Superlinearer UMZCH mit tiefem Umweltschutz. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik

Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Transistor-Leistungsverstärker

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Ist es möglich, aus heimischen Komponenten einen Verstärker zu entwickeln, der mit jedem Markenverstärker erfolgreich konkurrieren kann? Der Autor des veröffentlichten Artikels hat diese Frage bejaht. Darüber hinaus verwendete er im UMZCH Bipolartransistoren und Operationsverstärker.

An Haushaltskomponenten liefert dieser ultralineare Verstärker mit tiefer und breitbandiger Rückkopplung eine Langzeitleistung von bis zu 150 Watt an einer 4-Ohm-Last. Mit importierten Komponenten können Sie die Leistung bei einer 8-Ohm-Last auf bis zu 250 Watt steigern. Es kann mit einer komplexen Last arbeiten und verfügt über einen Eingangs- und Ausgangsüberlastungsschutz. Die Intermodulationsverzerrungen des UMZCH sind so gering, dass der Autor gezwungen war, sie bei Radiofrequenzen zu messen. Das vom Autor entwickelte Design und die Leiterplatte sind ein Beispiel für die Vermittlung der „Verkabelung“ der Installation von Breitbandgeräten.

Unter Audiophilen und Funkamateuren herrschte vor einiger Zeit die Meinung vor, dass ein wirklich hochwertiger UMZCH auf Lampen gefertigt werden muss. Zur Begründung wurden viele Argumente vorgebracht. Wenn wir jedoch die völlig weit hergeholten verwerfen, bleiben nur zwei übrig. Erstens ist die durch einen Röhrenverstärker verursachte Verzerrung angenehm für das Ohr. Zweitens sind die Nichtlinearitäten bei Röhrenverstärkern „glätter“ und es entstehen deutlich weniger Intermodulationsprodukte.

Es muss gesagt werden, dass sowohl das eine als auch das andere durch die Praxis bestätigt wird. Darüber hinaus gibt es seit langem sogar ein spezielles Klangverarbeitungsgerät – einen Erreger, dessen Wirkung genau auf der Einführung von Verzerrungen gerader Ordnung in den hochfrequenten Teil des Spektrums beruht. In einigen Fällen ermöglicht der Einsatz eines Erregers die Entwicklung von Instrumenten und Stimmen der zweiten oder dritten Ebene zu verbessern und der Klangbühne zusätzliche Tiefe zu verleihen. Ein ähnlicher Effekt in einem Verstärker kann angenehm, manchmal sogar nützlich sein. Dennoch ist die Einführung „gut klingender“ Verzerrungen immer noch eher das Vorrecht des Toningenieurs als des UMZCH selbst. Um eine originalgetreue Klangwiedergabe zu erreichen, ist es unter diesem Gesichtspunkt notwendig, die durch Verstärker und Lautsprecher verursachten Verzerrungen zu beseitigen. Das Thema der Reduzierung der durch Lautsprecher verursachten Verzerrung wurde bereits im Artikel [1] erörtert. Hier konzentrieren wir uns auf die „klassischen“ UMZCH mit niedriger Ausgangsimpedanz, da diese immer noch vielseitiger sind als UMZCH mit „Strom“-Ausgang.

Auf den ersten Blick mag es scheinen, dass es beim heutigen Stand der Technik überhaupt nicht schwierig ist, einen Verstärker „transparent“ zu gestalten, und die Debatte um dieses Problem ist nur das Ergebnis eines Werberummels. Teilweise stimmt das: Wenn man die Massenproduktion eines tadellosen UMZCH organisiert, dann wird die Industrie, die diese Verstärker herstellt, meiner Meinung nach nach einer Weile einfach ohne Umsatz bleiben.

Der Autor dieser Zeilen musste Röhren- und Transistor-Präzisionsverstärker für Messgeräte entwickeln, verschiedene Geräte – meist ausländischer Hersteller – reparieren und einstellen. Selbstverständlich wurden Parameter gemessen und Strukturen bewertet. Und zwar nicht nur nach Standardmethoden (für Audiogeräte), sondern auch nach informativeren Methoden, insbesondere durch Analyse des Spektrums des Ausgangssignals mit einem Mehrton-Eingangssignal. (In diesem Fall wird ein Signal dem Verstärker zugeführt Eingabe, bestehend aus einer Summe von Sinuskurven mit ungefähr gleicher Amplitude und proportional zu einem Satz von Koprimzahlen, d. h. ohne gemeinsame Faktoren, Zahlen.)

Eine ähnliche Technik wird häufig zur Steuerung von Verstärkern verwendet, die in der Fernkabelkommunikationstechnik verwendet werden, da die Anforderungen an die „Nichtverschmutzung“ des Spektrums des durch sie fließenden Signals sehr streng sind (Tausende solcher Verstärker sind in Reihe geschaltet). der Kommunikationslinie und ihre Verzerrungen werden zusammengefasst). Beispielsweise weisen die Verstärker des K-10800-Systems in einem Frequenzband von etwa 110 MHz einen Intermodulationsverzerrungspegel von weniger als -60 dB auf.

Es ist klar, dass es nicht einfach ist, solche Eigenschaften zu erreichen: Die Qualifikation der Entwickler solcher Verstärker muss sehr hoch sein. Leider scheinen sich Audiohersteller mit weniger qualifizierten Designern zufrieden zu geben, möglicherweise mit Ausnahme von Rupert Neve, dem Designer der Tonaufnahmekonsolen Neve und Amek. Ich stelle fest, dass die neueste Niva-Konsole (9098i), die von Aufnahmeprofis begeistert bewertet wurde, vollständig auf Halbleiterbasis arbeitet und ihre Verstärker über eine sehr große Rückkopplungstiefe verfügen. Es ist bemerkenswert, dass Neave einst viele Lampenkonsolen entwickelte, von denen die meisten als Referenz galten.

Da der Autor Vergleichswerte hatte und ein akribischer Mensch war, kam er zu dem Schluss, dass die tatsächliche Qualität der meisten Halbleiter- und sogar Röhren-UMZCH in vielen Fällen viel schlechter ausfällt, als sich aus den Messergebnissen ergibt Standardmethoden für Audiogeräte. Es ist bekannt, dass viele von ihnen unter dem Druck kommerzieller Umstände adoptiert wurden und sehr weit von der Realität entfernt sind.

Ein gutes Beispiel ist die Liste der Anforderungen an die Rauschmessmethode, die R. Dolby in seinem Artikel über die von ihm vorgeschlagene CCIR/ARM2K-Methodik vorgestellt hat. Der zweite Punkt in dieser Liste lautet: „...kommerzielle Akzeptanz: Kein Hersteller wird eine neue Technik verwenden, wenn die aus der Messung erhaltenen Werte schlechter sind als die Verwendung bestehender ...“. Der von R. Dolby vorgeschlagene Ersatz des Spitzenwertmessers durch den durchschnittlich gleichgerichteten Wertmesser verbesserte die Parameter um etwa 6 dB, und die Reduzierung der Gewichtungsfilterverstärkung um den Faktor zwei führte zu einem Gesamt-„Gewinn“ von 12 dB. Es überrascht nicht, dass diese Technik von vielen Herstellern positiv aufgenommen wurde.

Ein ähnlicher „Trick“ wird häufig bei der Messung nichtlinearer Verzerrungen angewendet: Der Eintrag im Verstärkerpass – „0,005 % THD im Frequenzbereich 20 Hz – 20 kHz“ bedeutet meist nur, dass die Harmonischen eines Signals mit einer Frequenz von 1 kHz, die in die genannte Bandbreite fällt, sollte den angegebenen Wert nicht überschreiten, sagt aber nichts über Verzerrungen bei einer Frequenz von beispielsweise 15 kHz aus. Einige Hersteller glauben, dass es bei der Verzerrungsmessung völlig optional ist, die Last an den Verstärker anzuschließen, während sie im Pass kleingedruckt angeben: „... bei einer Ausgangsspannung, die der Leistung von XX Watt bei einer Last von 4 Ohm entspricht.“ ...".

Es ist auch nicht ungewöhnlich, dass ein Verstärker mit einer Spezifikation von „weniger als 0,01 % THD“ bei einer Frequenz von 1 kHz, wenn er an einer echten Last (mit Kabeln und Lautsprechern) arbeitet, Intermodulationsverzerrungen gemäß dem sehr sanften SMPTE-Standard aufweist ( Zwei sinusförmige Signale mit Frequenzen von 60 Hz und 7 kHz, das Verhältnis ihrer Amplituden beträgt 4:1, und das Messergebnis ist der relative Wert der Modulation der Amplitude des Hochfrequenzsignals (Niederfrequenzsignal). Niveau von 0,4 ... 1 % und manchmal mehr. Mit anderen Worten: Die Intermodulationsverzerrung ist bereits bei mäßig hohen Frequenzen bei Betrieb unter realer Last viel höher als der berüchtigte harmonische Koeffizient. Ein ähnliches Phänomen ist auch für viele UMZCH-Lampen mit Spannungsrückkopplung charakteristisch.

Bei der Analyse des Spektrums eines von einem solchen Verstärker verstärkten Mehrtonsignals werden viele kombinatorische Komponenten gefunden. Ihre Anzahl und Gesamtleistung nehmen mit zunehmender Anzahl der Komponenten des Eingangssignals nahezu nach dem Faktorialgesetz, also sehr schnell, zu. Beim Abspielen von Musik nach Gehör wird dies als „schmutziger“, „undurchsichtiger“ Klang wahrgenommen, der gemeinhin als „Transistor“ bezeichnet wird. Darüber hinaus ist die Abhängigkeit des Verzerrungspegels vom Signalpegel nicht immer monoton. Es kommt vor, dass mit abnehmendem Pegel des Nutzsignals die Leistung der Verzerrungsprodukte nicht abnimmt.

Es ist klar, dass bei solchen Geräten der Passsatz der Verstärkereigenschaften (harmonischer Koeffizient, Frequenzband) nichts anderes als den Einfallsreichtum des Herstellers anzeigt. Infolgedessen befindet sich ein normaler Verbraucher oft in der Situation, als würde er die Katze im Sack kaufen, da er vor dem Kauf irgendwie nicht normal zuhört (im Gegensatz zum Vergleich). Natürlich ist nicht alles so düster – in Bezug auf Gehäusefarbe, Abmessungen und Gewicht verhalten sich fast alle Unternehmen, die Wert auf ihre Marke legen, tadellos.

Dies bedeutet keineswegs, dass es auf dem Markt überhaupt keine UMZCH gibt, die Aufmerksamkeit verdienen – es gibt nur wenige davon, aber es gibt sie. Von allen Industrieverstärkern, mit denen der Autor arbeiten durfte, schien der alte „Yamaha M-2“ der „genaueste“ zu sein (so etwas gibt es in Japan heutzutage nicht mehr). Allerdings ist sein Preis beträchtlich und es ist nicht für eine Last von 4 Ohm ausgelegt, außerdem arbeiten die darin enthaltenen Ausgangstransistoren unter Verstoß gegen die Anforderungen der technischen Spezifikationen. Von den Amateuren hinterließ der Verstärker von A. Vitushkin und V. Telesnin einen sehr guten Eindruck [2]. Es funktioniert deutlich besser („transparent“) als UMZCH VV [3]. Ein weiterer guter Verstärker ist M. Alexander von PMI [4].

Dennoch schöpfen alle diese Verstärker die Fähigkeiten der Elementbasis hinsichtlich des tatsächlichen Verzerrungsniveaus, der Geschwindigkeit und der Reproduzierbarkeit nicht vollständig aus. Aus diesen Gründen sowie aus Gründen des technischen Prestiges zog es der Autor dieses Artikels vor, eine eigene Version des UMZCH zu entwickeln, die die tatsächlichen Fähigkeiten der Elementbasis (einschließlich der in Russland und der GUS verfügbaren) widerspiegeln würde und würde leicht zu wiederholen sein. Gleichzeitig wurde auch eine „kommerzielle“ Version auf Basis importierter Elemente entwickelt – mit noch größeren Fähigkeiten und größerer Ausgangsleistung.

Das Hauptziel der Entwicklung bestand nicht so sehr darin, hohe „Pass“-Eigenschaften zu erreichen, sondern vielmehr darin, die höchstmögliche Qualität unter realen Betriebsbedingungen sicherzustellen. Durch Schaltungs- und Designoptimierung wurden automatisch außergewöhnliche Parameterwerte erzielt.

Das Hauptmerkmal des vorgeschlagenen UMZCH ist die Breitbandigkeit, die durch eine Reihe von Schaltungs- und Designmaßnahmen erreicht wird. Dadurch war es möglich, eine Einheitsverstärkungsfrequenz in der OOS-Schleife von etwa 6 ... 7 MHz zu erreichen, was eine Größenordnung höher ist als bei den meisten anderen UMZCH-Designs. Dadurch beträgt die erreichbare FOS-Tiefe im gesamten Audiofrequenzband mehr als 85 dB (bei einer Frequenz von 25 kHz), bei einer Frequenz von 100 kHz beträgt die FOS-Tiefe 58 dB und bei einer Frequenz von 500 kHz - 30 dB . Die volle Leistungsbandbreite übersteigt 600 kHz (bei ca. 1 % Verzerrung). Nachfolgend sind die Hauptmerkmale des UMZCH aufgeführt (bei der Messung von Verzerrung und Anstiegsgeschwindigkeit sind der Eingangsfilter und der Soft-Limiter deaktiviert).

Der Verstärker (Abb. 1) besteht aus folgenden Komponenten: einem Eingangstiefpassfilter zweiter Ordnung mit einer Grenzfrequenz von 48 kHz, einem „weichen“ Signalpegelbegrenzer, dem Leistungsverstärker selbst, sowie einer Ausgangs-LRC-Schaltung als Kaskaden zur automatischen Gleichstromsymmetrierung und Leitungswiderstandskompensation (Vierleiter-Lastanschlussplan). Zusätzlich ist am UMZCH-Summierungspunkt ein Hilfssignalverstärker vorgesehen. Das Auftreten einer spürbaren Spannung am invertierenden Eingang des Verstärkers, die durch parallele Rückkopplung abgedeckt wird, weist auf eine Verletzung der Nachführung in der Rückkopplungsschleife und dementsprechend auf eine Verzerrung hin, was auch immer die Ursache dafür sein mag. Dieser zusätzliche Verstärker verstärkt das Verzerrungssignal auf den Pegel, der für die Funktion des Verzerrungsindikators erforderlich ist.

Der Signalpfad des Verstärkers verwendet Operationsverstärker vom Typ KR140UD1101, die in Audiogeräten selten verwendet werden, aber trotz des Entwicklungsalters (Bob Dobkin entwickelte seinen Prototyp LM118/218/318 bereits in den frühen 70er Jahren) eine einzigartige Kombination von Eigenschaften. Somit ist die Überlastfähigkeit für ein differenzielles Eingangssignal für K(R) 140UD11(01) 40-mal besser als bei herkömmlichen „Sound“-Operationsverstärkern. Gleichzeitig verfügt es über eine hervorragende Anstiegsgeschwindigkeit und Verstärkung pro Band (50 x 106 Hz bei 100 kHz). Darüber hinaus erholt sich dieser Operationsverstärker sehr schnell von Überlastungen, und seine Ausgangsstufe arbeitet mit einem großen Ruhestrom und weist eine hohe Linearität auf, selbst bevor die Rückkopplung erfasst wird. Sein einziger Nachteil besteht darin, dass die spektrale Dichte des EMF-Rauschens dieses Operationsverstärkers etwa viermal höher ist als der Durchschnitt rauscharmer Geräte. Bei UMZCH spielt dies jedoch keine große Rolle, da das maximale Signal-Rausch-Verhältnis nicht schlechter als 110 dB ist, was für eine gegebene Leistung völlig ausreichend ist. Im Signalpfad werden Operationsverstärker in einer invertierenden Verbindung verwendet, um Verzerrungen zu beseitigen, die durch das Vorhandensein einer Gleichtaktspannung an den Eingängen verursacht werden.

Der Leistungsverstärker selbst ist nach einer verbesserten „klassischen“ Struktur aufgebaut [3, 5] – am Eingang ist ein Operationsverstärker angeschlossen, um eine hohe Genauigkeit zu gewährleisten, dann ein symmetrischer Spannungsverstärker auf Basis einer „gebrochenen Kaskode“ und eine Ausgangsstufe auf Basis auf einem dreistufigen Emitterfolger. Aufgrund scheinbar geringfügiger Verbesserungen und konstruktiver Maßnahmen (Abb. 2) werden die tatsächliche Klangqualität und die Reproduzierbarkeit der Parameter dieses Verstärkers im Vergleich zu [3, 5, 6] radikal verbessert.

Die für eine Last von 4 Ohm ausgelegte Ausgangsstufe nutzt mindestens acht Transistoren pro Arm. Trotz der scheinbaren Redundanz und Umständlichkeit ist eine solche Lösung aus zwei Gründen unbedingt erforderlich, wenn an einer wirklich komplexen Last gearbeitet wird. Das erste und wichtigste Problem besteht darin, dass beim Betrieb an einer komplexen Last die den Ausgangstransistoren zugewiesene Momentanleistung stark ansteigt.

Auf Abb. Abbildung 3 zeigt die Abhängigkeiten der an den Ausgangstransistoren abgegebenen Momentanleistung vom Momentanwert der Ausgangsspannung für verschiedene Lasten (Kurven 1-3) bei einer Versorgungsspannung von +40 V. Kurve 1 entspricht dem Betrieb der PA eine rein aktive Last mit einem Widerstand von 0,8 des Nennwerts (d. h. 3,2 Ohm), Kurve 2 – für eine komplexe Last mit einem Impedanzmodul von 0,8 des Nennwerts und einem Phasenwinkel von 45 Grad. (Anforderung OST.4.GO.203.001-75) und Kurve 3 – bei einem Phasenwinkel von 60 Grad. Aus den Diagrammen ist ersichtlich, dass beim Betrieb an einer komplexen Last die von den Ausgangstransistoren abgegebene Spitzenleistung 2,5- bis 3-mal größer ist als bei einer ohmschen Last mit demselben Modul.

Das ist an sich schon ein Problem, aber die größte Sorge besteht darin, dass die maximale Verlustleistung der Transistoren beim Betrieb an einer komplexen Last dann auftritt, wenn die Ausgangsspannung nahe Null liegt, d. h. wenn eine hohe Versorgungsspannung anliegt Transistoren. Der Impedanzmodul einiger Lautsprecher kann von 4 auf 1,6 Ohm (in einem bestimmten Frequenzband) sinken und der Phasenwinkel kann auf bis zu 60 Grad ansteigen. [7]. Dadurch verdoppelt sich die Verlustleistung gegenüber Kurve 3.

Bei Bipolartransistoren ist es sehr wichtig, bei welcher Spannung die Leistung an ihnen abgegeben wird: Mit zunehmender Spannung wird die zulässige Verlustleistung aufgrund des Auftretens von „Hot Spots“, die durch lokale thermische Instabilität verursacht werden, erheblich reduziert, was zu einer Verschlechterung der Parameter führt und sekundärer Zusammenbruch. Daher gibt es für jeden Transistortyp einen Safe-Mode-Bereich (OBR), in dem ihr Betrieb zulässig ist. Für KT818G1 / 819G1 (sie haben den besten OBR unter den inländischen leistungsstarken Komplementärtransistoren) beträgt die maximale Verlustleistung bei einer Spannung von 40 V und einer Gehäusetemperatur von 60 ... 70 ° C also nicht 60, sondern 40 W Bei einer Spannung von 60 V sinkt die zulässige Verlustleistung auf bis zu 32 W und bei einer Spannung von 80 V auf bis zu 26 W.

Der Übersichtlichkeit halber ist in Abb. Abbildung 3 zeigt Kurve 4, die die Verlustleistung dieser Transistoren als Funktion der Verstärkerausgangsspannung zeigt. Es ist ersichtlich, dass auch beim Arbeiten an einer rein aktiven Last die Parallelschaltung von mindestens zwei Geräten pro Arm erforderlich ist. Leistungsfeldeffekttransistoren (MOSFETs, MOSFETs) haben einen höheren OBR, aber der Grad ihrer Komplementarität ist viel schlechter als der von bipolaren. Dies führt dazu, dass die Verzerrung der MOS-FET-Ausgangsstufe bei niedrigen Signalpegeln (aufgrund der Spreizung der Schwellenspannung sowie einem größeren Ausgangswiderstand) und hohen Frequenzen (aufgrund der starken Asymmetrie von Kapazitäten und Transkonduktanz) auftritt ) sind um ein Vielfaches größer als in einer ordnungsgemäß ausgelegten Bipolartransistorkaskade. Dennoch erweist sich UMZCH mit einer Ausgangsstufe auf einem MOSFET bei der Produktion im Ausland als günstiger als bei bipolaren. Der Grund dafür ist, dass die Preise für leistungsstarke Bipolar- und Feldeffekttransistoren im Ausland ungefähr gleich sind und Feldeffekttransistoren weniger benötigen. Der OBR der besten importierten Bipolartransistoren ist deutlich größer als der inländischer, allerdings müssen sie bei Betrieb an einer Last von 4 Ohm auch parallel geschaltet werden.

