblichen Anstieg der Gesamtverzerrung am Verstärkerausgang sowie zu einer Amplitudenmodulation von Oberwellen mit einer Frequenz von 100 Hz führt, da der Unterdrückungsgrad der Stromversorgungswelligkeit abnimmt ist allen ausgeglichenen Stadien inhärent. Aktuelle Studien der Autoren des Artikels bestätigten die Notwendigkeit, Lampenpaare nach dem Zusammentreffen der Strom-Spannungs-Kennlinien mit einer Genauigkeit von nicht weniger als 5 ... 2 % im gesamten Betriebsstrombereich auszuwählen. Um eine im Modus A arbeitende Gegentakt-Endstufe zu berechnen, können Sie die Formeln zur Berechnung von Single-Ended-Stufen verwenden und dabei lediglich die Leistung P_ verdoppeln. Bei Betrieb im Modus B ändert sich das Berechnungsverfahren etwas [3]. In Abb. dargestellt. 11 bestätigen auch die Abhängigkeiten der an die Last abgegebenen Leistung P_ und des Wirkungsgrades vom Ron/Ri-Verhältnis die Tatsache, dass die Triode bei gegebener Anodenspannung und Betrieb im Modus B ohne Gitterströme die größte Leistung an einer Anode liefert Lastwiderstand gleich seinem Innenwiderstand Ri. Der Wirkungsgrad einer Push-Pull-Endstufe an Trioden im Modus B steigt mit zunehmendem Ron und tendiert zu einem Wert von 0,785.
Bei der Verwendung von Pentoden oder Tetroden in einer Gegentakt-Ausgangsstufe ist die vorteilhafteste Last im Modus B diejenige, bei der die Lastkennlinie durch die Kurve der statischen Anodenkennlinie verläuft, die bei einer Spannung am Steuergitter Uc gemessen wird = 0. In diesem Fall liegen die von den Lampen an die Last abgegebene Leistung und der Wirkungsgrad der Kaskade nahe am Maximum. Der Widerstand der Anodenlast eines Arms der Push-Pull-Stufe im Modus B ist geringer als im Modus A und liegt normalerweise innerhalb von (0.04 ... 0.1) Ri. Ansonsten wird die Push-Pull-Kaskade bei Pentoden genauso berechnet wie bei Trioden. Es ist zu beachten, dass in den Ausgangsstufen echter hochwertiger 3H-Verstärker niemals der reine Modus B verwendet wird, da diesem Modus inhärente Verzerrungen vom Typ „Stufe“ auftreten. Der AB-Modus wird bevorzugt. bei dem die Lampen mit einem bestimmten Anfangsversatz arbeiten, wodurch das Auftreten dieser Verzerrungen verhindert wird. Die Auswahl eines Ausgangstransformators für eine Mode-B-Stufe ist einfacher als für eine Mode-A-Stufe, da es keine Probleme im Zusammenhang mit der Permanentmagnetisierung des Magnetkreises gibt. Die Minimierung der Streuinduktivität wird durch die Aufteilung beider Wicklungen des Transformators erreicht. Abschließend möchte ich auf einen Verstärkerparameter wie die Ausgangsimpedanz aufmerksam machen. Sie lässt sich nach folgender Formel ermitteln: Rout=[(Uxx/Uh)-1] Rh. wo Uxx - Leerlaufspannung am Ausgang des Verstärkers, V; Uh - Spannung an der Last des Verstärkers, V; Rh ist der Lastwiderstand. Ohm. Dieser Parameter charakterisiert am besten die Abhängigkeit des Ausgangsstroms von der Ausgangsspannung des Verstärkers. Auf Abb. In Abb. 12 zeigt ein Diagramm der Einbeziehung von Messgeräten, die geeignet sind, diese Abhängigkeit zu beseitigen. Messungen müssen bei unterschiedlichen Frequenzen durchgeführt werden. Dieser Zusammenhang sollte möglichst linear sein. Die Nichtlinearität wird durch die Einführung des FOS ausreichender Tiefe korrigiert.
Der Vorverstärker ist nach einem Zweikanalschema aufgebaut und arbeitet mit magnetischen Tonabnehmern herkömmlicher elektronischer Steuergeräte, CD-Player und anderen Quellen niederfrequenter Signale. Es bietet dünn kompensierte Lautstärkeregelung, Klangregelung für niedrigere und höhere Tonfrequenzen und Stereo-Balance-Einstellung. Der Verstärker verfügt über zwei Ausgänge und Buchsen für Stereo-Kopfhörer. An einen der Ausgänge kann ein Tonbandgerät angeschlossen werden, an den anderen kann ein externer UMZCH angeschlossen werden. Wichtigste technische Eigenschaften des Verstärkers. Nenneingangsimpedanz: magnetischer Tonabnehmer – 47, CD-Player – 10, universell – 100 kOhm; Bereich reproduzierbarer Schallfrequenzen - 7...90000 Hz; Tonregelbereich für niedrigere und höhere Tonfrequenzen - 6 dB; Geräuschpegel (gewichteter Wert) - am Ausgang des magnetischen Tonabnehmerverstärker-Korrektors - 73, linearer Verstärker - 97 dB; Ausgangswiderstand - nicht weniger als 1 kOhm; Trennung der Stereokanäle bei einer Frequenz von 10 kHz – nicht schlechter als 40 dB, maximales Ausgangssignal bei einer Last von 47 kOhm – nicht weniger als 25 V (rms) Das Anschlussdiagramm der Vorverstärkerblöcke ist in Abb. dargestellt. 13. Es besteht aus vier funktional abgeschlossenen Blöcken: einem Hochpassfilter (A1), Lautstärkeregelungs-Loudness-Elementen (A2), einem Zweikanalverstärker (A3) und einem Netzteil (A4). Außerhalb der Blöcke gibt es fünf Eingangsbuchsen (XS1-XS5) und drei Ausgangsbuchsen (XS6-XS8), drei Schalter (Eingänge - SA1, Hochpassfilter - SA2, Loudness-Elemente - SA3) und Stereo-Balance-Regler (R9, R10). , Lautstärkeregler (R11, R12), niedrige (R13, R15) und höhere (R14, R16) Tonfrequenzen, Anzeigeelemente (HL1-HL15), Überspannungsschutz und Netzschalter.
Auf der Vorderseite des Verstärkergehäuses befinden sich Lautstärke-, Ton- und Stereo-Balance-Regler, ein Netzschalter, eine Hochpassfilter-Einschaltanzeige, ein Loudness-Schalter, ein Eingangsschalter und eine Telefonbuchse, auf der Rückseite befinden sich Eingang und Ausgangsbuchsen und eine Erdungsbuchse. Das Signal vom Eingang des Magnetaufnehmers XS2 wird dem Eingang des Korrekturverstärkers und von dessen Ausgang dem Eingangsschalter SA1 zugeführt. Hier werden auch Signale aller anderen Eingänge eingespeist, die dann zu den Hochpassfiltern R1R2C1 (Platinen A1 L, A1.2) gelangen. Die Filter sind so konzipiert, dass sie das Klangspektrum von der Seite der unteren Audiofrequenzen (<18 Hz) begrenzen und können auf Wunsch mit dem SA2.0-Schalter ausgeschaltet werden. Wenn die Filter eingeschaltet sind, signalisiert dies die HL1-LED. Über diese Schalter und separate R9-Stereo-Balance-Regler. Die Eingangssignale von R10 gehen an die Lautstärkeregler 11, R12 und dann an die Eingänge der 3H-Vorverstärker (Platinen A3.1 und A3.2). Mit dem Schalter SA3 können die Loudness-Elemente R11, R12, C1 an die Abgriffe der Widerstände R2, R1 angeschlossen werden. C2 und R3. R4. C3, C4 (Karten A2.1 und A2.2). Vom Ausgang des Vorverstärkers (Pin 19, 16 Platinen A3.1 und A3.2) wird das verstärkte Signal der Ausgangsbuchse XS7 und dem Eingang eines an der Telefonbuchse XS8 angeschlossenen Telefonverstärkers zugeführt. Die XS6-Ausgangsbuchse ist mit dem Stereo-Balance-Regler verbunden und wird, wie oben erwähnt, bei der Aufnahme eines Signals auf ein Tonbandgerät verwendet. Das schematische Diagramm eines der Vorverstärkerkanäle (Platine A3.1) ist in Abb. dargestellt. 14. Der zweite Kanal ist völlig identisch damit. Die Schlussfolgerungen seines Vorstands sind in Klammern neben den Schlussfolgerungen des ersten Kanals angegeben (Abb. 14). Auf der A3.1-Platine sind ein magnetischer Tonabnehmer-Korrekturverstärker sowie Linear- und Telefonverstärker montiert.