Es ist unmöglich, mit der kurzen Dauer der Stromfreisetzung zu rechnen, da die Zeit der Bildung von Stromflecken in mehreren zehn Mikrosekunden gemessen wird, was viel weniger ist als die Niederfrequenz-Halbwelle. Daher muss die Anzahl der Ausgangstransistoren so gewählt werden, dass der Betrieb jedes einzelnen von ihnen innerhalb der Grenzen des OBR für Gleichstrom gewährleistet ist. Dies führt dazu, dass die Anzahl der Ausgangstransistoren erhöht werden muss, was teuer und zeitaufwändig ist. Aus diesem Grund verfügen die meisten kommerziellen Verstärker über wesentlich weniger Transistoren als erforderlich. Allerdings verschlechtern sich die Parameter von Transistoren, die unter Verletzung des OBR betrieben werden, allmählich, was zu einer Verschlechterung des Klangs führt.

Der zweite Grund für die Notwendigkeit einer großen Anzahl von Ausgangstransistoren hängt mit der Tatsache zusammen, dass sich deren Eigenschaften, vor allem die Geschwindigkeit, mit steigendem Strom zu verschlechtern beginnen, lange bevor die maximal zulässigen Ströme erreicht sind. Für den weit verbreiteten japanischen Transistor 2SA1302, der formal für 15 A ausgelegt ist, beginnt also ein starker Abfall der Grenzfrequenz ab 3 A und für seinen Komplementär 2SC3281 ab 2,5 A. Es gibt andere Gründe, die für die Zweckmäßigkeit einer Parallelschaltung mehrerer sprechen leistungsstarke Transistoren. Eine Erhöhung der Gesamtkapazität des Basis-Emitters führt zum direkten Durchgang des Signals der vorherigen Stufe (mit einem gewissen Leistungsspielraum) und die Bandbreite des Ausgangsfolgers überschreitet tatsächlich die Grenzfrequenz der Ausgangstransistoren. Aus diesem Grund war es bei diesem Verstärker möglich, relativ „langsame“ Ausgangstransistoren zu verwenden, ohne die erreichten Eigenschaften zu beeinträchtigen.

Der Verstärker nutzt die Elementbasis der inländischen Produktion. Im Signalpfad jedes Kanals OA K (R) 140UD1101 (3 Stk.), in Hilfsstromkreisen - K (R) 140UD14 (08) und KR140UD23 (je 1 Stk.). In den Vorstufen kamen Komplementärtransistoren der Serien KT3102 und KT3107 (je 2 Stück), KT632 und KT638 (je 4 Stück), KT502 und KT503 (2 und 1 Stück), KT9115 und KT969 (je 3 Stück) zum Einsatz. In den Stufen der Endstufe des Verstärkers sind KT961A und KT639E (4 und 5 Stück) sowie KT818G1 und KT819G1 (acht Transistoren pro Arm) verbaut. Der Verstärker verwendet außerdem Dioden der Serien KD521 oder KD522, KD243B und KD213B.

Auf Abb. In Abb. 4 zeigt ein schematisches Diagramm des UMZCH. Der Eingangstiefpassfilter wird am Operationsverstärker (DA1) in invertierender Verbindung hergestellt. Das Signal vom Tiefpassfilterausgang durchläuft einen „Soft Clipper“, der auf VT1-VT4-Transistoren und VD3-VD14-Dioden implementiert ist, und gelangt dann zur Eingangsstufe des Leistungsverstärkers selbst, der auf dem Operationsverstärker DA3 basiert. Es folgt ein symmetrischer Kaskodentransistor-Spannungsverstärker auf VT5-VT8, VT13-VT15 und ein Stromverstärker (Ausgangsfolger) auf den Transistoren VT16-VT45. Der Operationsverstärker DA2 übernimmt die Funktion eines Signalverstärkers am UMZCH-Summierungspunkt für den Betrieb des Verzerrungsindikators.

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Der dem Operationsverstärker DA3 folgende Spannungsverstärker weist aufgrund der Symmetrie der Struktur eine hohe Linearität und einen sehr tiefen (mehr als 40 dB) lokalen OOS auf. Die Schaltkreise dieses OOS werden zusammen mit R71C46 und DA3 auch verwendet, um den erforderlichen Frequenzgang der gesamten UMZCH-Schleifenverstärkung zu bilden.

Bei einer solchen Kaskade gibt es eine Feinheit: Um Verstärkungsverluste zu minimieren, muss der Spannungsabfall an den Widerständen in den Emitterkreisen der letzten Kaskodentransistoren (in Abb. 4 sind dies R59, R63) mindestens 2,5 V oder diese Widerstände betragen sollten durch aktuelle Quellen ersetzt werden. Andernfalls verschlechtert sich die Linearität des Spannungsverstärkers. Beachten Sie, dass diese Bedingung im in [5] und insbesondere in [3] beschriebenen UMZCH nicht erfüllt ist. Um die Linearität (insbesondere bei hohen Frequenzen) weiter zu erhöhen, wird die Verstärkerversorgungsspannung um 10 ... 12 V höher gewählt als die Endstufenversorgungsspannung. Die Dioden VD17–VD19 sind darauf ausgelegt, Transienten zu beschleunigen, wenn der Verstärker aus einer Überlastung austritt, und die Emitterverbindungen der VT5–VT8-Transistoren vor einer Verschlechterung zu schützen.

Die Schaltkreise R64C41, R66C42 eliminieren die parasitäre Selbsterregung VT13 und VT14, und die Dioden VD26, VD27 verhindern die Sättigung der Ausgangsstufentransistoren (diese Dioden müssen einer Sperrspannung von mindestens 100 V bei einem Strom von 10 μA standhalten; die meisten Exemplare von KD521A oder 1N4148 erfüllen diese Bedingung). Eine ungewöhnliche Parallelschaltung von Transistoren in den ersten beiden Stufen des Folgers sorgt für einen effektiven Ausgleich der Ströme durch die Transistoren, wodurch deren Auswahl überflüssig wird. Die Kondensatoren C45, C47-C49 verhindern das Auftreten einer dynamischen Asymmetrie in der Ausgangsstufe.

Die Zenerdiode VD25 verzögert das Einschalten der Transistoren VT13 und VT14 während des Ladens der Speicherkondensatoren der Stromquelle, sodass die Versorgungsspannung des Operationsverstärkers zum Zeitpunkt ihres Einschaltens +5 ... erreicht. 7 V und sie gehen in den Normalmodus. Diese Maßnahme verhindert Ausgangsspannungsspitzen beim Einschalten. Aus demselben Grund ist der Auto-Zero-Bereich am UMZCH-Ausgang auf +0,7 V begrenzt.

Es mag ungewöhnlich erscheinen, Widerstände in OOS-Schaltkreisen (R23-, R24-, R27C17- und R28C18-Schaltkreise sowie R45, R46) in Reihe zu schalten. Dies geschieht, um die Nichtlinearität der OOS-Schaltungen zu verringern (die Widerstandswerte der Widerstände und die Kapazität der Kondensatoren hängen, wenn auch in sehr geringem Maße, von der an sie angelegten Spannung ab). Aus dem gleichen Grund werden die Widerstände R23, R24 sowie R122 und R123 mit einem großen Spielraum für die Verlustleistung gewählt.

Unter anderen bemerkenswerten Merkmalen ist die anfängliche Vorspannungsvorrichtung für die Basis eines dreistufigen Folgers zu erwähnen, die auf VT15 (sie ist auf einem Strahler aus Ausgangstransistoren montiert) und den Widerständen R60-R62 und R65 aufgebaut ist. Der Temperaturkoeffizient der Vorspannung wird etwas größer als üblich gewählt, um den Temperaturunterschied zwischen Kühlkörper und Leistungstransistorkristallen zu berücksichtigen.

Es ist nicht ganz üblich, einen Kondensator C40 zu verwenden. Das Fehlen dieses Details führt bei den meisten Designs zu einer dynamischen Änderung der Vorspannung und einer Zunahme der Nichtlinearität der Verstärker bei Signalen mit einer Anstiegs- oder Abfallrate von mehr als 0,2 ... 0,5 V/μs. Und dies hat einen ganz erheblichen Einfluss auf das Ausmaß der Intermodulationsverzerrung im Bereich höherer Frequenzen. Übrigens verhindert die Verwendung eines „langsamen“ Transistors (wie KT15 oder KT502) als VT209 einen weiteren häufig auftretenden, aber selten bemerkten Defekt – die Selbsterregung des Transistors bei Frequenzen in der Größenordnung von 50 ... 200 MHz zur Induktivität der Drähte. Das Vorhandensein einer solchen Selbsterregung äußert sich in einem erhöhten Rauschpegel und Intermodulationsverzerrungen bei Audiofrequenzen.

Das „Soft-Limit“-Gerät an den Transistoren VT1-VT4 und den Dioden VD3-VD14 unterscheidet sich dadurch, dass seine Schwelle von der Versorgungsspannung der Ausgangsstufe abhängt, wodurch die maximale Nutzung der Ausgangsleistung des Verstärkers erreicht wird.

Um einen zuverlässigen Betrieb des UMZCH zu gewährleisten, berücksichtigt das Schutzgerät nicht nur den Strom, der durch leistungsstarke Transistoren fließt, sondern auch die Spannung an ihnen. Die Trigger-Option wurde verwendet, weil Strombegrenzer üblicher Art („Abdeckung“ der Ausgangstransistoren in Notsituationen) die Sicherheit des Verstärkers nicht gewährleisten und darüber hinaus den Betrieb der Endstufe bei hohen Frequenzen verschlechtern. Wichtig ist auch die diagnostische Wirkung: Die Funktion des Schutzes zeigt an, dass im System etwas nicht stimmt.

Die „Überlast“-Schutzanzeige und die Schutz-Reset-Taste SB1 sind außerhalb der Verstärkerplatine platziert und über den XP1-Stecker (XS1 – in Abb. 5) mit dieser verbunden.

Der Ruhestrom jedes der Transistoren VT28-VT35, VT36-VT43 der Ausgangsstufe wird innerhalb von 80 ... 100 mA gewählt, da sich bei einem niedrigeren Wert die Frequenzeigenschaften leistungsstarker Transistoren unzulässig verschlechtern.

Wie aus dem Diagramm ersichtlich ist, sind die Gleichrichterdioden und Speicherkondensatoren des Netzteils dem Verstärker zugeordnet und auf der Leiterplatte untergebracht – siehe Abb. 2 im ersten Teil des Artikels. Dadurch war es möglich, die Größe der parasitären Induktivität der Leistungskreise drastisch (zehnfach) zu reduzieren, was notwendig ist, um eine geringe Rauschemission der Ausgangsstufe zu gewährleisten und die Geschwindigkeit des Verstärkers zu erhöhen.

Die Gesamtkapazität der Speicherkondensatoren im Netzteil des Verstärkers beträgt 56 uF pro Arm und erscheint im Vergleich zu den üblicherweise anzutreffenden Werten (400 ... 10 uF) möglicherweise zu groß. Dies ist jedoch kein Luxus: Um Spannungswelligkeiten innerhalb von 20 ... 000 V bei einem Strom von bis zu 1,5 A zu gewährleisten, ist eine Kapazität von mindestens 2 ... 9 μF erforderlich (Energieintensität - 45 ... 60). J pro Kanal). Die unzureichende Kapazität der Kondensatoren in den Netzteilen der meisten kommerziellen Verstärker hat ausschließlich wirtschaftliche Gründe.

Der Einfluss von Ausgangsschaltungen – Kabeln und anderen Dingen – auf die Signalübertragung vom Verstärker zum Lautsprecher wird nahezu vollständig eliminiert. Zu diesem Zweck wurde ein aus der Messtechnik entlehnter vieradriger Lastanschluss verwendet (die übliche Umschaltung erfolgt durch den Einbau von Brücken zwischen den Kontakten S2 und S3 der entsprechenden AC- und OS-Leitungen). Zusätzlich ist am Verstärkerausgang eine RLC-Schaltung installiert, die mit Hilfe eines Computers optimiert wurde und die Verstärkerendstufe bei Frequenzen über 100 ... 200 kHz wirksam von jeglichen parasitären Einflüssen isoliert. Dies ist eine der Maßnahmen, die es ermöglicht haben, eine so große OOS-Bandbreite (6 ... 7 MHz) praktisch umzusetzen.

Entgegen der landläufigen Meinung ist anzumerken, dass es tatsächlich keinen direkten Zusammenhang zwischen der Tiefe der Rückkopplung und der Tendenz des Verstärkers zu dynamischen Verzerrungen gibt. Darüber hinaus macht es die Erweiterung der Bandbreite in der Rückkopplungsschleife und die Erhöhung ihrer Tiefe über den Audiofrequenzbereich hinaus tatsächlich einfacher, keine dynamischen Verzerrungen und keine Front-End-Überlastung zu erreichen. Ihre Überlastung mit einem großen Differenzsignal führt zu einem Zusammenbruch der Nachführung in der Rückkopplungsschleife und zum „Ausschalten“ des OOS. Um dieses Phänomen zu verhindern, ist es notwendig, die Größe des Differenzsignals zu reduzieren. Als bestes Mittel sollte eine Erhöhung der OOS-Tiefe bei hohen Frequenzen angesehen werden.

Nun zur Verwendung von OOS zur Verbesserung der Linearität. Eine Analyse des Schaltungsdesigns vieler Verstärker führt zu dem Schluss, dass die meisten Entwickler offenbar nicht erkennen, dass die Fähigkeit des CNF, Verzerrungen zu korrigieren, nicht nur von seiner Tiefe, sondern auch vom Ort dieser Verzerrungen abhängt.

Betrachten Sie das einfachste Modell eines dreistufigen Verstärkers mit OOS (Abb. 6), dessen Blockdiagramm oben mit Quellen für EMF-Rauschen (en) und Verzerrungen (ed) in jeder Stufe dargestellt ist. Unten sehen Sie eine Ersatzschaltung, bei der alle Rausch- und Verzerrungsquellen auf den Eingang (d. h. auf den Summationspunkt des Verstärkers) umgerechnet werden. Gleichzeitig wird deutlich, dass der absolute Pegel der mit der Einführung des NOS an den Eingang gebrachten Verzerrungsprodukte in erster Näherung unverändert bleibt und der Grad der Verzerrung und Rauschdämpfung direkt proportional zur Verstärkung aus der Summierung ist Zeigen Sie auf die Stelle, an der diese Verzerrungen und Geräusche auftreten. Die Verringerung des relativen Verzerrungsniveaus mit der Einführung von NFB ist darauf zurückzuführen, dass die gesamte („externe“) Verstärkung des Systems abnimmt und der relative Anteil von Rauschen und Verzerrung abnimmt. Wenn die durch die Einheitsverstärkungs-Ausgangsstufe eingeführte Verzerrung tatsächlich um einen Faktor gedämpft wird, der der Tiefe der Rückkopplung bei der Frequenz des entsprechenden Verzerrungsprodukts entspricht, ist dies bei der Verzerrung der ersten Stufe, reduziert auf ihren Eingang, nicht der Fall überhaupt gedämpft.

Dieser Umstand zwingt uns dazu, die anfängliche Linearität aller vom OOS abgedeckten Stufen des Verstärkers, insbesondere der Eingangsstufen, bis zum Limit zu erhöhen. Andernfalls kann es nach der Einführung des OOS zu einer starken Erweiterung des Spektrums der Intermodulationsverzerrungen kommen. Der Mechanismus dieses Phänomens ist einfach: Das Spektrum des Differenzsignals, das am Eingang der eigentlichen Verstärkerstufen ankommt, wird aufgrund der Verzerrungsprodukte immer erweitert. Wenn gleichzeitig die FOS-Tiefe mit zunehmender Frequenz schneller abnimmt als die Pegel der Verzerrungsprodukte sinken (dies ist typisch für die meisten Verstärker), dann übersteigt der Anteil hochfrequenter Verzerrungsprodukte in der Differenzspannung am Eingang bei geschlossenem FOS das Nutzsignal. Da die Linearität von Verstärkerstufen in der Regel mit zunehmender Frequenz abnimmt, entstehen zahlreiche Intermodulationsprodukte, die teilweise auch in den Audiofrequenzbereich fallen. Gerade damit dieses Phänomen nicht auftritt, ist ein ausreichender Spielraum für die Linearität der Eingangsstufen erforderlich, insbesondere im Hinblick auf asymmetrische Nichtlinearitäten.

Der Linearitätsbereich (in Bezug auf die Eingangsdifferenzspannung) des im Verstärker verwendeten Operationsverstärkers KR140UD1101 beträgt +0,8 V und ist damit größer als bei fast allen Operationsverstärkern mit Feldeffekttransistoreingang. Auch die Linearität der Eingangsdifferenzstufe des KR140UD1101 ist aufgrund des tiefen lokalen OOS (in Form von relativ hochohmigen Widerständen in den Emitterkreisen) deutlich höher und die Eingangskapazität ist um ein Vielfaches geringer als die eines op- Verstärker mit Feldeffekttransistoren am Eingang. Gleichzeitig überschreitet die Signalspannung am Eingang des Operationsverstärkers DA3 (bei Betrieb des Verstärkers ohne Überlastung) 1 mV nicht.

Der Signalhub am DA3-Ausgang überschreitet im Normalbetrieb des Verstärkers 0,5 V Spitze-Spitze nicht. Den Messdaten zufolge weist das OS KR140UD1101 unter diesen Bedingungen bereits vor der Abdeckung des Umweltschutzes eine Nichtlinearität von weniger als 50 % bei Frequenzen bis 0,05 kHz auf. Auch der auf den Operationsverstärker folgende Spannungsverstärker auf Basis der Transistoren VT5 - VT14 weist eine sehr hohe Linearität auf – seine Intermodulationsverzerrung bei mittleren Frequenzen bei vollem Signalhub beträgt ca. 0,02 ... 0,03 %.

Dadurch ist der Gesamt-OOS dieses Verstärkers im Gegensatz zu den meisten anderen in der Lage, die durch die Ausgangsstufe verursachten harmonischen und Intermodulationsverzerrungen wirksam zu unterdrücken, ohne dass es zu spürbaren Nebenwirkungen kommt. Verzerrungen bleiben mit den Konstruktionsmerkmalen des UMZCH verbunden, die fast vollständig durch die Montage von Tonabnehmern von den Strömen der Ausgangsstufe zu den Eingangskreisen des Verstärkers bestimmt werden. Die Gefahr dieser Aufnehmer besteht darin, dass die Wellenformen der Ströme, die durch die Leistungskreise der im Klasse-AB-Modus arbeitenden Hälfte der Ausgangsstufe fließen, im Vergleich zum Strom in der Last erheblich verzerrt sind. Wenn die Störungen dieser Ströme daher nicht in exakter Symmetrie in die Eingangskreise gelangen (was in der Praxis immer noch nicht zu erreichen ist), kommt es zu spürbaren Verzerrungen, insbesondere bei hohen Frequenzen, wo parasitäre Kopplungen verstärkt werden.

Um diesem Phänomen entgegenzuwirken, wurden beim Design der Leiterplatte dieses Verstärkers eine Reihe von Maßnahmen ergriffen, von denen einige in der Audiotechnik beispiellos sind und charakteristisch für die Entwicklung von Präzisionsinstrumenten sind. Um beispielsweise die parasitäre Induktivität von Hochstromkreisen in Stromkreisen zu minimieren, werden anstelle herkömmlicher „Dosen“ über die Platine verteilte Kondensatoren mit geringerer Kapazität verwendet, und die Folie einer der Seiten fungiert als gemeinsamer Draht (im Anschlussplan mit verdickten Linien dargestellt). Die Schaltkreise der leistungsstarken Transistoren der Ausgangsstufe sind äußerst kompakt, was zusammen mit der über die Platine verteilten gemeinsamen Leitung die Störaussendung der Ausgangsstufe im Vergleich zum herkömmlichen Design um mehr als eine Größenordnung reduziert. Um außerdem Probleme mit Tonabnehmern an den Anschlussdrähten zu vermeiden, sind alle Verstärkerschaltungen auf einer Platine montiert, einschließlich der Leistungsgleichrichterdioden (VD38-VD41).