Beim Betrieb mit einem magnetischen Tonabnehmer wird das Eingangssignal von der XS2-Buchse (Abb. 13) über die passive Hochfrequenzkorrekturschaltung R2C1 dem Eingang eines dreistufigen Korrekturverstärkers zugeführt. Seine ersten beiden Stufen basieren auf einer VL1-Doppeltriode gemäß der üblichen Widerstandsschaltung mit einer Last im Anodenkreis. Die dritte Stufe ist auf einer VL2.1-Lampe gemäß der Kathodenfolgerschaltung aufgebaut, was zu ihrer guten Anpassung an einen linearen Verstärker beiträgt. Um den Betriebsmodus dieser Kaskade zu stabilisieren, wird die R8R9R12-Schaltung verwendet. Der Standardfrequenzgang des Korrekturverstärkers wurde dank zweier frequenzabhängiger Schaltkreise erreicht: einem passiven R2C1-Schaltkreis und einem OOS-Schaltkreis, dessen Spannung vom Verstärkerausgang abgenommen und über die R10R11C4-Elemente der Kathode des VL1.1 zugeführt wird. 10 Eingangslampe. Die Spannung vom Ausgang des Korrekturverstärkers (Pin 3.1 der A1-Platine) wird dem Eingangsschalter SA12 und dann wie üblich dem Eingang (Pin 3.1 der AXNUMX-Platine) des Linearreglers zugeführt Verstärker. Die Verstärkung des Korrektors des magnetischen Tonabnehmers bei einer Frequenz von 1000 Hz beträgt 38 dB; gewichtetes Signal-Rausch-Verhältnis - 72...74 dB; Frequenzgangabweichung vom Standard bei Verwendung der Elemente R2, R5, R10, R11, C1, C4 mit einer Toleranz von 1 % - nicht mehr als 1 dB. Der Linearverstärker ist wie der Korrekturverstärker dreistufig aufgebaut. Kaskaden auf Trioden VL3.1 und VL3.2 VL3-Lampen werden nach dem Schema von Widerstandsverstärkern zusammengebaut. Der erste von ihnen wird über die Widerstände R15R16 von einer lokalen OOS-Schaltung abgedeckt, die seine Ausgangsimpedanz verringert. Die dritte Stufe ist ein Kathodenfolger. Die Spannung seines Ausgangs wird an die XS7-Ausgangsbuchse und an den Telefonverstärker weitergeleitet. Die Klangregler R13 (LF) und R14 (HF) arbeiten zusammen mit den Elementen R19-R23 und C9-C11 in einer gemeinsamen OOS-Schaltung. Verstärkung des linearen Verstärkers - 20 dB; der gewichtete Wert des Signal-Rausch-Verhältnisses beträgt 97...99 dB. Der Telefonverstärker ist nach dem Schema eines zusammengesetzten Emitterfolgers auf den Transistoren VT1-VT4 aufgebaut. Die Spannung seiner Last wird der Telefonbuchse XS8 zugeführt (siehe Abb. 13). Das schematische Diagramm der Stromversorgung des Vorverstärkers ist in Abb. dargestellt. 15. Die Netzwechselspannung wird über einen speziellen Hochfrequenz-Rauschunterdrückungsfilter L1L2C1C2 und einen Netzschalter SA4 zugeführt. Der Netztransformator T1 arbeitet mit drei Gleichrichtern. Der Anodenspannungsgleichrichter ist auf VD5-VD8-Dioden aufgebaut, die in einer Brückenschaltung geschaltet sind. Die gleichgerichtete Spannung wird dem Welligkeitsglättungsfilter R18C11-C14R16 und dann dem elektronischen Filter am Transistor VT1 und den Zenerdioden VD1, VD2 zugeführt. Letztere schützen den Transistor beim Einschalten vor einem Durchschlag. Die Funktionsweise dieses Filters wird durch den Abstimmwiderstand R12 eingestellt. Am Ausgang des elektronischen Filters sind passive RC-Filter R1C1, R2C2, R3C3 und R4C4 enthalten.