All diese Maßnahmen ermöglichten es, einen Verstärker zu schaffen, der nicht nur eine sehr hohe Qualität, sondern auch eine hohe Reproduzierbarkeit der Eigenschaften aufweist. Diese Vorteile bleiben über einen weiten Bereich von Betriebsbedingungen (Umgebungstemperatur, Last, Signalquellen usw.) erhalten. Der Autor konnte keine Beschreibungen oder Industriemuster von Verstärkern dieser hohen Klasse finden.

Über Halbleiterersatz. Anstelle der KT818G1-Transistoren eignen sich KT818G im Mengenverhältnis 2:3 (also 12 Stück statt 8), sowie KT864A, 2T818A, KT818GM, 2SA1302, KP964A, 2SA1294, 2SA1215, 2SA1216; statt KT819G1 - Transistoren KT819G (auch im Mengenverhältnis 2:3) und KT865A, 2T819A, KT819GM, 2SC3281, KP954A, 2SC3263, 2SC2921, 2SC2922. Durch die Verwendung komplementärer importierter Transistoren 2SA1302 und 2SC3281, 2SA1294 und 2SC3263 sowie KP964 und KP954 bei einer Versorgungsspannung von ±40 V kann ihre Anzahl auf vier pro Zweig reduziert werden, während gleichzeitig der Ruhestrom jedes Transistors verdoppelt und der Wert der Widerstände verringert wird in den Emitterkreisen auf 0,5 Ohm.

Bei Verwendung der Transistoren 2SA1215 und 2SC2921 bei gleicher Versorgungsspannung (+40 V) reicht es aus, sie drei pro Arm zu platzieren, und die Transistoren 2SA1216 und 2SC2922 auf einem großen Strahler können natürlich nur zwei platziert werden, mit einer entsprechenden Verringerung der Widerstandswert der genannten Widerstände. Die Gesamtfläche der Kühlerlamellen für jeden Kanal muss mindestens 1500...2000 cm2 betragen.

Das Transistorpaar KT961, KT639 kann durch BD139 und BD140, KP961A(B) und KP965A(B), 2SD669 und 2SB649, 2SA1837 und 2SC4793 ersetzt werden. Ein Paar KT969, KT9115 ersetzt KP959A(B) und KP960A(B) oder BF871 und BF872 vollständig.

Was die Transistoren KT632B und KT638A betrifft, macht es keinen Sinn, sie auszutauschen. Dennoch ist es zulässig, in Position VT8 KT9115, KP960, 2SA1538, 2SA1433, KT9143, in Position VT7 - 2N3906, in Positionen VT10, VT45 - 2N5401 zu verwenden. Ersetzen Sie den KT638A-Transistor in Position VT6 durch KT969A, KP959, 2SC3953, 2SC3504, KT9141, in Position VT5 - durch 2N3904, in Positionen VT9, VT44 - durch 2N5551, KT604, KT605, KT602. KT3102A-Transistoren können durch alle Transistoren dieser Serie oder durch BC546 - BC550 (mit beliebigem Index) und die dazu komplementären KT3107A-Transistoren durch KT3107 mit jedem anderen Index und durch BC556 - BC560 ersetzt werden.

OU KR140UD1101 in UMZCH (DA3) kann nur durch K(R) 140UD11 oder LM118/218/318 (Inland funktioniert allerdings besser) ersetzt werden, an anderen Stellen - durch AD841 (was allerdings unverhältnismäßig teuer ist). Der Operationsverstärker KR140UD1408 kann durch K140UD14, LM108/208/308 oder AD705, OP-97 ersetzt werden. Im Eingangstiefpassfilter ist es sinnvoll, LF356 (KR140UD22), OP-176 zu verwenden, um Rauschen zu reduzieren. Für den Operationsverstärker KR140UD23 ist das Analogon LF357, es ist auch möglich, OP-37 (KR140UD26) zu verwenden.

Netzteil. Verzerrungsschutz und Anzeigegerät

Bei einer hohen Energiekapazität der Netzteilkondensatoren ist die richtige Wahl des Transformators wichtig. Dies ist auf die Tatsache zurückzuführen, dass ein Gleichrichter, der mit einer Reihe von Hochleistungskondensatoren betrieben wird, einen nicht sinusförmigen Strom in den Transformatorwicklungen erzeugt, was in den meisten Berechnungsmethoden für Transformatoren berücksichtigt wird. Der Spitzenwert (bis zu 50 A) und die Stromanstiegsgeschwindigkeit fallen dabei deutlich höher aus als bei einer ohmschen Last. Dadurch erhöht sich die Störaussendung von Stromkreisen drastisch. Darüber hinaus ist der Spannungsabfall an den Wicklungen größer als wenn der Transformator an einer aktiven Last gleicher Leistung betrieben wird. Die Verluste in den Wicklungen werden durch den Spitzenstrom und die Ausgangsleistung des Gleichrichters durch den Durchschnitt bestimmt. Daher muss der Transformator für UMZCH sehr leistungsstark sein und einen geringen Wicklungswiderstand aufweisen. Um Störungen zu reduzieren, muss die magnetische Feldinduktion in diesem Transformator im Vergleich zu herkömmlichen Werten reduziert werden [8]. Es ist auch zu berücksichtigen, dass die Leistungsaufnahme des Verstärkers beim Betrieb an einer komplexen Last deutlich höher ist als bei einer aktiven (siehe Abb. 3 im ersten Teil des Artikels – „Radio“, 1999, Nr. 10). ).

Der maximale Wert der Welligkeit bei Oxidkondensatoren ist von den Herstellern genormt und bei großen Kondensatoren sind bei Raumtemperatur und einer Welligkeitsfrequenz von 100 Hz selten mehr als 8 ... 10 % der Betriebsspannung zulässig. Die Lebensdauer selbst der besten Kondensatoren mit solchen Welligkeiten und der auf dem Gehäuse angegebenen Temperatur (85 oder 105 °C) beträgt in der Regel nicht mehr als 2000 Stunden und erhöht sich bei einer Temperaturabnahme alle 10 °C um etwa das Zweieinhalbfache [9]. Dennoch sind Konzert- und Haushaltsverstärker aus wirtschaftlichen Gründen mit einer stark unterschätzten Kapazität von Kondensatoren (und überschätzten Welligkeiten) ausgelegt, da davon ausgegangen wird, dass ein Konzertverstärker nicht länger als die Garantiezeit hält (er wird früher durchbrennen oder kaputt gehen). ), und die meisten Hausbesitzer nutzen in der Regel nicht mehr als 10 % ihrer Kapazität. (Ein wichtiges Detail: Es wird normalerweise angenommen, dass Kondensatoren mit höherer Temperatur bessere elektrische Eigenschaften haben. Tatsächlich ist dies nicht der Fall. Auf Im Gegenteil, der äquivalente Serienwiderstand (ESR ist eine englische Abkürzung) von Kondensatoren, die für Temperaturen bis 105 °C ausgelegt sind, ist ceteris paribus fast doppelt so hoch und die zulässigen Ströme sind niedriger als bei weniger hitzebeständigen Kondensatoren (bis 85 °C). °C).

Bei dem beschriebenen Verstärker wurde der relative Wert der Welligkeit an den Filterkondensatoren bei Volllast mit etwa 5 % gewählt, was zu einer Gesamtkapazität im Arm im Bereich von 50 ... 60 μF führte.

Nehmen wir an, dass die Abnahme der Ausgangsspannung des Gleichrichters unter Volllast 5 ... 7 % nicht überschreitet (Leerlaufspannung - 42 ... 43 V, bei einem Strom von 9 ... 10 A sinkt sie auf 39). ... Verlust von 40...10 % der Leistung). In diesem Fall lässt sich leicht feststellen, dass die Ausgangsimpedanz des Gleichrichters 15 ... 0,2 Ohm nicht überschreiten sollte. Dies erfordert bei dem gewählten Welligkeitswert, dass der auf den Ausgang reduzierte Gesamtwiderstand der Primär- und Sekundärwicklung nicht mehr als 0,25 ... 0,05 Ohm pro Arm beträgt. Unter diesem Gesichtspunkt ist es besser, für jeden Kanal zwei separate Transformatoren zu verwenden, da sich die Wicklungen einfacher platzieren lassen.

Es ist bekannt, dass das UMZCH-Design zur Gewährleistung des zuverlässigen Betriebs der AU Maßnahmen vorsehen muss, um sie vor dem Anlegen von Gleichspannung und Signalen mit Infraschallfrequenz zu schützen. Aufgrund der großen Gesamtkapazität der Versorgungskondensatoren und des geringen Widerstands der Transformatorwicklungen ist zudem die Einbindung eines solchen Netzteils in das Netz ohne Strombegrenzung nicht akzeptabel – der Ladestrom der Kondensatoren kann zum Ausfall der Sicherungen führen Auslösung und Ausfall der Gleichrichterdioden. Daher ist der vorgeschlagene UMZCH mit einer Automatisierung ausgestattet, die ein „sanftes“ Laden der Kondensatoren des Netzteils, einen Neustart bei einem kurzzeitigen Netzspannungsausfall sowie ein Ausschalten des Lautsprechers beim Einschalten des Verstärkers ermöglicht wenn am Ausgang des UMZCH eine konstante Spannung erscheint.

Ein Merkmal der Stromversorgungsschaltung und Automatisierung besteht darin, dass in Zeiteinstellungsschaltungen keine Oxidkondensatoren verwendet werden. Nach Angaben des Autors verringern sie die Zuverlässigkeit solcher Geräte und die Stabilität ihrer Eigenschaften. Die Betriebssicherheit des gesamten Verstärkers durch die Einhaltung aller Einschränkungen der Betriebsarten der Transistoren wird laut Autor deutlich erhöht, daher der Schutz der Lautsprecher vor Gleichspannung bei Vorhandensein eines Isolationskondensators C1 am UMZCH Der Eingang (siehe Diagramm in Abb. 4 im zweiten Teil des Artikels – „Radio“, 1999, Nr. 11) in der Amateurversion des Verstärkers ist optional. Diese Funktion wurde jedoch bei der Erstellung dieser Veröffentlichung eingeführt.

Wie aus dem Schaltplan (Abb. 7) ersichtlich ist, werden zur Stromversorgung des UMZCH zwei Transformatoren verwendet. Der erste – der leistungsstarke T1 – verfügt über unabhängige Wicklungen zur Versorgung der Ausgangsstufen eines Zweikanalverstärkers, der zweite – der stromsparende T2 – speist die Vorstufen mit dem Operationsverstärker und der Automatisierungseinheit. Dadurch wurde die Störfestigkeit verbessert und die Kosten des Geräts gesenkt, da die Auswahl von Standardtransformatoren einfacher ist.

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Die Anforderungen an den Transformator T1 für einen Stereoverstärker lauten wie folgt: Leerlaufstrom - nicht mehr als 40 mA (dies gilt bei einer Netzspannung von 242 V), der Widerstand der Primärwicklung sollte nicht mehr als 1,2 Ohm betragen Gesamtwiderstand zwischen den Enden beider Wicklungshälften 2x30 V - nicht mehr als 0,07...0,08 Ohm. Die Leerlaufspannung zwischen dem Mittelpunkt und jedem Ende der Wicklung muss innerhalb von 29 ... 31 V liegen (bei einer Netzspannung von 220 V). Zusätzliche Wicklungen zur Erzielung gleichgerichteter Spannungen von +52 ... 54 V müssen eine Leerlaufspannung von 8 ... 9 V und einen Widerstand von jeweils nicht mehr als 1 Ohm aufweisen. Die Gesamtspannungsasymmetrie der Wicklungen sollte 0,3 V nicht überschreiten.

Bei der unabhängigen Berechnung des Transformators T1 für den verfügbaren Magnetkreis mit einem Querschnitt von mindestens 10 cm2 (mindestens 6 cm2 bei separaten Transformatoren) empfiehlt es sich, die Empfehlungen in [8] zu verwenden. Beachten Sie, dass Stabmagnetkerne (PL) mit sorgfältig geschliffenen Verbindungen Ringkernen (OL) in einer Reihe von Indikatoren mit technologisch anspruchsvollerer Spulenwicklung in nichts nachstehen.

Der Leerlaufstrom des Transformators T2 sollte 10 mA (bei einer Netzspannung von 242 V) nicht überschreiten und der Widerstand seiner Primärwicklung sollte 150 Ohm nicht überschreiten. Zwei an VD20, VD26 angeschlossene Sekundärwicklungen müssen zwischen den äußersten Anschlüssen eine Leerlaufspannung von 34 ... 38 V und einen Widerstand von bis zu 3 ... 4 Ohm haben, und die dritte Wicklung muss 25 ... 29 V und betragen ein Widerstand von nicht mehr als 2 Ohm. Alle drei Wicklungen haben einen Abgriff in der Mitte, die Spannungsasymmetrie auf ihren Hälften darf nicht mehr als 0,2 V betragen.

Es ist sehr wünschenswert, dass Transformatoren Abschirmwicklungen haben.

Beispielsweise kann ein leistungsstarker Transformator T1 auf einem PLM-Kernmagnetkreis 32x50x90 aus hochwertigem E330A-Stahl (mit einem Spitzeninduktionswert von 1,1 T) hergestellt werden.

Alle leistungsstarken Wicklungen sind so aufgeteilt, dass ihre auf zwei identischen Spulen platzierten Abschnitte in Reihe geschaltet sind, während der Strom einer der Wicklungen durch beide Spulen fließt – in diesem Fall ist die Interferenz minimal.

In jedem Abschnitt enthält die Netzwerkwicklung (äußerste Klemmen 1-2) 285 Drahtwindungen Ø1,4 mm. Die Sekundärwicklungen 4-5, 5-6 und 9-10, 10-11 sind ebenfalls in zwei Hälften geteilt, während jeder der acht Abschnitte 40 Drahtwindungen Ø2 ... 2,1 mm enthält; Die Wicklungen 3-4, 6-7, 8-9, 11-12 sind nicht unterteilt, haben jeweils 24 Windungen und sind mit zwei Drähten Ø0,5 mm gewickelt.

Verwenden Sie für Wicklungen PEV-2-Draht oder ähnliches. Die Schirmwicklung ist eine offene Schlaufe aus mit Lavsan laminierter Aluminiumfolie. Der Kontakt mit ihm wird mit Hilfe eines darunter gelegten Streifens aus verzinntem Netz hergestellt. Die Schirmwicklung wird zwischen Primär- und Sekundärwicklung platziert. Spulen werden mit maximaler Stapeldichte auf eine Hülse gewickelt.

Betrachten Sie die Arbeit der Automatisierung. Der Anlaufstrom des Transformators T1 beim Einschalten des Verstärkers mit der SB1-Taste wird durch die Widerstände R11 und R12 begrenzt (Abb. 7). Darüber hinaus werden diese Widerstände nach etwa 20 s durch ein antiparalleles Paar Optothyristoren VS1 und VS2 überbrückt, und nach 8 s wird der Wechselstrom zugeschaltet. Die Zeitsequenz wird mit der einfachsten Finite-State-Maschine auf den Mikroschaltungen DD3 und DD4 eingestellt, und der DD5.2-Trigger wird verwendet, um den Moment des Einschaltens der Optothyristoren mit dem Moment niedriger Momentanspannung im Netzwerk zu verknüpfen. Der DD5.1-Trigger wird tatsächlich als Wechselrichter verwendet.

Nach dem Einschalten von SB1 am Ausgang des Elements DD1.4 wird aufgrund der Wirkung der R10C9-Schaltung etwa 2 s lang eine niedrige Spannung aufrechterhalten, über den Wechselrichter DD3.2 werden die Zähler DD4 zurückgesetzt. In diesem Zustand sind die Optothyristoren (sowie das Relais K1) ausgeschaltet, der Transformator T1 über Ballastwiderstände mit dem Netzwerk verbunden und die Last vom Verstärker getrennt. Am Ende des Reset-Modus werden der Impulsgenerator und der Frequenzteiler als Teil von DD4 eingeschaltet. Gleichzeitig erscheinen am Ausgang des ersten Abschnitts des Teilers (Pin 1 DD4) Impulse mit einer Frequenz von ca. 2 Hz. Über das Element DD3.1 gelangen sie zum Eingang des zweiten Abschnitts des Frequenzteilers. Nach dem Durchgang von 32 Impulsen öffnet ein hoher Pegel an Pin 5 von DD4, gefolgt von DD5.2, VT1, das die Optothyristoren VS1 und VS2 steuert. Nach weiteren 16 aufeinanderfolgenden Impulsen blockiert ein Low-Pegel am Ausgang von DD3.3 das weitere Zählen und öffnet nach Invertierung im D-Trigger DD5.1 ​​VT2, was die Wicklung von Relais K1 einschaltet.

Das Netzspannungssteuergerät besteht aus den Widerständen R20-R22, dem Kondensator C8, den Dioden VD12-VD14 und den Elementen DD1.3, DD1.4. Wenn in der Netzspannung periodische Lücken oder starke „Spannungseinbrüche“ auftreten, wird die Spannung am Verbindungspunkt von R22 und C8 kleiner als der Schwellenwert für DD1.3 (4 ... 5 V), was zu a führt Zurücksetzen von DD4 durch die Elemente DD1.4 und DD3.2. Am Ausgang von DD5 werden Impulse mit einer Netzfrequenz zur Taktung der D-Flip-Flops DD3.4 entnommen. Das Auftreten einer Konstantkomponente von mehr als 0,6 ... 0,7 V während des Startvorgangs am UMZCH-Ausgang führt zum Betrieb eines der Komparatoren DA4 und setzt über DD3.2 auch DD4 zurück, wodurch der Schaltvorgang blockiert wird.

Die Verwendung von zwei Optothyristoren anstelle eines Optothyristors ist darauf zurückzuführen, dass Optothyristoren erstens weniger selten sind und zweitens Triacs mit der Asymmetrie des Spannungsabfalls behaftet sind, die eine Magnetisierung des Transformatormagnetkreises durch Gleichstrom verursacht. Dadurch werden die Tonabnehmer drastisch erhöht.

Die Lautsprecher sind über zwei Gruppen von normalerweise offenen Relaiskontakten K1 mit dem Verstärker verbunden. Der optimale (im Hinblick auf die Minimierung von Verzerrungen) Ort zum Einschalten des Kontaktpaars des Relais liegt in der Lücke zwischen dem Verstärker selbst und dem Ausgangs-RLC-Filter (Kondensator C52 bleibt mit L1, R118 verbunden – siehe Diagramm in Abb . 4). Auf der Leiterplatte des Verstärkers sind Lötpunkte für das Flachbandkabel „“ zu den Relaiskontakten vorgesehen. In der Praxis können bei einem vieradrigen Lastanschluss die Relaiskontakte auch an den RLC-Filterausgang angeschlossen werden, bei einem Drahtbruch zwischen dem Verbindungspunkt L2, R120, R121 und dem UMZCH (+ AC)-Ausgangskreis mit Kondensator C79 (befindet sich an den Klemmen zum Anschluss von Wechselstrom). Ich muss sagen, dass das Relais kein sehr zuverlässiges Element ist, da seine Kontakte „durchbrennen“ können. (Um die parasitäre Induktivität zu reduzieren, wird ein Flachbandkabel mit abwechselnden „Vorwärts“- und „Rückwärts“-Leitern verwendet.)

Eine zuverlässigere Lösung besteht darin, einen Wechselstromschutz aufzubauen, der auf der Überbrückung des Verstärkerausgangs mit einem leistungsstarken Triac basiert, der dem Strom durch defekte Transistoren der Ausgangsstufe standhalten kann. Allerdings ist die Kapazität eines so leistungsstarken Triacs sehr groß und vor allem nichtlinear (spannungsabhängig). Daher erhöht die Verwendung eines solchen Elements die Intermodulationsverzerrung bei höheren Audiofrequenzen um bis zu Hundertstel Prozent.

Eine Besonderheit der Gleichspannungserkennungseinrichtung am Ausgang des Verstärkers ist die Verwendung eines zweiteiligen Tiefpassfilters. Dadurch werden die Zeitkonstanten der Filter reduziert und Oxidkondensatoren ausgeschlossen, die Zuverlässigkeit, Empfindlichkeit und Geschwindigkeit des Schutzgerätes erhöht. Die Betriebszeit ab dem Zeitpunkt des Auftretens einer konstanten Spannung von 2 V beträgt nicht mehr als 0,25 s, bei einer Spannung von 20 V nicht mehr als 0,08 s. Beim Auslösen des Wechselstromschutzes werden auch die Optothyristoren abgeschaltet.

Das Verzerrungsanzeigegerät in jedem Kanal ist eine Kombination aus einem Schwellenwertknoten mit einer Totzone (er wird auch als „Fensterkomparator“ bezeichnet), der auf zwei Elementen DA3.1, DA3.2 und einem digitalen Wartemultivibrator mit einem Neustart aufgebaut ist (auf der entsprechenden „Hälfte“ DD2 ). Das Funktionsprinzip basiert auf der Tatsache, dass das Konto im Ausgangszustand durch einen hohen Pegel am Ausgang des vierten Auslösers des Zählers gesperrt ist. Wenn der Zähler durch den Betrieb eines der beiden am Ausgang kombinierten Komparatoren zurückgesetzt wird, aktiviert ein niedriger Pegel am Ausgang des vierten Triggers gleichzeitig das Zählen und lässt die Verzerrungsanzeige-LED (HL1 bzw. HL2) aufleuchten. Beim Eintreffen des achten Taktimpulses kehrt der Zähler in seinen ursprünglichen Zustand zurück und blockiert ein weiteres Zählen. Gleichzeitig erlischt die entsprechende LED. Somit ist die Überlastanzeige während der gesamten Zeit gültig, in der die Spannung an den Eingängen der Komparatoren die Totzone überschreitet, und bleibt für weitere 7-8 Perioden von Taktimpulsen (3 ... 3,5 s) bestehen, nachdem die Komparatoren in ihren Zustand zurückgekehrt sind Originalzustand.

Ähnliche „Fenster“-Komparatoren an den DA4-Elementen wurden auch verwendet, um das Vorhandensein einer konstanten Komponente am UMZCH-Ausgang zu bestimmen. Referenzspannungen (0,5 ... 0,6 V) an den Komparatoren werden durch parametrische Stabilisatoren R18VD18 und R28VD19 eingestellt. Die Umwandlung der Ausgangspegel von Komparatoren, die mit Spannungen von +12 V gespeist werden, in die Pegel von Logikschaltungen, die von einer Quelle von +12 V gespeist werden, erfolgt über die Widerstände R3 und R4, R7 und R8, R19 und R29. Die R25C12-Schaltung sorgt für das erzwungene Ein- und Ausschalten des Relais K1. Das vom Autor verwendete Omron-Relais hat eine Nennansprechspannung von 12 ... 15 V und einen Strom von 40 mA. Sie können jedoch bei Bedarf ein Haushaltsrelais wählen und die Nennwerte der Elemente R25, R45, C12 ändern. Die einzige Grundvoraussetzung dafür ist, dass seine Kontakte für einen Strom von mindestens 15 A bei einer Spannung von mindestens 50 V ausgelegt sein müssen.

Stromversorgungsstabilisatoren für beide Verstärkerkanäle werden auf DA5-DA8-Mikroschaltungen hergestellt. Die Verwendung von Mikroschaltungen der einstellbaren Stabilisatoren KR142EN12 (LM317) und KR142EN18 (LM337) hat zwei Gründe. Um zunächst die Frequenzcharakteristik und den Dynamikbereich der Operationsverstärker zu erhöhen, wurde ihre Versorgungsspannung nahe am zulässigen Maximum (+18 V) und nicht standardmäßig - +16,5 ... 17 V gewählt. Bei diesem Verstärker ist das durchaus der Fall akzeptabel, da die Operationsverstärker am Ausgang schwach belastet werden. Die erforderliche Ausgangsspannung der Stabilisatoren wird durch externe Widerstände eingestellt. Zweitens wird durch die Verwendung der Kondensatoren C25, C28, C35 und C38 die Unterdrückung von Wellen und Rauschen von Stabilisatoren um eine Größenordnung verbessert (im Vergleich zu Mikroschaltungen für eine feste Ausgangsspannung) – sie überschreiten nicht 0,2 mV. Für jeden Kanal werden separate isolierte Netzteile verwendet, um Erdschleifen zu verhindern.

Die Netzspannung wird über einen Filter eingespeist, der aus den Elementen C17-C20 und T3 besteht – dem sogenannten Gleichtakttransformator (oder Gleichtaktdrossel). Letzteres ist eine Wicklung aus drei zu einem Bündel zusammengefassten Drähten auf einem großen Ferritring. Die Anzahl der Wicklungswindungen ist nicht kritisch; Für einen ringförmigen Magnetkreis mit einem Querschnitt von etwa 1 cm2 aus Ferrit, beispielsweise der Sorte 1500NM, genügen etwa 20 Windungen. Dieser Filter verbessert den Schutz des Verstärkers vor Störungen aus dem Netz erheblich. Alle Verbindungen in den Netzeingangsstromkreisen müssen mit einem Kabel mit einem Querschnitt von mindestens 2 mm2 hergestellt werden. Der R35R36C21-Filter verhindert das Eindringen von Störungen aus dem Betrieb der Thyristoren VS1, VS2 in Schwachsignalkreise über den Transformator T2. Der SB2-Schalter, in Fremdgeräten als „Ground Lift“ (Trennung der „Masse“) bezeichnet, ermöglicht bei Bedarf die Trennung des Verstärkergehäuses von der Schutzerde des Netzes, sofern vorhanden.

Um die Störfestigkeit dieses Verstärkers zu erhöhen, sind übrigens auch Gleichtakttransformatoren in den Eingangssignalkreisen enthalten. Dieses sehr nützliche Detail bei der Gestaltung von Geräten wird oft vergessen oder daran gespart. Daher haben einige kleine Firmen (z. B. Transparent Audio Technology) ein sehr profitables Geschäft aufgebaut, indem sie Verbindungskabel mit eingebauten Gleichtakttransformatoren (manchmal mit Rauschfiltern) verkaufen, um die Störfestigkeit von Geräten zu verbessern. Das hat wirklich einen Vorteil, kostet aber nicht 500 US-Dollar (der Preis für nicht die teuerste Verbindung des oben genannten Unternehmens).

Über mögliche Ersetzungen von Elementen

Der K1401CA1-Chip ist ein exaktes Analogon des LM339 (BA10339, KA339, KIA339, HA17339, μPC339). Wenn sie nicht vorhanden sind, können Sie K554CA3 verwenden. Das Analogon von KR1157EN1202 (im KT-26-Gehäuse) ist der 78L12-Chip (andere Analoga können einen Unterschied in der Pinbelegung haben), und KR1168EN12 ist 79L12. Anstelle von KR142EN12 sind LM317, KA317 durchaus geeignet, und anstelle von KR142EN18 - LM337, KA337 (alle in TO-220-Gehäusen). Bei der Installation müssen sie auf Heizkörpern mit einer Fläche von ​​15 ... 25 cm2 installiert werden. Die Transistoren KT972 (VT1, VT2) können durch beliebige Verbundtransistoren mit NPN-Struktur (z. B. KT829) ersetzt werden, die für einen Strom von mindestens 150 mA ausgelegt sind, oder durch Transistoren, die einen hohen Stromübertragungskoeffizienten (mehr als 60) beibehalten ein Strom von 100 mA, zum Beispiel KT815 . Die Dioden KD243 sind ein Analogon von 1N4002-1N4007, KD521 - 1N4148.

Widerstände R11, R12 - Typ C5-16 oder PE-Gruppe. Die Hauptanforderung an sie ist die Fähigkeit, kurzzeitigen Überlastungen beim Laden der Netzteilkondensatoren standzuhalten. Unter diesem Gesichtspunkt sind Haushaltswiderstände zuverlässiger. Kondensatoren C1, C2, C6, C7, C24, C27, C34, C37 – Keramik, für eine Spannung von 25 V, zum Beispiel KM-6, K10-17, K10-23 oder ähnliche importierte, die TKE-Gruppe ist H30 , obwohl H70 auch akzeptabel ist. Der Kondensator C16 - Film (K73-9) oder Keramik (K10-17) der TKE-Gruppe ist nicht schlechter als M1500. Kondensatoren C4, C5, C8-C11, C13, C14 - K73-17 oder ähnliche importierte. Entstörkondensatoren C17-C21 – Typ K78-2 oder ähnliche importierte Kondensatoren, speziell für den Betrieb in Filterkreisen konzipiert (auf ihrem Gehäuse sind normalerweise Sicherheitsplaketten angebracht).

Oxidkondensatoren - K50-35 oder importierte Analoga. Die Widerstände R37-R44 müssen entweder genau sein (Serien C2-13, C2-26, C2-29 usw.) oder im Wert aus MLT, OMLT, C2-23 ausgewählt werden. Hochleistungswiderstände – 2 W – MLT, OMLT, S223 oder deren importierte Analoga. Die verbleibenden Widerstände mit geringer Leistung können aus Kohlenstoff bestehen – C1-4, BC usw. Die Gleichrichterbrücken KTs405 sind austauschbar mit KTs402, KTs404 oder einem Diodensatz KD243 (1N4002-1N4007). Als Optothyristoren VS1, VS2 können alle TO125-Serien mit einer Spannungsklasse von 6 oder mehr (TO125-10-6, TO125-108, TO125-10-10, TO125-12,5-6, TO12512,5-10 usw.) verwendet werden. ) . P). Sie können auch die TO132-Serie verwenden.

Gleichrichterbrücken der Serie KTs407 können auch durch einen Satz KD243-Dioden (1N4002-1N4007) ersetzt werden.

Wenn der Verstärker häufig mit voller Leistung verwendet werden soll, ist es sinnvoll, die Gleichrichterbrücken im Verstärker (VD38-VD41 in Abb. 4) mit Strom zu versorgen, einschließlich eines Paares KD213-Dioden parallel in jedem Brückenzweig, und Wenn möglich, ersetzen Sie sie durch einen leistungsstärkeren KD2997. Niederfrequenz-Gleichrichterdioden sollten wegen des ausgeprägten „Jump-Recovery“-Effekts nicht verwendet werden: Die Diode schaltet verzögert zur Absorption angesammelter Ladungsträger. Das Ende dieses Prozesses erzeugt große Störungen. Das Überbrücken von Dioden mit Kondensatoren hilft nicht viel. Bei Hochfrequenzdioden (KD213, KD2997, KD2995 usw.) tritt dieses Problem nicht auf.

Sie können auch Schottky-Dioden verwenden, die für eine Spannung von mindestens 100 V ausgelegt sind. Bei der Verwendung importierter Hochfrequenzdioden müssen diese für einen Strom von mindestens 30 A angenommen werden, da dieser Wert in der Regel für ausländische gilt Bei Hochfrequenzdioden handelt es sich entweder um den zulässigen Spitzenstrom oder um den mittleren gleichgerichteten Strom für eine aktive Last und nicht um den mittleren gleichgerichteten Strom beim Betrieb mit einem kapazitiven Filter, wie es bei den meisten Haushaltsdioden der Fall ist. Wir können insbesondere die Dioden 40CPQ100 und 50CPQ100 (IR) empfehlen, deren Verkaufspreis jedoch etwa 6 bis 7 US-Dollar beträgt.

Um Probleme durch die Verwendung defekter und minderwertiger Komponenten bei der Wiederholung des Verstärkers zu vermeiden, empfehlen wir Ihnen, auf deren Überprüfung zu achten. Das Auffinden eines fehlerhaften Teils in einem Breitbandverstärker mit tiefer Rückkopplung und direkter Kopplung von Dutzenden von Transistoren erfordert mit ziemlicher Sicherheit mehr Aufwand als die Vorprüfung der Elemente.

Komponentenprüfung

Obwohl die Schaltung und das Design des vorgestellten Verstärkers das Erreichen der angegebenen Eigenschaften garantieren (bei Einstellung nur eines Parameters – des Ruhestroms mit Widerstand R60), bedeutet dies keineswegs, dass die Komponenten vorher nicht überprüft werden müssen Installation.

Diese Situation ist darauf zurückzuführen, dass die „Auflösung“ einer kleinen Anzahl fehlerhafter Produkte unter guten Produkten keineswegs nur von südöstlichen, sondern auch von vielen westlichen Unternehmen praktiziert wird, insbesondere bei der Lieferung an ein Einzelhandelsnetz und nach Russland. Auch inländische Unternehmen „stopfen“ ihre Produkte häufig mit guten und mangelhaften Produkten in Einzelhandels- oder Radiomärkten ab.

Dadurch liegt die Wahrscheinlichkeit, für eine Privatperson minderwertige Artikel zu kaufen, nach Einschätzung des Autors und eigener Erfahrung bei kaum weniger als 2...4 %. Mit anderen Worten: Im Durchschnitt erweisen sich zwei bis drei von hundert Elementen als defekt, und das, obwohl in jedem Verstärkerkanal mehr als zweihundert Teile vorhanden sind.

Wenn man bedenkt, dass die Suche nach fehlerhaften Elementen in einer bereits zusammengesetzten Struktur viel Zeit und Mühe erfordert und außerdem ein fehlerhaftes Element zum Ausfall anderer führen kann, wird die Notwendigkeit einer Eingabekontrolle von Komponenten offensichtlich.

Das Problem der Zuverlässigkeit wird durch die Tatsache erschwert, dass die technischen Spezifikationen für viele in- und ausländische Komponenten nur einen kleinen (und oft unzureichenden) Satz von Parametern enthalten, die für die Steuerung der Massenproduktion geeignet sind. Gleichzeitig sind eine Reihe wichtiger Kenngrößen, wie zum Beispiel der kritische Strom und der Durchgangswiderstand des Kollektors von Bipolartransistoren, einfach nicht genormt und werden bei der Produktion nicht überprüft, obwohl ihr Einfluss nicht zu vernachlässigen ist. Daher ist es durchaus möglich, dass beispielsweise ein bestimmtes Exemplar eines Transistors formal betriebsbereit ist, es jedoch unerwünscht ist, ihn in das Design einzubauen, da sich herausstellt, dass seine Parameter nicht in den Lieferspezifikationen geregelt sind deutlich schlechter als der Durchschnitt für Komponenten dieser Art.

Deshalb ist beim Zusammenbau von High-End-Geräten eine gründliche Prüfung der Komponenten notwendig. Was den Hauptteil der passiven Elemente (Widerstände, Kondensatoren mit geringer Kapazität, Dioden, Zenerdioden) betrifft, bereitet deren Überprüfung keine Probleme. Widerstände werden mit einem Ohmmeter auf eine zulässige Abweichung vom Nennwert sowie auf Kontaktsicherheit geprüft (bei Haushaltswiderständen der Typen C1-4 und BC sind Kontaktkappen schlecht gerollt). Darüber hinaus müssen die Anschlüsse von Haushaltswiderständen vor dem Zusammenbau häufig verzinnt werden. Es ist nicht akzeptabel, aktive Flussmittel zu verwenden, und es ist besser, zum Reinigen der Leitungen einen „Tintenradierer“ zu verwenden. Empfohlene Arten von Widerständen mit geringer Leistung sind MLT und OMLT S2-23.

An die Widerstände R1, R2, R7, R20, R22 – R24, R29 – R31, R36, R40, R122, R123 werden höchste Anforderungen gestellt. Diese Widerstände müssen aus einem Metalldielektrikum oder, noch besser, aus einem Metallfilm (Metallfilm) bestehen – MLT, OMLT S2-23, S2-13, S2-26, S2-29V.

Bei der Auswahl von Widerständen mit einer Toleranz von ± 2 % oder mehr ist es wünschenswert, die folgenden Verhältnisse einzuhalten:

[(R23+R24+R122+R123)/(R30+R31)]x(R29/(R36+R40)]=1 – mit einer Abweichung von nicht mehr als 1...3 %;

[(R23+R24+R122+R123)/R30]x[R29/(R36+R40)]=2 - mit einer Abweichung von nicht mehr als 2...3%.

Die meisten in Russland verkauften importierten Widerstände bestehen aus Kohlenstoff (Kohlenstoff). Daher besteht beim Kauf importierter Widerstände anstelle der oben genannten das Risiko, Kohlenstoff- oder Verbundwiderstände unter dem Deckmantel von Metall-Dielektrikum-Widerständen zu kaufen. In diesem Fall ist es besser, sich auf Widerstände mit einer Toleranz von 1 % oder weniger zu konzentrieren, die nur in Fälschungen aus Kohlenstoff bestehen. Die Hauptnachteile von Kohlenstoff- und Verbundwiderständen sind eine große Nichtlinearität (bis zu 0,05 ... 0,1 %) und ein erhöhtes Rauschen, wenn Strom durch sie fließt.

Das Rauschen der Widerstände ist die Summe der thermodynamischen (mit spektraler Dichte ) und übermäßiges (Strom-)Rauschen, das sich manifestiert, wenn Strom durch den Widerstand fließt und durch Widerstandsschwankungen verursacht wird. Im Audiofrequenzbereich kann die Stärke dieses Rauschens bei Kohlewiderständen 10 μV überschreiten (pro Frequenzdekade bei einem Spannungsabfall von 1 V). Dies ist in der Regel eine Größenordnung oder mehr größer als das thermische Rauschen eines solchen Widerstands.

Aufgrund des übermäßigen Rauschens der Widerstände nimmt das Eigenrauschen des Verstärkers mit steigendem Signalpegel zu, und wenn Kohlewiderstände wie R1, R7, R22, R23, R24 verwendet werden, kann dieser Anstieg 20..30 dB erreichen! Durch den Einsatz von Metallschichtwiderständen wird dieses Problem behoben: Ihr Rauschen beträgt 0,1 ... 0,5 μV/V, bei Metalldielektrikumswiderständen liegt es etwas höher als 0,5 ... 2 μV/V.

Für die Widerstände R1, R2, R7, R20-R31, R35R40, R42-R46, R59, R63, R94-R109, R122, R123 empfiehlt sich die Verwendung eines Metalldielektrikums (MLT, OMLT, C2-23). Es ist auch wünschenswert, R38, R44 und R59, R63 paarweise so auszuwählen, dass sie sich um nicht mehr als 2...3 % unterscheiden.

Die Anforderungen an andere Widerstände sind viel geringer. So können die Widerstände R3-R6, R8-R19, R32, R34, R47-R58, R61, R62, R64-R93, R110-R117 und sogar R33, R37, R39, R42, R43 auf Kohlenstoff basieren, ohne dass die Eigenschaften beeinträchtigt werden des Verstärkers. Trimmerwiderstand R60 - Cermet SPZ-19a (Cermet oder „Polymer“ ist auch von importierten geeignet). Die Verwendung anderer Abstimmwiderstände, insbesondere offener Bauform, wird aufgrund der geringen Zuverlässigkeit nicht empfohlen. Als Widerstände R118-R121 verwendete der Autor verfügbare importierte Widerstände (z. B. SQP), diese können jedoch durch C5-16 oder parallel geschaltete Zwei-Watt-MLT C2-23 usw. ersetzt werden.

Es wird empfohlen, Keramikkondensatoren mit einer Kapazität von bis zu 1000 pF zu verwenden - K10-7V, K10-17, K10-43a, K10-47a, K10-506 (TKE PZZ-M75-Gruppen), von importierten Kondensatoren - NPO-Gruppenkondensatoren . Kondensatoren thermisch weniger stabiler Gruppen werden aus Ferroelektrika mit nichtlinearen Eigenschaften, Piezo- und Pyroeffekten und anderen „Vorteilen“ hergestellt. Genau mit diesen Eigenschaften ist die Berühmtheit von Keramikkondensatoren in Audioschaltkreisen verbunden. Kondensatoren mit niedrigem TKE verhalten sich in der Regel einwandfrei. Sie können auch Glasemail-Kondensatoren SKM, K22U-16, K22-5 verwenden. Von den Folienkondensatoren mit geringer Kapazität ist die Verwendung von Polystyrol (PM, K70-6) und ähnlichen importierten Kondensatoren zulässig, die ihnen innewohnende parasitäre Induktivität kann jedoch die Stabilitätsmargen verringern.

Die Kontrolle kleiner Kondensatoren beschränkt sich auf die Überprüfung ihres Ableitwiderstands (mindestens 100 MΩ), ihres Kapazitätswerts (Toleranz bis ± 5 %) und ihrer Durchbruchspannung von mindestens 25 V (außer C46, ​​der 50 V standhalten muss). . Wenn Sie mit dem verwendeten Kapazitätsmesser den Qualitätsfaktor (oder den Kehrwert des Verlustfaktors) bestimmen können, sollte der Qualitätsfaktor bei gebrauchsfähigen Kondensatoren bei Frequenzen von 100 kHz bis 1 MHz mindestens 2000 betragen. Kleinere Werte \u7b\u12bdeuten auf einen Defekt am Kondensator hin. Empfohlene Geräte - E7-14, EXNUMX-XNUMX.