Der Gleichrichter für die Glühfadenspannung der Lampe ist auf VD9-VD12-Dioden aufgebaut. Direkt von seinem Ausgang (nach Glättungskondensatoren C15, C16) über den Widerstand R5 werden die Glühlampen HL2-HL15 mit Strom versorgt. Die Glühspannung der Verstärkerlampen wird vorläufig über die Transistoren VT2, VT3 dem Stabilisator zugeführt. Der genaue Wert der stabilisierten Spannung (+6,3 V) wird durch den Abstimmwiderstand R6 eingestellt. Die Spannung zur Versorgung des Telefonverstärkers (-6,3 V) wird durch die VD13-VD16-Dioden gleichgerichtet, durchläuft den Welligkeitsglättungskondensator C17, den Stabilisator an den Transistoren VT4, VT5 und gelangt in die Elektroden der Transistoren VT1-VT4 des A3 Vorverstärkerplatine. Die Hauptblöcke des Verstärkers sind auf einem Metallgehäuse mit den Abmessungen 475 x 112 x 400 mm montiert. In allen Blöcken werden Konstantwiderstände C2-23 und C2-33 sowie Abstimmwiderstände SP4-1 verwendet. Auf der Verstärkerplatine (A3.1) befinden sich die Kondensatoren K71-7 (C1, C4, C13, C16), K73-17 (C2, C5, C14), K78-2 (C3, C6, C7, C15), K77-7 installiert sind (C9-C11, C13), K50-24 (C8, C17, C18), KD-2 (C12); auf der Stromversorgungsplatine (A4) - K73-17 (C1-C4, C6, C7, C10, C18-C20), K50-24 (C5, C8. C9, C15-C17); auf der Loudness-Platine (A2) - PM-2 (C1 ... C3) und K71-7 (C2. C4); auf der Hochpassfilterplatine (A1) - K71-7 (C1); außerhalb der Blöcke - KM-5 (C1-C7) und K73-17 (C8-C9); im Netzwerkfilter -K73-17 (C1, C2). SPZ-30-Widerstände wurden als Stereo-Balance-Regler, SPZ-30 als Lautstärkeregler und SPZ-30 als Klangregler verwendet. Der Netzwerktransformator des Vorverstärkers ist auf dem Magnetkreis Ш26Х52 aufgebaut. Wicklung 1-3-5-7 enthält 2x404 Windungen Draht PEV-2 0,315; Wicklung 2-4 - 1078 Drahtwindungen PEV-2 0,08; Wicklung 10-12 - 36 Windungen Draht PEV-2 1,41; Wicklung 6-8 - 31 Windungen Draht PEV-2 0,315. Die Abschirmwicklung besteht aus 20 Windungen PEV-2 0,1-Draht, die in einer Reihe gewickelt sind. Im Netzfilter sind Drosseln DM-3 (LI, L2) verbaut. Netzschalter SA4 – PKN-41, Hochpassfilterschalter SA2 – PKN61. andere Schalter SA1, SA3 - PGK. Der Leistungsverstärker „UM-01“ von „Valancon“ kann sowohl mit einem eigenen (siehe „Radio“, 1998, Nr. 3, S. 19-21) als auch mit einem externen Vorverstärker betrieben werden. Seine Empfindlichkeit beträgt 0,775 V; Nennausgangsleistung - 2x100 W; maximal kurzzeitig - 2x200 W; Nennbereich der reproduzierbaren Frequenzen - 7...90 000 Hz; Ungleichmäßigkeit des Frequenzgangs im Bereich von 20 ... 20 Hz - nicht mehr als 000 dB; Signal-Rausch-Verhältnis – nicht weniger als 3 dB; Abmessungen - 97x475x160 mm; Gewicht - 400 kg. Der Verstärker ist für den Anschluss von Lautsprechern mit einer elektrischen Impedanz von 34 und 4 Ohm ausgelegt. Das Anschlussdiagramm der UMZCH-Blöcke ist in Abb. 17 dargestellt. 