Die Kondensatoren C6, C8, C10-C12, C15, C19, C25, C40-C44 sind Blockkondensatoren, daher gelten für sie keine besonderen Anforderungen. Dennoch ist es wünschenswert, Keramikkondensatoren KM-5, K10-17, K10-23 und ähnliche zu verwenden, wobei die TKE-Gruppe nicht schlechter als NZO (X7R für importierte Kondensatoren) ist. Dies liegt daran, dass bei Kondensatoren der Gruppen H70H90 (Z5U, Y5V) bei Frequenzen über einigen Megahertz die tatsächliche Kapazität merklich abnimmt. Es ist sinnvoll, sie nur auf Unterbrechung (Vorhandensein einer Kapazität) und Durchschlag bei einer Spannung von 25-30 V zu prüfen.

Isolierkondensator C1-Folie, vorzugsweise Polypropylen, Polystyrol oder Polycarbonat (K78-2b, K71-4, K71-5, K71-7, K77-1, K77-2a). Ihre Abmessungen sind jedoch mit Ausnahme von K77-2 sehr groß, weshalb der Autor Lavsan-Kondensatoren K73-17 verwendete, die nach dem Qualitätsfaktor bei Frequenzen von 100 Hz (mindestens 700) und 1 kHz (mindestens 200) ausgewählt wurden. . Der Kapazitätsunterschied bei Frequenzen von 100 Hz, 1 kHz und 10 kHz sollte 3 % nicht überschreiten.

Leider ist die Heiratswahrscheinlichkeit bei Niederspannungs-K73-17 in einzelnen Chargen sehr hoch. In Ermangelung von Messgeräten wird daher empfohlen, Geräte mit höherer Spannung (für 160 oder 250 V) zu verwenden. Aus dem gleichen Grund werden Hochspannungskondensatoren wie C77, C78 verwendet. Übrigens stelle ich fest, dass eine Untersuchung importierter Kondensatoren von bei Audiophilen beliebten Marken (z. B. MIT, SOLEN) selbst gegenüber guten K73-17-Exemplaren keine Vorteile zeigte, ganz zu schweigen von K78-2 und insbesondere K71-7.

Der Wert von C1 wird unter der Bedingung gewählt, dass eine Grenzfrequenz von etwa 20 Hz erreicht wird. Bei Verwendung eines Verstärkers mit einem kleinen Lautsprecher ist es jedoch sinnvoll, die Grenzfrequenz auf 40...50 Hz zu erhöhen, um eine Überlastung zu vermeiden Niederfrequenz-Lautsprecherköpfe. Die Qualität und oft auch die „Quantität“ des Basses wird sogar verbessert, indem die durch übermäßige Membranbewegung verursachte Verzerrung reduziert wird. Die Kapazitätsschwankung der Kondensatoren C1 in den PA-Kanälen sollte 5 % nicht überschreiten.

Kondensatoren C5, C9, C31, C32, C35, C37, C39, C45, C47-C51, C77, C78 – Lavsan – K73-17 oder ähnliche importierte (Mylar, Polyester). Die Hauptanforderung an sie sind kleine Abmessungen und eine moderate parasitäre Induktivität (nicht mehr als 0,02 ... 0,04 μH). Nach dem Kauf der Kondensatoren ist es wünschenswert, ihren äquivalenten Widerstand bei hohen Frequenzen zu überprüfen (siehe unten), da der Kontakt der Aluminiumbeschichtung der Platten mit dem Endguss des Kondensators auf Zink- oder Zinn-Blei-Basis fehlerhaft ist Lot. Dies ist am wichtigsten für C47 – C49, C77 und C78. Der aktive Anteil ihres Widerstands sollte 0,2 ... 0,3 Ohm nicht überschreiten.

Kondensatoren C52 und C79 – Polypropylen, K78-2 oder ähnlich importierte mit geringer Induktivität (Interferenzunterdrückung). Ihr Ersatz durch Kondensatoren anderer Typen ist unerwünscht, aber die Kapazität ist nicht kritisch: Der Wert von C52 liegt zwischen 4700 und 2200 pF, C79 zwischen 1500 und 3300 pF. Die Prüfung beschränkt sich auf die Kontrolle der zulässigen Spannung (mindestens 50 V), der Kapazität und des Gütefaktors (mindestens 1000 bei einer Frequenz von 100 kHz oder 1 MHz).

Oxidkondensatoren C2, C4, C13, C14, C20, C27, C30, C33, C53-C76, C80, C81 - Haushalt K50-35, K50-68. Bei der Auswahl importierter Kondensatoren kommt es nicht so sehr auf den Hersteller an, sondern auf deren tatsächliche Eigenschaften. Am besten eignen sich Kondensatoren mit geringer Induktivität und niedrigem Ersatzserienwiderstand – ESR (bei importierten Kondensatoren ist dies die Gruppe „Low ESR“). Sie sind hauptsächlich zum Schalten von Netzteilen gedacht. Ähnliche Kondensatoren werden von vielen Herstellern hergestellt, sie sind jedoch teurer als herkömmliche und der Kauf ist oft nur auf Bestellung möglich. Von herkömmlichen Kondensatoren können wir Hitachi-, Marcon-, Nichihon-, Rifa-, Rubicon- und Samsung-Produkte empfehlen. Eine sorgfältige Analyse der Herstellerkataloge von Oxidkondensatoren zeigt übrigens, dass sich die sogenannten „For Audio“-Kondensatoren mit großer Kapazität bestenfalls als nichts anderes als Kondensatoren der „Low ESR“-Gruppe mit herausstellen eine geänderte Markierung.

Die Überprüfung von Oxidkondensatoren relativ kleiner Kapazität (C2, C4, C13, C14, C20, C27) beschränkt sich auf die Messung ihres Leckstroms bei Nennspannung (nicht mehr als 10 ... 20 μA) sowie auf die Beurteilung ihrer Induktivität und ihres ESR . Die Methode zur Messung des Leckstroms ist offensichtlich und die Bestimmung des Serienwiderstands und der Induktivität erfolgt wie folgt.

Über einen Kondensator, der mit einem drahtlosen Widerstand R = 300-750 Ohm (0,5-1 W) in Reihe geschaltet ist, wird ein Wechselstrom verschiedener Frequenz an einen Sinussignalgenerator mit einer Ausgangsspannung von mindestens 5 V geleitet Die Spannung daran wird mit einem Millivoltmeter oder Oszilloskop gemessen. In logarithmischen Koordinaten ist entlang beider Achsen ein Diagramm der Abhängigkeit der Spannung am Kondensator von der Frequenz im Bereich von 1 kHz ... 1 MHz aufgetragen (Abb. 8). Normalerweise hat es die Form eines stumpfen Winkels mit der Oberseite nach unten, und der Verlauf des linken Zweigs wird durch die effektive Kapazität des Kondensators bestimmt, der Spannungsanstieg bei höheren Frequenzen ist mit der parasitären Induktivität des Kondensators verbunden und die „ Die „Schärfe“ des Winkels hängt vom Serienwiderstand ab.

Diese Werte mit ausreichender Genauigkeit für die Praxis können aus der Grafik auf folgende Weise ermittelt werden.

Ermitteln Sie zunächst die Spannung U1, die dem Minimum der Kurve entspricht. Zweitens bilden sie Tangenten an die aufsteigenden „Äste“ der Kurve und markieren den Punkt ihrer Kreuzung (Abb. 8). Die dem Schnittpunkt entsprechende Spannung und Frequenz werden mit U2 bzw. fo bezeichnet.

Danach ist es einfach, den ESR, die effektive Kapazität und die parasitäre Induktivität des Kondensators mithilfe der Formeln zu ermitteln:

wo Rep - EPS, UG - Generatorspannung.

Natürlich reicht es aus, nur ein Diagramm für ein oder zwei Kondensatoren zu erstellen, die Impedanz der übrigen wird an zwei oder drei Punkten bei Frequenzen überprüft, die dem minimalen Serienwiderstand entsprechen, und zwar bei einer Frequenz von etwa 1 MHz. Der zulässige Wert von EPS beträgt nicht mehr als 0,1 ... 0,15 Ohm für Kondensatoren mit 4700 und 3300 Mikrofarad und nicht mehr als 1,5 Ohm für Kondensatoren mit 220 Mikrofarad. Ihre zulässigen Induktivitäten betragen jeweils nicht mehr als 0,02 ... 0,05 μH.

Wenn es nicht möglich ist, Hochleistungs-Oxidkondensatoren auf „Versicherung“ zu prüfen, können sie mit Folien- oder Keramikkondensatoren auf die entsprechende Spannung mit einer Nennleistung von mehreren Mikrofarad überbrückt werden.

Die Überprüfung von Low-Power-Dioden beschränkt sich neben der Überwachung der Durchlassspannung (nicht mehr als 0,7 V bei einem Strom von 20 mA) auf die Beurteilung ihres Leckstroms bei einer kleinen Sperrspannung von 3 ... Messungen von mindestens 6 MΩ , zum Beispiel VK100-7, VK9-7. Für VK15-7 beträgt der Strom der Gesamtauslenkung der Nadel an der Grenze von 9 MΩ also 100 nA, und seine merkliche Abweichung tritt bereits bei einem Strom von 60 nA auf. Bei der Rückstrommessung müssen die Dioden vor Licht geschützt werden.

Die strengsten Anforderungen an den Leckstrom werden an VD1, VD2, VD15, VD16 gestellt (nicht mehr als 2...3nA bei einer Temperatur von +60...80°C); für VD9-VD14 ist ein Strom von maximal 10 ... 15 nA zulässig. Besonders hervorzuheben sind die Anforderungen an die Dioden VD26, VD27 – dies ist ein Durchlassspannungsabfall von nicht mehr als 0,7 V (bei einer Temperatur von 20 °C und einem Strom von 20 mA) und ein Leckstrom von nicht mehr als 3 . .. 5 μA bei einer Sperrspannung von 120 V und einer Temperatur von +60 .. .80°С. Bei den übrigen Kleinsignaldioden genügt eine einfache Prüfung mit einem Ohmmeter.

Die Gleichrichterdioden VD28 - VD31 und insbesondere VD36-VD41 müssen auf Durchschlagssperrspannung geprüft werden - mindestens 100 bzw. 150 V (bei Sperrstrom bis 100 µA und Temperatur + 60 ... 80 °C). Darüber hinaus ist es erforderlich, die Durchlassspannung an den VD36-VD41-Dioden zu überprüfen, wenn ein Stromimpuls von 50..60 A fließt.

Das Schema für eine solche Prüfung ist in Abb. 9 dargestellt. Die auf dem Oszilloskop für die VD38-VD41-Brücke beobachtete Durchlassspannung an den Dioden sollte 1,3 nicht überschreiten ... potenziell unzuverlässig.

Die Zenerdioden VD22-VD25 werden in üblicher Weise auf eine Stabilisierungsspannung bei einem Strom von 7 ... 8 mA überprüft. Beim Einbau von Zenerdioden in einen Verstärker ist es wünschenswert, dass die Stabilisierungsspannung von VD23 gleich oder ungefähr 70 ist. .. 100 mV größer als die von VD24.

Es reicht aus, die Transistoren VT1-VT10, VT44, VT45 auf den Basisstromübertragungskoeffizienten und die Durchbruchspannung Uke zu überprüfen. Der h21E-Koeffizient für VT1-VT4 sollte innerhalb von 80 ... ...600 mA liegen. Die Durchbruchspannung für VT5-VT12 bei ausgeschalteter Basis und einer Temperatur von 50 ... 250 °C muss mindestens 5 V betragen, für VT10, VT1, VT4, VT80, VT100, VT25 - mindestens 5 V und für VT8 , VT9 - nicht weniger als 10 V. Das Kriterium für den Beginn eines Ausfalls ist ein Stromanstieg über 44 μA. Bei der Auswahl von Transistoren werden am besten Instanzen mit dem höchsten h45E-Koeffizienten wie VT80, VT6 verwendet. Die Transistoren VT7, VT40 und VT50 müssen einen Wert von h21E von mindestens 6 und einen anfänglichen Kollektorstrom von Ikeo von nicht mehr als 7 μA bei einer Temperatur von 11 ... 12 ° C und einer Spannung von Uke = 15 ... 21 V aufweisen.

Der Stromübertragungskoeffizient für VT13, VT14 ist nicht kritisch; Wichtig ist nur, dass es bei einem Kollektorstrom von 10 mA und Uke = 6 ... 10 V mehr als 40 sein sollte. Die Anforderungen an die Transistoren VT16-VT19 sind strenger - ihr h21e bei einem Kollektorstrom von ca. 10 mA und Uke = 5 V muss mindestens 60 (vorzugsweise 70...100) betragen. Eine ähnliche Anforderung gilt für VT20-VT27. Eine Auswahl der Transistoren nach dem Koeffizienten h21e ist nicht erforderlich, es reicht aus, wenn die Spreizung 50 ... 80 % nicht überschreitet.

Für Ausgangstransistoren (VT28-VT43) müssen die h21e-Koeffizienten bei einem Strom von 40 A mindestens 1 betragen. Es ist unerwünscht, Transistoren mit h21e>80 zu verwenden, da ihr sicherer Betriebsbereich kleiner ist. Die Durchbruchspannung Ukeo muss bei ausgeschalteter Basis mindestens 100 V bei einem Strom von 20 μA für VT13, VT14, VT1 b-VT19 und mindestens 80 V für VT20 - VT43 betragen (bei einem Durchbruchstartstrom von 0,2 mA für VT20). -VT27 und 2 mA für VT28-VT43). Spannungsprüftemperatur Ukeo-60...80°C.

Für VT13, VT14, VT16-VT43 ist eine gründlichere Prüfung erforderlich. Dies liegt daran, dass Defekte in einem dieser Transistoren mit hoher Wahrscheinlichkeit zum Ausfall einer Reihe anderer Transistoren führen.

In diesem Zusammenhang ist es zusätzlich wünschenswert, den kritischen Strom und den Durchgangswiderstand des Kollektors zu überprüfen. Ein zu hoher Widerstand (typisch für Hochspannungstransistoren) führt zu einem frühen Eintritt des Transistors in den Quasi-Sättigungsmodus. Der Transistor bleibt in diesem Modus betriebsbereit, seine Verstärkungs- und Frequenzeigenschaften werden jedoch stark reduziert: Die Grenzfrequenz sinkt um eine oder sogar zwei Größenordnungen, der Stromübertragungskoeffizient nimmt ab und die effektive Kapazität des Kollektors nimmt zu.

Ein solch starker Anstieg der Trägheit von Transistoren führt nicht nur zu einer Verschlechterung der Eigenschaften des Verstärkers, sondern auch zu der Gefahr seiner Selbsterregung bei Frequenzen von 0,6 ... 2 MHz, gefolgt von einem Ausfall aufgrund von Überhitzung durch Durchgangsströme.

In diesem Zusammenhang ist der Eintritt der Transistoren VT13, VT14, VT16-VT42 in den Quasi-Sättigungsmodus aufgrund der Wahl ihrer Modi mit relativ niedrigen Betriebsströmen ausgeschlossen. Eine weitere Verringerung der Ströme führt zu einer Verringerung der Anstiegsgeschwindigkeit und der Stabilitätsspanne des Verstärkers.

Da die Variation des Kollektorvolumenwiderstands jedoch von den Transistorherstellern nicht standardisiert ist, ist eine Überprüfung erforderlich. Unter Amateurbedingungen besteht es darin, die Abhängigkeit von h21e von der Spannung Uke zu bestimmen.

Die Technik besteht darin, den gegebenen Kollektorstrom des Transistors auf eine Spannung Uke = 5...10 V einzustellen, indem der Basisstrom angepasst wird und diese Spannung dann auf einen Wert abgesenkt wird, der einer Verringerung des Kollektorstroms um 10...15 entspricht % (bei gleichem Basisstrom). Diese Spannung, bei der ein starker Abfall des Kollektorstroms beginnt, ist die Schwelle für den Beginn der Quasi-Sättigung des Transistors (bei einem bestimmten Kollektorstrom).

Die Schwellenspannung der KT9115-Transistoren sollte bei einem Kollektorstrom von 5 mA nicht mehr als 14 V und bei KT969 - 3 V bei gleichem Strom betragen. Als VT13 ist es wünschenswert, Transistoren mit der niedrigsten Quasi-Sättigungsschwellenspannung zu verwenden. Für sie muss der als Ausgangswert angenommene Wert h21e bei Uke = 10 ... 12V gemessen werden.

Die Transistoren KT961 und KT639 werden bei einem Strom von 100 ... 150 mA getestet, wobei der Anfangskoeffizient h21e bei Uke = 5V gemessen wird. Die Schwellenspannung bei diesem Strom sollte 1,5 V für KT639 und 1,2 V für KT961 nicht überschreiten.

Die Transistoren KT818 und KT819 werden bei einem Strom von 2 A geprüft, während der anfängliche h21e bei Uke = 5 V gemessen werden muss und die Schwellenspannung 1,8 V für KT818 und 1,5 V für KT819 nicht überschreiten sollte.

Die Überprüfung des kritischen Stroms für die Transistoren KT818 und KT819 besteht in der Messung von h21e bei Uke = 5 V und zwei Kollektorstromwerten: 1 A und 3 A. Die bei einem Strom von 21 A gemessene Abnahme von h3e ist bis zu 65 % des Wertes zulässig entsprechend einem Strom von 1 A.

Die Transistoren KT818 und KT819 mit den Indizes G1 sind exakte Analoga von KT818GM und KT819GM ​​​​und unterscheiden sich nur in der Art des Gehäuses (Kunststoff - KT43-1).

Da bei der Prüfung von Transistoren und Strömen über 50 mA diese eine ausreichend große Leistung zum Heizen abgeben, müssen die Messungen entweder sehr schnell (innerhalb weniger Sekunden) oder durch den Einbau von Transistoren auf einen Kühlkörper erfolgen.

Das Überprüfen des Operationsverstärkers DA1, DA3, DA4 ist wie folgt.

Frequenz- und Geschwindigkeitseigenschaften werden in der Schaltung in Abb. 10 mit einem Oszilloskop und einem Generator überprüft. Das Akzeptanzkriterium ist die Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeit eines Rechtecksignals mit großer Amplitude (5 V am Eingang) von mindestens 60 V/µs und das Fehlen sichtbarer Verzerrungen der Form eines Sinussignals mit einer Amplitude von 4 V bis zu einer Frequenz von 1,5...2 MHz. Der Stromverbrauch des Operationsverstärkers ohne Signal (gemessen am Spannungsabfall an den Leistungsfilterwiderständen) muss innerhalb von 5 ... 10 mA liegen, die Amplitude der maximalen Ausgangsspannung bei einer Frequenz von 20 kHz beträgt mindestens ± 14 V. Das Verlassen der Beschränkung sollte nicht mit Transienten einhergehen.

Rauschen und Vorspannung werden mit einem kurzgeschlossenen Eingang und dem Schließen der Kontakte S1 und S2 überprüft, wodurch der Operationsverstärker in den Skalenverstärkermodus mit einer Verstärkung von 50 dB versetzt wird (das Einschalten von S2 begrenzt das Rauschband auf 50 kHz). . Die Ausgangsrauschspannung darf 1,4 mV (7 mV Spitze-zu-Spitze auf dem Oszilloskopbildschirm) nicht überschreiten und der DC-Offset darf ±1,5 V nicht überschreiten.

Der Operationsverstärker DA2 wird überprüft, indem er gemäß dem in Abb. gezeigten Schema eingeschaltet wird. 11. Das Kriterium für die Eignung ist das Vorhandensein einer Gleichspannung von nicht mehr als 200 mV am Ausgang und das Auftreten eines Aufnahmesignals am Ausgang des Operationsverstärkers, wenn die Hand Klemme 3 DA2 berührt.

Der Operationsverstärker DA5 wird auf ähnliche Weise überprüft. Am Ausgang im eingeschwungenen Zustand (nach 1-2 Minuten) sollte die konstante Spannung 80 mV nicht überschreiten und der Rauschspannungshub auf dem Oszilloskopbildschirm sollte 1 mV (Spitze-zu-Spitze) nicht überschreiten. Bei der Lärmmessung ist auf eine gute Abschirmung zu achten.

Die Platte mit den Maßen 310 x 120 mm (siehe Abb. 12) besteht aus doppelseitiger Glasfaserfolie mit einer Dicke von 1,5-2 mm mit Metallisierung der Löcher. Es ist für den Einbau in der Ausgangsstufe von bis zu 12 Stück pro Arm leistungsstarker Transistoren in KT-28-Gehäusen (z. B. KT818G und KT819G) oder TO-220 (mit einem Anschlussabstand von 2.5 mm) ausgelegt.

Reis. 12 (zum Vergrößern anklicken)

LEITERPLATTENFUNKTIONEN UND VERSTÄRKERMONTAGE

Auf Abb. In Abb. 13 zeigt die Anordnung der Elemente auf der Platine eines Kanals (siehe Abb. 12). Zusätzlich zu den meisten im Schaltplan angegebenen Elementen (Abb. 4). Die Platine ermöglicht den Einbau einer Reihe zusätzlicher Komponenten. Um die Nummerierung der alten und neuen Elemente auf der Platine konsistent zu halten, wurden ihnen fortlaufende Seriennummern oder Buchstabenindizes zugewiesen, zum Beispiel VT23A. R86B.

Reis. 13 (zum Vergrößern anklicken)

Schlussfolgerungen K0, K1 - gemeinsame Stromversorgung

K2 - gemeinsames Signal, Kurzschluss - Signaleingang;

FBH - Ausgang +OS; FBL - Beenden -OS.

Die Platine ist für den Einbau der gängigeren Hochleistungstransistoren KT818G und KT819G mit bis zu 12 Stück pro Schulter ausgelegt. In diesem Zusammenhang wurde die Anzahl der Transistoren in der zweiten Stufe des Followers (VT20-VT27B) von vier auf sechs pro Zweig erhöht und auch die Ruheströme von VT16-VT27B erhöht. Darüber hinaus mussten die Werte einiger Widerstände geändert werden: R76. R77 hat jetzt 130-150 Ohm (statt 390 Ohm). R78-R81 – jeweils 8,2 bis Ohm (anstelle von 15 Ohm). Sinnvoll ist es auch, den Wert von R64, R66 auf 10 Ohm zu reduzieren. Die Transistoren VT16-VT19 müssen mit Plattenkühlkörpern aus einer Aluminiumlegierung mit einer Dicke von 1,5 ... 2 mm und einer Oberfläche von mindestens 25 cm ^ ausgestattet sein – einer für jedes Transistorpaar. Für VT13 und VT14 sind auch kleine Kühlkörper (8...10 cm^) im Lieferumfang enthalten. Zur Reduzierung der Erwärmung VT13. VT14 können Sie auch die Nennwerte von R59 und R63 leicht auf 160 Ohm (statt 150 Ohm) erhöhen.

Darüber hinaus werden die Nennwerte von R82–R85 auf 13 Ohm (statt 68 Ohm) und R86–R93 auf 3,3 Ohm (statt 4,7 Ohm) reduziert. Die Änderungen wirkten sich auch auf die Nennwerte der Korrekturschaltungen aus – C16 hat jetzt eine Kapazität von 470 pF (statt 270). R25 und R26 – jeweils 2.7 kOhm (anstelle von 4,7 kOhm bzw. 1 kOhm). R33 hat jetzt einen Nennwiderstand von 47 Ohm (statt 220). R38 und R44 – jeweils 2.2 kOhm (anstelle von 2 kOhm). R64 und R66 – jeweils 10 Ohm (statt 15). Kondensatoren C17. C18 kann entweder durch ein röhrenförmiges 3-3,3 pF oder zwei 6,2 pF-Röhren ersetzt werden (bei Bedarf wird es entsprechend der Art des Transienten ausgewählt).

Um den minimalen Spannungsabfall über VT20-VT43 beim Öffnen von VD26, VD27 zu erhöhen, ist es wünschenswert, eine KD16A-Diode in Durchlassrichtung in Reihe mit dem Emitter der Transistoren VT19-VT521 einzuschalten. Auf der Tafel ist für sie kein Platz. Daher ist es am bequemsten, die Diode in den Spalt zwischen dem entsprechenden Emitteranschluss und dem Kontaktpad einzulöten.

Zusätzlich zur Anzeige von Verzerrungen der PA selbst (verursacht durch eine „harte“ Begrenzung des Ausgangssignals) wurde die Möglichkeit eingeführt, die Wirkungsweise eines „weichen“ Limiters anzuzeigen. Dies wird durch eine Änderung seines Schemas erreicht (siehe Abb. 14). Beim Auslösen des „Soft“-Limiters entsteht am Widerstand R126 eine Spannung mit entsprechendem Vorzeichen, deren Absolutwert bereits bei einer Überschreitung der Soft-Limit-Schwelle um 0,6 ... 90 mV 100 V erreicht. Ein weiterer Anstieg dieser Spannung über 1,2 ... 1,3 V wird durch die Dioden VD46-VD49 blockiert.

Darüber hinaus ist es möglich, die Ausgangsstufe des Operationsverstärkers DA 1 in den Klasse-A-Modus zu versetzen, um seine Nichtlinearität und die Auswirkungen der Erkennung hochfrequenter Störungen beim Betrieb an einer Last mit relativ niedrigem Widerstand (3.5 kOhm) zu reduzieren . Die Stromquelle von 4 ... 6 mA besteht aus einem Feldeffekttransistor VT46 vom Typ KP303E oder KP364E und einem Widerstand R125 (ca. 150 Ohm). Da die Verzerrungen des KR140UD1101 auch ohne Stromquelle sehr gering sind und keinen übermäßigen Beitrag zum Gesamtniveau der UMZCH-Verzerrung leisten. Die Installation von VT46 und R125 ist optional. Bei der Installation von VT46 muss die Drain-Gate-Durchbruchspannung überprüft werden. Sie sollte nicht weniger als 40 V betragen.

Um die parasitäre Induktivität der Anlage zu begrenzen, sind die Ausgänge der Transistoren der Endstufe VT20-VT43 direkt auf die Leiterplatte gelötet. Diese Maßnahme ist darauf zurückzuführen dass die parasitäre Induktivität des Emitteranschlusses eines leistungsstarken Transistors seine tatsächliche Grenzfrequenz verringert. Vor diesem Hintergrund wird deutlich, dass zur Umsetzung der Geschwindigkeit auch relativ „langsamer“ Ausgangstransistoren mit einer Grenzfrequenz von 5 …

Zu diesem Zweck werden insbesondere die Ausgangstransistoren sowie die VD37-VD41-Dioden (in Abb. 13 rot dargestellt) von der Seite des Kühlkörpers her unter die Leiterplatte gelegt und von dieser isoliert eine Dichtung aus wärmeleitendem Gummi vom Typ Nomacon oder ähnlichem, im Extremfall aus Lavsan. Sie können auch Glimmer-, Beryllium- oder Aluminiumnitridkeramik in Kombination mit einer Wärmeleitpaste verwenden. Bei der Verwendung von Dichtungen, insbesondere von dünnen Dichtungen, ist es notwendig, die Sauberkeit der Passflächen sorgfältig zu prüfen, um zu verhindern, dass Metallspäne oder Grate darauf gelangen.

In das Verstärkergehäuse sind in Form seiner Seitenwände zwei Kühlkörper für zwei Kanäle integriert. Eine Zeichnung des Kühlkörpers ist in Abb. dargestellt. 15.

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Die Klemmung von VT28-VT43 und VD36-VD41 erfolgt mit einer Stahlplatte (Abb. 16).

Bei der „planaren“ Platzierung leistungsstarker Halbleiterbauelemente wird die Platine strukturell mit einem Kühlkörper verbunden. Dieser Umstand erfordert den Einsatz einer speziellen Verstärkermontagetechnik.

Zunächst werden alle Teile bis auf die Kondensatoren C80, C81, die Transistoren VT15, VT20-VT43 und die Dioden VD36-VD41 auf der Leiterplatte montiert. Darüber hinaus werden diese Transistoren (außer VT15) und Dioden mit vergossenen Leitungen beispielsweise mit einem Leiter auf den Sitzen des Kühlkörpers ausgelegt und mit einer Platte (darüber unten) so angedrückt. sodass sie mit geringem Kraftaufwand bewegt werden können. Anschließend wird eine Tafel auf ihre Schlussfolgerungen gelegt, wobei die Beweglichkeit der Elemente genutzt wird, um die Ergebnisse an den Löchern auszurichten. Anschließend wird das Brett auf 10 mm hohen Montagepfosten (vier Löcher in der Nähe der Ecken des Bretts) oder auf mehreren temporären Stützen, beispielsweise 20 mm dicken Hartholzwürfeln, befestigt. Als nächstes löten wir alle Anschlüsse VT43-VT36 und VD41-VD20. Danach wird die Klemme gelöst und die Platine samt Dioden und Transistoren vom Kühler entfernt. Überprüfen Sie die Qualität des Lötens VT43-VT36, VD41-VD40 (Klemmen VD41, VD80, die sich unter C81 befinden. C0,6. Sollte nicht mehr als 80 mm aus der Platine herausragen) und montieren Sie die Kondensatoren C81. C28. Der Einbau von Transistoren und Dioden kann in mehreren Schritten erfolgen, bequemer ist es, mit VT43-VT15 zu beginnen. Der VTXNUMX-Transistor, der als Temperatursensor fungiert, ist so in die Platine eingelötet, dass sein Körper in ein Sackloch passt. in den Kühlkörper gebohrt. Dieses Design bietet die geringste parasitäre Kapazität in dieser hochohmigen Verstärkerschaltung.

Dann bleibt nur noch, alle Kontaktflächen mit einer dünnen Schicht Wärmeleitpaste zu schmieren, das Loch im Kühlkörper für VT 15 mit Paste zu füllen und alles sorgfältig „sauber“ zusammenzubauen.

Bei der Auslegung von Transistoren sollte man sich an der Regel orientieren: Transistoren mit dem kleinsten h21e befinden sich auf der Seite des Low-Signal-Teils der Verstärkerplatine und mit dem größten auf der XP4-Seite.

Die Transistoren VT20-VT27 werden durch Isolierdichtungen mit Bolzen mit Muttern oder M2.5-Sechskantschrauben am Kühlkörper befestigt. Muttern (oder Schrauben) werden mit einem Gabelschlüssel angezogen. Um ein Schließen der Befestigungselemente mit dem Transistorkollektor zu verhindern, werden auf die Bolzen Stücke eines dünnwandigen Isolierrohrs mit einem Durchmesser von 2,8 ... 3 mm und einer Länge von 2 mm gesteckt. Es ist nicht schwierig, ein solches Rohr herzustellen, indem man beispielsweise mehrere Windungen Lavsan-Klebeband („Klebeband“) auf einen leicht mit Maschinenöl geschmierten Dorn mit einem Durchmesser von 2,5 ... 2,6 mm aufwickelt.

Die Anschlussflächen von Transistoren und Dioden müssen vor der Installation auf einer Schiene geerdet werden. Anschließend werden an den Kanten der Montagelöcher und Transistorgehäuse kleine Fasen (0,2 ... 0,3 mm) entfernt, um ein Einkerben der Dichtungen zu verhindern.

Zum Anschluss des Lastschaltrelais ist auf der Platine [26] ein 2-poliger Abschnitt des ХР10-poligen Steckers vom Typ PLS installiert. in Computern verwendet. An die geraden Kontakte des Steckers wird eine Ausgangsfilterschaltung angeschlossen, an die ungeraden Kontakte wird der Ausgang einer leistungsstarken Verstärkerstufe angeschlossen. Sollten Zweifel an der Qualität der verfügbaren Anschlüsse bestehen, kann das vom Relais kommende Kabel direkt auf die Platine gelötet werden.

Das Ausgangssignal der Platine jedes Verstärkerkanals wird außerdem über ein 26-adriges Flachbandkabel über den XRP-Anschluss geleitet. „Signal“ sind ungerade Kontakte und gerade Kontakte sind mit einem gemeinsamen Draht verbunden. In diesem Fall sind die Elemente des Ausgangsfilters L1, L2, R118-R.121, C77-C79. Die Jumper S2 und S3 befinden sich auf einer kleinen abgeschirmten Platine in der Nähe der Ausgangsklemmen des Verstärkers, sodass die Jumper von der Rückseite aus zugänglich sind. Der Abstand zwischen den Spulen beträgt mindestens 25 mm, besser ist es, sie im rechten Winkel zueinander zu platzieren.

Spule L1 (1,3 μH) hat 11 und L2 (1.8 μH) – 14 Windungen PEV-Draht mit einem Durchmesser von 1.7 ... 2 mm. Sie werden Spule für Spule auf einen Rahmen mit einem Durchmesser von 18 mm gewickelt. Die Spulen sind mit Epoxidharz fixiert.

Das Sieb der Filterplatine besteht aus nichtmagnetischem Material. Der Abstand zu den Spulen muss mindestens 25 mm betragen. Um die Stabilität des Verstärkers zu gewährleisten, darf die Länge der Flachbandkabel 350 mm nicht überschreiten.

Um den Einbau des Verstärkers zu vereinfachen, wurden die Diodenbrücken der Gleichrichter ±53 V (VD8, VD9 – in Abb. 7) von der Automatisierungseinheit auf die PA-Platinen übertragen. Jede Brücke (auf der Platine - VD42-VD45) ist auf separaten KD243B-Dioden aufgebaut. KD243V oder KD247B. Zur Reduzierung des Spitzenstroms dienen Kondensatoren C80. C81 muss mit einer kleineren Kapazität eingenommen werden – 1000 Mikrofarad.

Die Ausgänge der Wicklungen des Leistungstransformators T1 sind über einen achtpoligen MPW-4 XP8-Stecker [11] mit einem Leitungsabstand von 5.08 mm mit der Verstärkerplatine verbunden. Zuverlässigkeit und geringer Kontaktwiderstand werden durch die Duplizierung der Kontakte von Hochstromkreisen erreicht. Anstelle eines Steckers können Sie einen Klemmenstecker einbauen oder die Drähte einfach in die Löcher der Leiterplatte einlöten.

Zur Vereinfachung der Installation sind alle Verbindungen zwischen der Verstärkerplatine und der Automatisierungseinheit auf einen Anschluss geführt – XP1. Daher verfügt die Platine anstelle eines Steckers mit drei Pins (XP1 – in Abb. 4) über einen Stecker vom Typ IDC14 mit 14 Pins. Der Zweck und die Nummerierung seiner Kontakte werden gemäß Tabelle geändert. 1.

Dementsprechend wird auch die Nummerierung der Kontakte des Gegenstücks des Steckverbinders korrigiert (XS1 - in Abb. 5). über die die Überlastanzeige und die „Reset“-Taste mit der Verstärkerplatine verbunden sind. Der Widerstand R16 (R26 - für einen anderen Kanal) des Tiefpassfilters des Gleichspannungserkennungsgeräts (siehe Abb. 7) ist über Pin 5 des XP1-Steckers und einen zusätzlichen Schutzwiderstand R124 (mit) mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden ein Widerstand von 0,3 - 4,7 kOhm (im Diagramm nicht dargestellt, steht aber auf der Platine). Das Soft-Limiter-Betätigungssignal (siehe Abb. 14) gelangt über einen zusätzlichen Schwellenwertknoten in den Indikator (mehr dazu im nächsten Teil des Artikels), ähnlich dem Verzerrungsindikator.

Bei der Variante, bei der die Soft-Limit-Anzeige nicht eingeführt wird, sind die VD46-VD49-Dioden nicht auf der Verstärkerplatine verbaut und anstelle des Widerstands R126 ist eine Brücke eingelötet. Elemente von VT46. R125 wird nicht installiert, wenn der DA3-Operationsverstärker nicht in den Klasse-A-Modus geschaltet werden muss.

Anstelle des Jumpers S1 (siehe Abb. 4) verfügt die Platine über einen vierpoligen Abschnitt des PLS-Steckers. mehrere Funktionen gleichzeitig ausführen. Erstens können Sie die Betriebsart des Spannungsabfallkompensators an den Kabeln zu den Lautsprechern ändern. Das Setzen einer Brücke zwischen Pin 2 und 1 entspricht dem Vierdrahtmodus, und eine Brücke zwischen Pin 2 und 4 ermöglicht den Dreidrahtmodus (wie in [3]). Zweitens wird dieser Anschluss beim Testen des Verstärkers verwendet, um dem Verstärker über den Widerstand R30 ein Testsignal zuzuführen und dabei den Eingangstiefpassfilter und den Softlimiter zu umgehen. Dadurch können Sie die Signale von zwei Generatoren summieren, um Intermodulationsverzerrungen zu messen und die Transienten im Verstärker mit einem Rechteckimpulssignal zu beobachten.

Experimente mit zwei Prototypen des Verstärkers zeigten, dass bei den uns zur Verfügung stehenden KT9115- und KT969-Transistoren mehr als 70 % der getesteten Transistoren eine deutlich niedrigere Grenzfrequenz aufwiesen. Der empfohlene Ersatz für KT9115 ist 2SA1380. für KT969 - KT602BM oder 2SC3502. Diese Transistoren neigen deutlich weniger zur Selbsterregung als 2SAl538n2SC3953.

Darüber hinaus wurde beim Testen von Verstärkern im Grenzmodus eine unzureichende Zuverlässigkeit der Transistoren der Endstufe festgestellt – wie beim KT639. Das gilt auch für BD139. BD140. Eine vom Autor durchgeführte Untersuchung des Bereichs des sicheren Betriebs der verfügbaren Kopien dieser Transistoren ergab, dass dies nicht ausreicht, um einen zuverlässigen Betrieb des Verstärkers bei erhöhten Temperaturen zu gewährleisten.

Um die Zuverlässigkeit des Verstärkers zu erhöhen, insbesondere in Siedlungen mit instabiler Stromversorgung, empfiehlt es sich, die Versorgungsspannung entsprechend der tatsächlich erforderlichen Maximalleistung in der Last zu senken. Wenn die Ausgangsstufe des Verstärkers mit einer Spannung von mehr als ±28 V versorgt wird, sollten anstelle von KT639Zh und KT961A kostengünstige importierte 2SB649-Transistoren verwendet werden. 2SB649A (p-n-p-Strukturen) und 2SD669. 2SD669A (NPN-Strukturen). und mit ±40 V Leistung – 2SA1837 und 2SC4793.

Werden im Verstärker andere als die empfohlenen Komponenten verwendet, muss eine Dauer- bzw noch schlimmer ist die vom Nutzsignal abhängige HF-Erzeugung einzelner Transistoren. Dieser Defekt tritt am wahrscheinlichsten bei VT13 auf. VT14, VT6 und VT8. Um die Erzeugung der Transistoren VT13 und VT14 zu unterdrücken, sind die Schaltkreise B64C41 bzw. R66C42 vorgesehen, jedoch die Verwendung von VD23-Zenerdioden. VD24 mit großer Kapazität erfordert möglicherweise zusammen mit Hochfrequenztransistoren (2SA1538 und 2SC3953) die Einbeziehung von 22 ... 47 Ohm-Widerständen in die Basiskreise. Daher sind auf der Rückseite der Platine Pads für diese Widerstände vorgesehen (Größe 0805 für Oberflächenmontage). Für den gleichen Zweck sind Einbauplätze zwischen Basis und Emitter von VT5-Transistoren vorgesehen. Serielle RC-Schaltungen VT8 mit Nennwerten von 10 ... 20 Ohm bzw. 100 ... 300 pF.

Um die Möglichkeit einer Verschlechterung der pn-Übergänge VT6 zu verhindern. VT8 bei Transienten, wenn ihre Kollektorkreise mit Strom versorgt werden, ist es notwendig, die KD521A-Diode in Durchlassrichtung einzuschalten: Mit einem Ausgang wird sie in das Loch für den Kollektor (VT6. VT8) eingelötet. und der Kollektor des entsprechenden Transistors ist mit dem anderen Anschluss verbunden.

Leistungswiderstände R94 - R109. R122. R123 kann auf 0.5 W reduziert werden. Das Design der Platine ermöglicht übrigens die Verwendung von 0.25-W-Widerständen anstelle von 0,125-W-Widerständen.

Um die Montagedichte auf der Platine zu erhöhen, wurden einige Elemente untereinander platziert (z. B. befindet sich die VD19-Diode unter den Transistoren VT5, VT7). Daher werden nach der Montage von Widerständen und Dioden großformatige Elemente wie Folienkondensatoren eingebaut.

Einbauplätze für die Kondensatoren C53 – C76 ermöglichen den Einbau der beiden gängigsten Größen: mit einem Durchmesser von 22 bzw. 25 mm und einem Abstand zwischen den Anschlüssen von 10,3 bzw. 12,7 mm. Es ist auch möglich, Kondensatoren mit klauenförmigen Anschlüssen zu installieren.

Wenn Sie einen unvollständigen Satz Kondensatoren C53 - C76 verwenden, ist es besser, diese näher an der Mittellinie der Platine zu platzieren. Kondensatoren C30, C3. C80 und C81 dürfen einen Durchmesser von nicht mehr als 18 mm und einen Abstand zwischen den Anschlüssen von 7,5 mm haben.