1. Das Eingangsstereosignal von der XS1-Buchse gelangt über die Pegelregler R2 und R1.1 zu den Platinen der linearen (A1.2, A2.1) und dann terminalen (A2.2, A3) 1H-Verstärker. Letztere werden über die Ausgangstransformatoren T2, T2 belastet, an deren Sekundärwicklungen Akustiksysteme über die Buchsen XS3 - XSXNUMX angeschlossen werden können.
Ein schematisches Diagramm des Kanals eines auf der A1.1-Platine montierten Linearverstärkers ist in Abb. dargestellt. 18. Die erste Stufe des Verstärkers besteht aus einer VL1.1-Triode, die gemäß dem Schema mit einer Last im Anodenkreis verbunden ist. Der Kathodenkreis dieser Lampe (Pin 3 der A1.1-Platine) erhält über den R6C4-Kreis die Spannung des gemeinsamen OOS von der Sekundärwicklung des Ausgangstransformators T1. Seine Tiefe hängt eng mit den Parametern des Ausgangstransformators und der Topologie der Feldanschlüsse zusammen. Mit den in diesem Verstärker verwendeten 6P45S-Ausgangslampen ist eine ausreichende Linearität des Verstärkers bei einer OOS-Tiefe von 5 ... 15 dB gewährleistet. Vom Lastwiderstand R5 der Triode VL1.1 wird die verstärkte Spannung den Gittern der Trioden der VL2-Lampe zugeführt, die in einer Phasenwenderkaskade arbeitet. Die Kathodenkreise dieser Lampe umfassen einen Stromgenerator, der auf einer VL1.2-Triode basiert. Seine Ernennung wurde in einem der zuvor veröffentlichten Artikel dieser Reihe ausführlich beschrieben. Der Phasenumkehrstufenmodus wird durch einen abgestimmten Widerstand R15 entsprechend der maximalen Signalamplitude an den Anoden der VL2-Lampe eingestellt. Die Elemente R13C9C5 korrigieren die Frequenz- und Phaseneigenschaften des Leistungsverstärkers. Ihre Nennwerte hängen vom jeweiligen Ausgangstransformator ab und werden so ausgewählt, dass eine ausreichende Gleichmäßigkeit der genannten Eigenschaften erreicht wird. Widerstände R4, R17 und Kondensatoren C1, C2, C7, C8 sorgen für eine zusätzliche Filterung der Versorgungsspannung der linearen Verstärkerlampen. Von den Ausgängen der Phasenumkehrstufe (Pin 7, 8 der A1.1-Platine) werden 3H-Signale über Pentoden den Eingängen des Push-Pull-Endleistungsverstärkers (Pin 7, 8 der A2.1-Platine) zugeführt VL5, VL6 (Abb. 19). Die Vorspannung wird ihren Steuergittern von einem externen Gleichrichter mit einer Spannung von -120 V zugeführt. Die Lampenströme werden durch einen Trimmwiderstand R1 und einen Balanceregler R2 eingestellt. Die Anoden der Lampe (vyv. 23, 24) sind mit den Primärwicklungen des Ausgangstransformators T1 verbunden. Die Kanaldiagramme der auf den Platinen A1.2 und A2.2 montierten Verstärker ähneln den beschriebenen. Die Schlussfolgerungen dieser Gremien sind in Abb. dargestellt. 18, 19 in Klammern.