Der Einbauplatz unter C1 ist für die Montage der Kondensatoren K73-17 vorgesehen. K77-2. K78-2 oder importiert (Abstand zwischen den Stiften 3.5, 15 oder 22.5 mm).

Die Anschlüsse von Keramikkondensatoren sind so geformt. so dass der Abstand zwischen ihnen 5 mm beträgt. Zusätzlich eingeführte Kondensatoren C11A. C19A - Sperrstromkreise = 16,5 V, ihre Kapazität beträgt 0.1 uF.

Aufgrund der Tatsache, dass eine der Seiten der Leiterplatte fast vollständig von einer Schicht eines gemeinsamen Drahtes eingenommen ist, ist die Überprüfung „durch das Licht“ bei der Suche nach Kurzschlüssen zwischen Leiterbahnen schwierig und muss daher mit größter Sorgfalt durchgeführt werden Pflege.

Nach dem Zusammenbau von zwei Prototypen der Platinen wurden Vorversuche des unter Berücksichtigung der oben genannten Empfehlungen zusammengebauten Verstärkers durchgeführt. Gleichzeitig wurden im Gegensatz zu den bisherigen Messungen an der Endstufe selbst (ohne Eingangsfilter und Soft-Limiter) die Verzerrungen des Durchgangspfads gemessen – zusammen mit dem Filter und dem Limiter. Die Tests fanden auf dem Audio Precision System One-Komplex statt, der eigentlich der Weltstandard in der Audiotechnologie ist. Die in diesem Komplex verwendeten Methoden zur Verzerrungsmessung sind von der IEC standardisiert. Berücksichtigen Sie nicht nur die Produkte der Verzerrung, sondern auch Breitbandrauschen (im Band 22, 80 oder 200 kHz). Diese Funktion überschätzt zwar den Grad der Verzerrung bei abnehmendem Signalpegel (sie werden durch Rauschen maskiert), ermöglicht jedoch die Erkennung von Produkten verschiedener parametrischer Effekte: von einer Zunahme des Rauschens bei einer Zunahme des Signalpegels bis hin zur Erkennung von dynamischer Instabilität und Montagegeräuschen.

Die Ergebnisse der Messung von Harmonischen plus Rauschen (THD+N) als Funktion des Leistungspegels in einer 4-Ω-Last mit einer Versorgungsspannung von ±38 V bei Frequenzen von 1 und 20 kHz sind in Abb. 17 dargestellt. 80. Diese Grafik zeigt deutlich das Sägezahnverhalten der Kennlinien, das durch die automatische Umschaltung der Grenzwerte bei maximaler Empfindlichkeit des Analysators verursacht wird. Der Beginn des „Soft-Limiters“ entspricht einer Leistung von ca. 100 ... 12 Watt. und bei einer Ausgangsleistung von 80 bis 200 W überschreitet der THD+N-Wert im Band bis 0.003 kHz nicht 20 %. zudem fallen die Verzerrungen bei einer Frequenz von 1 kHz (untere Kurve) sogar etwas geringer aus als bei einer Frequenz von 1 kHz. Bei einer Leistung von 200 W überschritt der gesamte Hintergrund, das Rauschen, die Interferenzen und die Verzerrung im Band bis 0,0085 kHz der UMZCH-Karte (ohne Abschirmung und Gehäuse) den Wert von 81 % (-XNUMX) dB nicht.

Unter anderem ist die Abhängigkeit des Pegels der dynamischen Intermodulationsverzerrung (DIM-100) für eine Frequenz von 15 kHz von der Eingangssignalspannung von Interesse (Abb. 18).

Eine sorgfältige Untersuchung der Verstärkeranordnungen ergab und bestätigte viele weitere interessante Merkmale, zum Beispiel das Verschwinden der „Stufe“ in der Ausgangsstufe, wenn die Signalfrequenz ansteigt, noch bevor der OOS eingeschaltet wird.

Strukturell besteht der Leistungsverstärker aus einem Metallgehäuse, das in mehrere Fächer unterteilt ist. Die Elemente befinden sich hauptsächlich auf Leiterplatten. Zusätzlich zu den an den Seitenwänden der Heizkörper montierten Leistungsverstärkerplatinen sind im Gehäuse Ausgangsfilterplatinen, Lastschutzrelaisplatinen und eine Automatisierungsplatine verbaut. Auf der Frontplatte des Verstärkers befindet sich eine Platine mit den LEDs HL1 - HL4 zur Anzeige von Verzerrung und Schutzbetrieb sowie einer Taste SB1 zum Zurücksetzen des Schutzauslösers (siehe Diagramm in Abb. 19). Alle Platinen sind über Steckverbinder der IDC-Serie und Flachkabel mit 14 und 26 Leitern miteinander verbunden. Lötverbindungen werden nur in Signalstromkreisen und Hochstromstromkreisen verwendet.

Die Leistungstransformatoren (TT. T2) werden direkt auf dem Verstärkerchassis in einem der abgeschirmten Fächer montiert. Die Optothyristoren VS1 und VS2 werden durch eine Isolierdichtung auf einem Plattenkühlkörper mit einer Fläche von etwa 100 cm0,022 installiert, der sich im selben Fach wie die Transformatoren befindet. Es ist außerdem vom Verstärkergehäuse isoliert. Um Funkenbildung an den Kontakten des Netzschalters zu unterdrücken, werden zusätzlich parallel zu den Kontakten serielle RC-Glieder (240 μF, XNUMX Ohm) eingebracht.

Die Eingangskreise des Verstärkers verfügen über eine zusätzliche Abschirmung. Um die Störfestigkeit des Verstärkers zu erhöhen, sind in seinen Eingangs- und Ausgangskreisen Gleichtakttransformatoren vorgesehen (T1, T4 – T7 in Abb. 19). Inphasentransformatoren T1 in jedem Kanal müssen auf großen Ferritringen (40 ... 80 mm Durchmesser) mit einer magnetischen Permeabilität von mindestens 1000 und einer Querschnittsfläche von mindestens 1 cm2 hergestellt werden . Die Windungszahl der Wicklungen von vier zusammengefügten Drähten liegt zwischen 10 und 15, und Hochstromleiter müssen einen Querschnitt von mindestens 1.5 mm2 haben. Die Wicklungen für die OS-Schaltung lassen sich am einfachsten aus dem MGTF-0.12-Draht herstellen. Gleichtakttransformatoren T4 - T7 können mit MGTF-0.07-Draht auf Ringen aus Ferrit K17x8x5 oder ähnlichem hergestellt werden, die Windungszahl beträgt ca. 20 (Wicklung bis das Fenster gefüllt ist). Zur Dämpfung parasitärer Resonanzen werden außerdem Widerstände R47–R50 eingesetzt. Auch das Design der Jumper S2 und S3 wurde geändert (siehe Abb. 4 in Radio Nr. 11, 1999) – sie sind zu einer einzigen sechspoligen Gruppe zusammengefasst. Um den Verstärker im Vierdrahtmodus einzuschalten, schließen Sie die Kontakte 3 und 5, 4 und 6. im Zweidrahtmodus - 1 und 3, 2 und 4.

VERSTÄRKEREINSTELLUNG

Der beschriebene Verstärker verfügt über eine große Anzahl aktiver Elemente mit direktem Anschluss, daher empfiehlt es sich im Amateurbereich, ihn stufenweise aufzubauen.

Für die Einrichtung ist folgende Ausrüstung erforderlich: ein Oszilloskop mit einer Bandbreite von mindestens 20 MHz (besser - 150 ... 250 MHz) und einer Empfindlichkeit von mindestens 5 mV pro Teilung (z. B. C1-64. C1-65). C1-70, C1-91, C1-97. C1 -99. C1 -114. C1 -122), ein Generator von Rechteckimpulsen mit einer Amplitude von 3 ... 10 V und einer Wiederholungsrate von 10 ... 250 kHz und eine Frontdauer von nicht mehr als 15 ns. ein Sinussignalgenerator mit einer Amplitude von bis zu 5 V und einer Obergrenze des Frequenzbereichs von mindestens 1 MHz (vorzugsweise bis zu 10 ... 20 MHz, z. B. GZ-112). Der harmonische Faktor dieses Generators ist nicht wichtig. Darüber hinaus benötigen Sie ein Digital- oder Zeigermultimeter sowie zwei Drahtwiderstände mit einem Widerstandswert von 3.9 ... 10 Ohm für eine Verlustleistung von mindestens 25 W (diese werden bei der Leistungsprüfung in die Stromschienen einbezogen). ). Natürlich ist auch ein Lastäquivalent erforderlich.

Der Impulsgenerator kann auf den Elementen von Hochgeschwindigkeits-CMOS-Mikroschaltungen aufgebaut werden. Zum Beispiel für die Serien KR1564, KR1554, KR1594, 74ANS, 74AC, 74AST ist es am besten, einen Schmitt-Trigger von TL2-Mikroschaltungen (oder ähnlichen) zu verwenden. Der Generator selbst (Multivibrator) kann nach jedem der bekannten Schemata zusammengebaut werden, aber um steile Fronten zu bilden, muss sein Signal durch mehrere nacheinander geschaltete Logikelemente geleitet werden.

Um die Verstärkerstufen auf das Fehlen selbsterregender Blitze am HF zu überprüfen, benötigen Sie ein Oszilloskop mit einer Bandbreite von mindestens 250 MHz (C1-75, C1-104, C1-108). Wenn es nicht vorhanden ist, können Sie versuchen, mit einem Voltmeter mit einem Detektorkopf mit einem Band von mindestens 250 MHz (VK7-9. VK7-15) auszukommen.

Wenn Sie die Größe und Art der durch den Verstärker verursachten nichtlinearen Verzerrung bewerten möchten, ist ein Sinussignalgenerator mit geringem Rauschen und geringer Verzerrung erforderlich (GZ-102, GZ-118, GS-50). Ausgestattet mit einem Sperrfilter sowie einem hochempfindlichen (nicht schlechter als 100 μV pro Division) Oszilloskop zur Überwachung des Restsignals. Sinnvoll ist auch ein Spektrumanalysator mit einem Dynamikbereich von mindestens 80 dB (SK4-56).

Es sei daran erinnert, dass bei allen Lötarbeiten am Verstärker dieser vom Netzwerk getrennt werden muss.

Zunächst unterliegen die Stromversorgung und die Automatisierung der Überprüfung. Wie bereits im vorherigen Teil erwähnt, wurde damit die Möglichkeit eingeführt, eine Signalquelle auszuwählen, um Verzerrungen anzuzeigen. Zu diesem Zweck wird die Kontaktgruppe S1 verwendet (Abb. 19). Die Installation von Jumpern zwischen den Pins 1 und 3, 2 und 4 entspricht der Anzeige von Verzerrungen der PA selbst und zwischen den Pins 3 und 5, 4 und 6 - der Anzeige der Funktion des „weichen“ Begrenzers.

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Zuerst müssen Sie die Werte der stabilisierten Spannungen (sie sollten im Bereich von ± 16 ... 17.2 V liegen), die Amplitude der Wellen (der Bereich beträgt nicht mehr als 1 mV) und das Fehlen von Selbstspannung überprüfen -Erregung der Stabilisatoren DA5 - DA8 bei einer Last von ca. 100 mA (160 Ohm Widerstand mit einer Leistung von 2 W). Mit einem Oszilloskop mit „geschlossenem“ Eingang werden Welligkeit und mögliche Entstehung überprüft.

Überprüfen Sie dann die Automatisierungseinheit. Dazu werden die Klemmen 7 und 8 (bzw. 4 und 11) DAZ und DA4 vorübergehend mit Brücken vom Montagedraht 1MGTF-0.07 usw. mit einem gemeinsamen Draht verbunden. Als nächstes schalten Sie die Automatisierungseinheit ein und prüfen den Durchgang des Reset-Impulses an Pin 6 von DD3. das Vorhandensein von Impulsen an den Klemmen 12 und 8 von DD3 und der Ablauf der Schaltsequenz von Optothyristoren und Relais (siehe Abb. 7 in „Radio“, Nr. 12 für 1999). Beachten Sie, dass aufgrund der Erhöhung des Gesamtruhestroms des Verstärkers die Anzahl der „Start“-Widerstände (R11, R12) auf 3 erhöht und ihr Wert auf 100 – 120 Ohm reduziert wurde. Zur Überprüfung von Diagnoseknoten an DA3-Komparatoren. DA4 entfernen die Verbindung ihrer Eingänge mit einem gemeinsamen Kabel. Nach dem Entfernen der entsprechenden Brücke von den DA3-Klemmen erscheint an seinem Eingang aufgrund der Eingangsströme ein Signal und die HL1- oder HL2-LEDs leuchten auf (U5-Platine. Siehe Abb. 19). Das Ausschließen einer der beiden Brücken von den DA4-Pins sollte nach einigen Sekunden das Relais und die Optothyristoren ausschalten.

Entfernen Sie nach Abschluss des Tests alle Jumper von DA3 und DA4. Es ist auch nützlich, die Richtigkeit der Markierung der Anschlüsse des Transformators T1 zu überprüfen – ein falscher Anschluss der Wicklungen kann weitreichende Folgen haben, bis hin zum Ausfall leistungsstarker Transistoren und einem Gruß aus der Oxidkondensatorbank.

Nachdem Sie die Stromversorgung und Automatisierung überprüft haben, können Sie mit der Einrichtung des Verstärkers selbst beginnen (natürlich separat für jeden Kanal).

Zunächst muss der Motor des Abstimmwiderstands R60 auf die Position eingestellt werden, die seinem maximalen Widerstand entspricht (bis zum Anschlag gegen den Uhrzeigersinn). Um die OOS-Schleife zu unterbrechen, wird R33 bei der Überprüfung der Endstufen des Verstärkers vorübergehend verlötet. Um den Einfluss eines „weichen“ Limiters beim Einrichten zu eliminieren, muss der Widerstand der Widerstände R16, R17 auf 56 ... 62 kOhm reduziert werden. Außerdem müssen Sie sich mit einem Multiturn-Variablen- oder Trimmerwiderstand mit einem Nennwert von 10 - 22 kOhm und einem gewöhnlichen (Single-Turn-)Variablen- oder Trimmerwiderstand mit 10 kOhm eindecken. Beim Einrichten des Verstärkers dürfen in der Kontaktgruppe S1 keine Brücken vorhanden sein.

Die erste Stufe ist eine Bewertung der Leistung der Kaskaden auf VT5 – VT43. Überprüfen Sie zunächst die Modi für Gleichstrom und den Zustand des Schutzknotens. Dazu werden die Anschlüsse der Basis der Transistoren VT5 mit einer Brücke mit der gemeinsamen Leitung verbunden. VT7, unter Verwendung des Lochs vom Lötausgang R33 (die Basen VT5, VT7 sind auf der Platine verbunden); Anschließend schließen sie den ±40-V-Stromversorgungskreis mit dem gemeinsamen Kabel und verbinden die Stromversorgungs- und Automatisierungseinheit mit dem XP1-Anschluss und die Transformatorwicklung, die eine ±4-V-Stromversorgung liefert (extreme Kontakte), mit dem XP53-Anschluss. In diesem Fall müssen die Wicklungen für den Gleichrichter ±40 V von XP4 TRENNEN. Die Ausgangs-RLC-Schaltung und die Last sind noch nicht verbunden.

Schalten Sie danach die Stromversorgung ein und überprüfen Sie die DC-Modi der Transistoren VT13, VT14. Die Versorgungsspannung der Stufe (am besten an den Anschlüssen der Widerstände R72 bzw. R75 messen) sollte ± 52 ... 55 V bzw. 12 ... 15 V höher sein als die tatsächliche Versorgungsspannung des Ausgangs Bühne. Die Spannung an den Sub- und Thronen VD23 und VD24 sollte ungefähr 3 V betragen. An den Widerständen R59 und R63 - jeweils ungefähr 2.4 V. An R44 und R38 - ungefähr 15 V. Die Spannung an den Kollektoren VT13, VT14 relativ zum gemeinsamen Draht sollte 1 V nicht überschreiten. Bei Messungen muss darauf geachtet werden, dass versehentliche Kurzschlüsse der getesteten Stromkreise mit einem gemeinsamen Draht durch die Sonde des Geräts vermieden werden (Platinen mit einer isolierenden Beschichtung – „grün“ sind vorzuziehen). Die Transistoren VT9 - VT12, VT44, VT45 müssen nach dem Einschalten geschlossen bleiben.

Um die Schutzschwelle zu überprüfen, wird zwischen der VT44-Basis und dem +53-V-Stromkabel ein variabler Widerstand von 10 kΩ angeschlossen, dessen Schieber über einen Begrenzungswiderstand (1-1.5 kΩ) mit einem der Anschlüsse verbunden und auf eingestellt ist maximale Widerstandsposition. Als nächstes schalten Sie den Strom ein und drehen langsam den Widerstandsschieber, bis der Schutzauslöser aktiviert wird und die HL3- (oder HL4-)LED auf der Anzeigeplatine, parallel zu VD22 auf der entsprechenden Verstärkerplatine geschaltet, aufleuchtet.

Anschließend wird die Spannung zwischen dem Verstärkerausgang und der Basis des VT44-Transistors gemessen: Der Wert im internen Bereich von 1,7 ... 2.2 V gilt als normal. Als nächstes versuchen sie, den Schutzauslöser mit der Taste SB1 (auf der Anzeigetafel, siehe Abb. 19) zurückzusetzen. Es sollte kein Reset erfolgen. Danach wird der Strom abgeschaltet, der variable Widerstand angelötet und sein Widerstand zwischen den äußersten Anschlüssen gemessen. Bei einer Versorgungsspannung von ±53 V sollten es etwa 5 kOhm sein.

Anschließend wird in gleicher Weise die Schaltschwelle VT45 überprüft. Der einzige Unterschied besteht darin, dass zum Anschluss der Widerstände der -53-V-Versorgungsstromkreis verwendet wird. Die Schutzschwellen sollten ungefähr gleich sein. Es ist auch notwendig, den Spannungsabfall an den Zenerdioden VD23 und VD24 nach dem Auslösen des Schutzes zu überprüfen – er sollte 0.4 V nicht überschreiten.

Danach wird der Durchgang des Signals durch den Operationsverstärker DA1 überprüft. Der konstante Anteil am Ausgang von DA1 sollte 25 mV nicht überschreiten. und wenn Sie die Anschlüsse des Kondensators C1 mit der Hand berühren, sollte am Ausgang DA1 ein Signal von Störungen und Störungen der Netzfrequenz erscheinen. Bei Bedarf können Sie mit dem Generator den Signalfluss steuern und den Frequenzgang des Filters auswerten (die Grenzfrequenz beim Pegel von -3 dB sollte ca. 48 kHz betragen). Bei einer Frequenz von 1 kHz beträgt die Verstärkung 2.

Der nächste Schritt besteht darin, die Leistung zu überprüfen und den Ruhestrom der Kaskaden an den Transistoren VT5 - VT8 einzustellen. VT13 - VT43.

Dies erfordert einen Sinussignalgenerator, ein Oszilloskop (vorzugsweise zweikanalig). Multimeter. kann eine konstante Spannung von 80 ... 100 m8 mit einem Fehler von nicht mehr als 5 mV messen, und der zuvor erwähnte variable Widerstand mit mehreren Windungen. Die Überprüfung erfolgt wie folgt. Die VT5- und VT7-Basen sind jetzt vom gemeinsamen Kabel getrennt und mit dem Multiturn-Widerstandsmotor verbunden, die anderen beiden Widerstandsausgänge sind mit den +16.5- und -16,5-V-Bussen verbunden. Entwickelt, um die Ausgangsstufe mit Strom zu versorgen, ist sie mit dem verbunden entsprechende Kontakte XP40 (Pins 4 und 2.3) über Widerstände mit einem Widerstandswert von 6.7 - 3,9 Ohm und einer Leistung von mindestens 10 Watt. Um sich nicht versehentlich zu verbrennen, ist es sinnvoll, jeden Widerstand in ein separates Glas Wasser zu legen.

Überprüfen Sie beim Einschalten das Vorhandensein und die Symmetrie der gleichgerichteten Spannung an den Leistungsbussen ± 40 V (sie kann im Bereich von 9 ... 25 V liegen) sowie die Spannung zwischen Kollektor und Emitter VT15. Wenn sie 4,5 V überschreitet, müssen Sie den Strom sofort abschalten und den Widerstand von R61 erhöhen.