Das schematische Diagramm der Stromversorgung (Platine A3) des Leistungsverstärkers ist in Abb. 20 dargestellt. 1. Die Netzspannung wird dem Leistungstransformator T1 über den Hochfrequenz-Rauschunterdrückungsfilter L2L3C4C1 und den Schalter SB420 zugeführt. An die Sekundärwicklungen des Transformators sind fünf Gleichrichter angeschlossen. Vom Gleichrichter für eine Spannung von +2 V (VD5 - VD400) werden die Phasenwechselrichterstufen mit Strom versorgt, +6 V (VD9-VD10 und VD13-VD175) - die Anodenkreise der Lampen der Ausgangsstufen, +14 V (VD17-VD120) - die ersten Stufen von Linearverstärkern und Schaltungen, die die Gitter der Lampen der Ausgangsstufen abschirmen, -18 V (VD21 - VD14) - Gittervorspannungsschaltungen der Lampen der Ausgangsstufen und eine Lampe eines Stromgenerators eines Linearverstärkers . Alle Gleichrichter sind nach Brückenschaltungen aufgebaut. Zur Unterdrückung hochfrequenter Störungen werden die Dioden mit den Kondensatoren C3 – C2 überbrückt. Als Elemente zur Glättung von Wellen werden Oxidkondensatoren C7 - C11, C12, C0,1 verwendet, die mit Kondensatoren mit einer Kapazität von 120 μF überbrückt sind. Am Ausgang des Gleichrichters ist eine Zenerdiode VD1 für eine Spannung von -XNUMX V eingebaut.
Die Glühfäden aller Leistungsverstärkerlampen werden mit Wechselstrom aus einer separaten Wicklung 13 - 14 des T1-Netztransformators gespeist. Der Leistungsverstärker ist auf fünf Platinen (A1.1, A1.2, A2.1, A2.2 und A3) montiert. Außerhalb der Platinen befinden sich Eingangs- und Ausgangsbuchsen, Signalpegelregler, Ausgangs- und Netztransformatoren, Elemente der OOS-Schaltung C1, C2, R3, R4 (siehe Abb. 17), ein Hochfrequenz-Rauschunterdrückungsfilter, ein Netzschalter und eine zusätzliche Buchse XS1 (Abb. 20). Alle Festwiderstände sind C20-23 und C2-33. Der Linearverstärker verwendet die Kondensatoren K50-24 (C3), K73-17 (C2, C7); K71-7 (C9), K78-2 (C10, C11). Alle anderen Leistungsverstärker-Oxidkondensatoren sind K50-27, Kondensatoren, Gleichrichter-Shunt-Dioden und Glättungsfilter sind K73-17. Signalpegelregler R1, R2 (siehe Abb. 17) - SPZ-4M, Abstimmwiderstände R15 (siehe Abb. 18) und R1, R2 (siehe Abb. 19) -SP4-1. Die Ausgangstransformatoren basieren auf Magnetkreisen Ш32Х64. Die Primärwicklungen 5 – 1 und 1 – 6 enthalten jeweils 444 Windungen PEV-2 0,45. Die Sekundärwicklungen sind unterteilt und jeder Abschnitt enthält 26 Windungen PEV-2 1,32. Der Netzwerktransformator verwendet einen Sh40X80-Magnetkreis. Die Primärwicklung 1-2 besteht aus 344 Windungen PEV-2 1,0-Draht. Sekundärwicklungen enthalten: 3-4 - 464 Windungen PEV-2 0,16; 5-6 und 7-8 - 450 Windungen PEV-2 je 0,45; 9-10 - 195 Drahtwindungen PEV-2 0,16; 11-12- 156 Windungen desselben Drahtes, 13-14 - 11 Windungen PEV-2 2,5-Draht. Literatur
Autor: V. Kostin, Moskau
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