Als nächstes schließen Sie ein Voltmeter an den VT14-Kollektor an und schalten den Strom wieder ein. Durch Drehen des Motors des mehrgängigen variablen Widerstands wird am VT14-Kollektor eine Spannung von -2.5 ... -3.5 V relativ zum gemeinsamen Draht eingestellt. In diesem Fall sollte die Spannung an den Basen von VT5 und VT7 nicht über ±1 V hinausgehen. Die Asymmetrie wird beseitigt, indem der Widerstand R59 in einem kleinen Bereich ausgewählt wird. Zenerdiode VD23 (mit einer Abweichung von „Plus“) oder R63. VD24 (mit einer Abweichung im „Minus“). Wenn die Symmetrie nicht hergestellt werden kann oder die zum Ausbalancieren erforderliche Spannung auf den Grundlagen von VT5 nicht erreicht werden kann. VT7 überschreitet 3 ... 4 V. Es ist notwendig, die Installation zu überprüfen und fehlerhafte Elemente auszutauschen. Indirekte Anzeichen einer Fehlfunktion können eine übermäßige Erwärmung von Widerständen oder Transistoren sein.

Nachdem die Symmetrie im Spannungsverstärker erreicht ist, beginnen sie, den Ruhestrom der Endstufe einzustellen. Auch dieser Vorgang erfolgt am besten in mehreren Schritten. Überprüfen Sie beim Einschalten zunächst die Spannung zwischen den Basen der Transistoren VT20 - VT23 und VT24 - VT27. Wenn sie mehr als 2.5 V beträgt, ist höchstwahrscheinlich einer der VT20-VT27-Transistoren defekt. Überprüfen Sie dann die Spannung an den Basis-Emitter-Übergängen VT16. VT18 und VT17. VT19 – sie müssen in Vorwärtsrichtung versetzt sein. Überprüfen Sie als Nächstes, ob an den Basis-Emitter-Übergängen VT20 – VT23 und VT24 – VT27 keine Sperrvorspannung vorhanden ist. Stellen Sie anschließend durch vorsichtiges Drehen des R60-Motors im Uhrzeigersinn die Spannung zwischen den Basen der Transistoren VT20 - VT23 und VT24 - VT27 auf 2.2 ... 2.3 V ein. Die Ausgangstransistoren bleiben im Klasse-B-Modus.

Anschließend wird die Leistung der Endstufe überprüft. Ein sinusförmiges Signal vom Generator wird über einen Entkopplungskondensator mit einer Kapazität von mindestens 5 μF (kann aus Keramik sein) den Basen VT7, VT0.33 zugeführt und der „offene“ Eingang des Oszilloskops ist mit dem Bus verbunden, der die Emitterwiderstände verbindet der Endstufe (R94 - R108). Für den Anschluss ist es praktisch, den XP2-Stecker zu verwenden. Auf deren Kontakten wird beim Einstellen eine Brücke angebracht, die alle Kontakte miteinander schließt.

Bei Verwendung eines Zweikanal-Oszilloskops ist es praktisch, den zweiten Kanal an die Sockel VT5, VT7 anzuschließen. Nach dem Einschalten prüfen sie die konstante Spannung am Ausgang des Verstärkers – sie sollte innerhalb von ± 4 V eingestellt werden. Andernfalls müssen Sie den Multiturn-Widerstand anpassen, der die Spannung an den Basen VT5, VT7 einstellt.

Durch Einstellen der Oszillatorfrequenz auf 10 kHz und schrittweises Erhöhen des Ausgangssignalpegels auf 0.2 bis 0.5 V wird das Ausgangssignal des Verstärkers begrenzt. Die Ein- und Ausfahrt aus der Beschränkung muss transientenfrei erfolgen. Der Übertragungskoeffizient von den Basen VT5, VT7 zum Verstärkerausgang bei einer Frequenz von 10 kHz kann im Bereich von 110 ... 160 liegen. Durch Reduzierung des Ausgangssignalpegels auf 1 ... 2 V und Anschluss der Last an den Verstärker prüfen sie, ob der „Schritt“ des Ausgangssignals bei einer Erhöhung seiner Frequenz auf 50 ... 100 kHz stark abnimmt.

Nachdem sie sichergestellt haben, dass die Ausgangsstufe funktioniert, fahren sie mit der endgültigen Einstellung des Ruhestroms fort und steuern ihn über die Spannung an den Emitterwiderständen. Schließen Sie dazu beispielsweise ein Voltmeter zwischen den Emittern eines beliebigen Ausgangstransistorpaares an. VT28 und VT36 und stellen Sie diese Spannung durch Einstellen des Widerstands R60 auf 180 mV ein. Wenn das Signal vom Generator nicht anliegt, sollte die Spannung am Ausgang der Kaskade ± 3,-4 V nicht überschreiten (ggf. mit einem mehrgängigen Widerstand anpassen). Der Ruhestrom dieses Verstärkers nimmt im Gegensatz zu den meisten anderen mit zunehmender Erwärmung ab und muss daher nach dem Aufwärmen des Verstärkers endgültig angepasst werden.

Nach der Einstellung des Ruhestroms wird der Spannungsabfall an den anderen Emitterwiderständen der Kaskade überprüft. Sie sollte im Bereich von 70 ... 120 mV liegen. Transistoren mit Emitterwiderständen, deren Spannung ungewöhnlich niedrig oder übermäßig hoch ist, sollten ausgetauscht werden, es ist jedoch nicht erforderlich, eine exakte Spannungsgleichheit zu erreichen. Die Streuung der Basis-Emitter-Spannungswerte für parallel geschaltete Ausgangstransistoren trägt zu einem sanfteren Schalten der Schultern der Ausgangsstufe und dementsprechend zu einer Verringerung der Verzerrung bei (relativ zum Fall, wenn alle Transistoren gleichzeitig schalten).

Nach dem Einstellen des Ruhestroms empfiehlt es sich, den Verstärker auf Blitze der HF-Erzeugung einzelner Transistoren zu überprüfen. Dazu wird ein Kondensator mit einer Kapazität von 1 ... 10 pF an das Ende des 500:2,2-Tastkopfes eines Hochfrequenzoszilloskops angelötet (ein solcher Tastkopf hat einen Eingangswiderstand von 3.9 Ohm, aber eine vernachlässigbare Eingangskapazität). ). Dann wird vom Generator ein Signal mit einer Frequenz von 5 ... 7 kHz an die Basen VT0.3, VT1 angelegt und durch allmähliches Erhöhen des Signalpegels wird nach dem Vorhandensein von Blitzen hochfrequenter Schwingungen an den folgenden Punkten gesucht: an den Emittern VT5, VT7, an den Emittern und Kollektoren VT6, VT8, an den Basen VT13, VT14, an den Kollektoren VT13, VT14, an den Emittern VT16 - VT19. Wenn das Oszilloskop empfindlich genug ist, ist es besser, den Tastkopf nicht anzuschließen, sondern ihn einfach nach oben zu bringen, da die HF-Spannungen darauf perfekt induziert werden.

Es ist auch nützlich, das Fehlen von HF-Spannung an den Bussen zu überprüfen, die die Basen der Transistoren des Ausgangs und der vorherigen Stufen verbinden. Die Betrachtung an jedem Punkt muss über den gesamten Bereich der Signalamplituden erfolgen, die den Basen VT5, VT7 zugeführt werden – von seiner Abwesenheit bis zu seiner tiefen Einschränkung. Wenn kein Hochfrequenz-Oszilloskop zur Verfügung steht, kann ein Breitband-Voltmeter verwendet werden, das jedoch aufgrund der Oberwellen des Niederfrequenzsignals beim Abschneiden zu falschen Messwerten führen kann.

Bei der Identifizierung selbsterregter Transistoren ist es besser, diese durch funktionsfähige Transistoren aus einer anderen Charge zu ersetzen. Wenn der Austausch nicht den gewünschten Effekt bringt, werden zwischen Basis- und Emitteranschluss Serien-RC-Schaltungen mit Nennwerten von 33 – 68 Ohm und 100 pF für Transistoren mit geringer Leistung bis 470 pF und 10 Ohm für Transistoren mit mittlerer Leistung installiert. Sie können auch versuchen, einen kleinen Widerstand mit einem Nennwert von 10 - 39 Ohm in Reihe mit dem Ziel der Basis des erzeugenden Transistors zu verbinden.

Nach der Durchführung von Tests bei reduzierter Versorgungsspannung werden die Widerstände in den ±40-V-Gleichrichterkreisen entfernt und erneut auf das Fehlen einer Selbsterregung bei HF bei voller Leistung überprüft

Bei Vorhandensein eines Sinussignalgenerators, der den Frequenzbereich bis zu 10 MHz abdeckt, ist es äußerst wünschenswert, den Niedersignalfrequenzgang und den Phasengang des Pfads von VT5, VT7 bis XP2 zu steuern.

Unter Amateurbedingungen geschieht dies am bequemsten mit einem Zweikanal-Oszilloskop. Einem Kanal wird ein Eingangssignal zugeführt (von der Basis VT5, VT7), dem anderen ein Signal vom XP2-Anschluss. Wenn Sie ein Einkanal-Oszilloskop verwenden, müssen Sie dessen Wobbelung in den externen Synchronisationsmodus mit einem Signal vom Generator versetzen (viele Signalgeneratoren verfügen auch über einen Ausgang zur Oszilloskopsynchronisation), um die Phasenverschiebung aus dem Offset der Wellenformen auszuwerten. Bei der Entfernung des Frequenzgangs und des Phasengangs von Niedersignalen muss der Ausgangsspannungsbereich von Spitze zu Spitze innerhalb von 0.5 ... 1 V gehalten werden. Für die Stabilität des Verstärkers ist der Frequenzbereich von 1 ... 10 MHz am wichtigsten . Toleranzen und Nennwerte des Frequenzgangs und Phasengangs sind in der Tabelle angegeben. 2.

Messungen müssen für drei Werte des konstanten Anteils der Ausgangsspannung durchgeführt werden – einmal für Spannungen nahe Null und die anderen beiden – für eine Ausgangsspannung, die mit 2 ... 4 V die Grenzschwelle nicht erreicht auf jeder Seite. Eine Erhöhung der Phasenverschiebung aufgrund einer Änderung des Gleichanteils der Ausgangsspannung bis zu einer Frequenz von 7 MHz sollte 6 ... 9 Zoll nicht überschreiten. Wird bei Messungen eine zu hohe Phasenverschiebung festgestellt, dann in der Regel Dies liegt an einer unzureichenden Grenzfrequenz der Transistoren VT 13 - VT 19 , seltener - VT20 - VT23 oder VT24 - VT27.

Auch parasitäre Resonanzen der minderwertigen Kondensatoren C53 – C76 können zu Anomalien im Frequenzgang und Phasengang führen. Daher ist es sinnvoll, den Frequenzbereich von 1 ... 10 MHz mit dem Generator sanft zu „durchfahren“ und dabei Änderungen der Ausgangsspannung zu beobachten, um sicherzustellen, dass es keine starken Sprünge im Frequenzgang und Phasengangspitzen gibt. Bei der Messung des Frequenzgangs und Phasengangs bei hohen Frequenzen sollten Sie keine Last anschließen, da die RLC-Ausgangsschaltung oberhalb von 500 kHz die Last praktisch vom Ausgang des Verstärkers selbst trennt.

Bei Bedarf können Sie die maximale Anstiegsgeschwindigkeit des Verstärkers überprüfen, indem Sie VT5 an die Basen anlegen. VT7-Signal mit einer Frequenz von 0.8 ... 1.2 MHz und. Erhöhen Sie den Pegel allmählich, achten Sie auf den Moment, in dem die Anstiegsgeschwindigkeitsbegrenzung auftritt (Halbwellen der Sinuskurve verlieren ihre Symmetrie). Dieses Experiment ist jedoch äußerst riskant und kann zum Ausfall leistungsstarker Transistoren führen. Damit hängt es zusammen. dass die maximal zulässige Anstiegsgeschwindigkeit der Kollektor-Emitter-Spannung für Transistoren der Serien KT818, KT819 150 V / μs beträgt (für die besten importierten Transistoren - 250 ... 300 V / μs) und der Verstärker Geschwindigkeiten von bis zu 160 erreichen kann ..200 V/µs. Es wird empfohlen, die Versorgungsspannung der Ausgangsstufe während dieses Tests auf ±30 V zu reduzieren.

Nach erfolgreichem Abschluss der Prüfungen wird der Widerstand R33 eingelötet. Anschluss der Vorkaskade an den Operationsverstärker DA1. und Schutzwiderstände im Gleichrichterkreis ± 40 V wieder einführen. Am XP2-Stecker ist eine Brücke angebracht, die C52-Klemmen sind geschlossen. und der Eingang des Verstärkers ist mit einem gemeinsamen Kabel verbunden. Der Oszilloskopeingang muss an XP2 angeschlossen werden. Nach dem Einschalten des Verstärkers wird nun der allgemeine CNF abgedeckt. Der stationäre Wert des Konstantanteils am Ausgang des Verstärkers sollte einige mV nicht überschreiten und die Amplitude des breitbandigen Ausgangsrauschens sollte 10 mV nicht überschreiten. Darüber hinaus besteht der Hauptanteil dieses Rauschens aus HF-Störungen von Radiosendern und dem Hintergrund der Netzfrequenz. Wenn die Stromversorgung des Operationsverstärkers später erscheint oder abfällt, bevor die Leistung der Ausgangsstufe ansteigt oder abfällt, sind beim Ein- und Ausschalten des Verstärkers Blitze der Selbsterregung entlang der OOS-Schleife möglich. Sie stellen keine Gefahr dar, es ist nur unerwünscht, den Verstärker sofort nach dem Ausschalten wieder einzuschalten. Um den Abfall der Versorgungsspannung des Operationsverstärkers zu verzögern, wird die Kapazität der Kondensatoren C22 erhöht. C23 und C32, C33 in der Automatisierungseinheit wird empfohlen, auf 2200 uF zu erhöhen.

Wenn der Verstärker nach dem Einschalten der Stromversorgung in den kontinuierlichen Erzeugungszustand wechselt und die vorherige Überprüfung des Phasengangs der Kaskaden von VT5, VT7 zum XP2-Anschluss positive Ergebnisse lieferte, liegt höchstwahrscheinlich entweder ein Fehler in der Installation vor oder Bewertung der Elemente R22 - R25. R27. R28. C16-C18. oder der Operationsverstärker DA3 hat einen Defekt – eine verringerte Stabilitätsmarge. Ein weiterer Grund kann eine Änderung des Ruhestroms der Ausgangstransistoren nach einem Austausch sein (eine Reduzierung des Ruhestroms verringert die Geschwindigkeit der Ausgangstransistoren und erhöht die von ihnen verursachte Phasenverschiebung). Die restlichen Gründe sind unwahrscheinlich.

Hinweis: Die Ungleichmäßigkeit des Frequenzgangs im Bereich von 4 bis 10 MHz sollte im Bereich von -0.7 .. +2 dB relativ zum Wert bei einer Frequenz von 4 MHz liegen und der Anstieg des Frequenzgangs bei darüber liegenden Frequenzen 10 MHz sollten 3 dB nicht überschreiten.

Nachdem die Generation eliminiert wurde, muss nur noch der Stabilitätsspielraum in der NF-Schleife überprüft werden. Dazu wird das Signal des Rechteckimpulsgenerators dem Pin 1 der Gruppe S1 (Abb. 13) auf der Verstärkerplatine zugeführt. Die Amplitude des Generatorsignals sollte 5 ... 10 V betragen. Während die Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers am XP2 beobachtet wird. sollte die Hälfte davon sein. In diesem Fall sollte die relative Stärke des Anstiegs an den Pulsfronten 20 % nicht überschreiten (im Exemplar des Autors waren es etwa 8 % – siehe Abb. 20) und. Was am wichtigsten ist: Das „Klingeln“ nach der Front sollte in nicht mehr als eineinhalb Perioden vollständig verklingen. Eine kleine „Welle“ auf den „Regalen“, sichtbar in Abb. 20 ist das Ergebnis einer parasitären Resonanz im Stromkreis der digitalen Mikroschaltung, auf der der Impulsgenerator montiert ist. Die Anstiegs- oder Abfallzeit (bei 10 % und 90 % des stationären Niveaus) sollte etwa 70 ns betragen (siehe Abbildung 21).

Das Erscheinungsbild des Anstiegs und Abfalls am Ausgang des Verstärkers sollte, wenn das Signal vom Generator den gleichen Anstieg und Abfall aufweist, optisch perfekt symmetrisch sein. Wenn nicht. Dann besteht eine hohe Wahrscheinlichkeit, dass in einem der Zweige des Spannungsverstärkers (VT5 - VT8, VT13, VT14) oder im Ausgangsfolger defekte Elemente vorliegen. Möglicherweise ist auch DA3 defekt. Wenn der Anstieg 20 ... 25 % überschreitet oder nach dem Anstieg ein „Klingeln“ erkennbar ist, muss die Kapazität des Kondensators C46 erhöht und der Widerstand R71 für die schnellste Dämpfung des Transienten ausgewählt werden.

Dann ist es wünschenswert, den Stabilitätsspielraum des Verstärkers über den gesamten Bereich der Ausgangsspannungen unter Last zu überprüfen. Dazu werden eine Ausgangs-RLC-Schaltung (L1. L2. R118-R121. C77. C78) und eine aktive Last mit einem Widerstand von 0.8 des Nennwerts an den HRP angeschlossen. Anschließend wird die Art der Transienten am XP2 bei angeschlossener Last überprüft.

Anschließend wird der Kurzschluss des Verstärkereingangs mit einer gemeinsamen Leitung beseitigt und dem Verstärkereingang ein niederfrequentes (100 ... 200 Hz) Signal vom Sinussignalgenerator zugeführt. In diesem Fall muss der Rechteckimpulsgenerator weiterhin an S1 angeschlossen werden. Durch die Erhöhung der Amplitude des Sinussignals wird am XP2 ein transienter Vorgang bei unterschiedlichen momentanen Ausgangsspannungen bis zur Grenzschwelle beobachtet. Wenn bei der Annäherung der Ausgangsspannung an die Begrenzungsschwelle keine übermäßige Überschwingung und kein „Klingeln“ des Rechteckwellentransienten auftritt, können Sie die Sicherheitswiderstände in den ±40-V-Gleichrichterkreisen schließen und den Test mit voller Leistung wiederholen. Das Kabel, über das die Ausgangsfilterplatine angeschlossen wird, darf nicht länger als 0,4 m sein. Abschließend können Sie die Last abklemmen und das Einschwingverhalten im Leerlauf überprüfen.

Es ist nicht ratsam, den Phasenspielraum auf 80 ... 90' zu erhöhen, um einen Übergang ohne Überspannung im UMZCH zu erhalten (wie bei den meisten anderen Breitbandverstärkern). Gleichzeitig wird die Bandbreite des OOS um ein Vielfaches verringert und seine insbesondere erreichbare Tiefe an der oberen Grenze des Betriebsfrequenzbereichs verringert. Begründet werden solche Entscheidungen in der Regel mit der Notwendigkeit, Stabilität zu gewährleisten, wenn der Verstärker unter einer komplexen Last arbeitet. Wie Sie jedoch wissen, ist die Guillotine nicht das einzige und nicht das beste Mittel gegen Kopfschmerzen. Mehrere Elemente im Ausgangsfilter sind laut Autor kein allzu hoher Preis für die Möglichkeit, die OOS-Bandbreite um eine Größenordnung zu erweitern.

Der letzte Schritt bei der Einrichtung besteht darin, den Soft-Limit-Schwellenwert festzulegen. Bevor Sie den Schwellenwert einstellen, müssen Sie die Brücke von C52 entfernen und den +OS-Ausgang – den FBH-Kontakt (auf der Platine – zwischen den Widerständen R40 und R41) mit den XP2-Pins verbinden. Behalten Sie den Jumper am Stecker bei. Es ist sinnvoll, einen Ausgangsfilter und eine Nennlast an den Ausgang des Verstärkers anzuschließen

Die bequemste Möglichkeit, den Soft-Limit-Schwellenwert anzupassen, besteht darin, größere Widerstände R16 und R17 (z. B. 75 kΩ) zu installieren. und dann durch Parallelschaltung von Widerständen mit einem Widerstandswert von 0,2 ... 1 MΩ sicherzustellen, dass der Eingang zur Begrenzung des Leistungsverstärkers selbst (bestimmt durch das Auftreten eines Signals am Ausgang von DA2) nur dann erfolgt, wenn die Der Eingang wird um das 2- bis 3-fache überlastet (im Vergleich zur Situation ohne Soft-Limiter). Obwohl. Da die Begrenzungsschwelle den Wert der Versorgungsspannung der Ausgangsstufe überwacht, ist die Kompensation nicht ideal, daher ist es erforderlich, den Begrenzer auf die Nennversorgungsspannung und den Anschluss der Nennlast einzustellen. Der Widerstand R16 ist für die Schwelle zur Begrenzung der negativen Halbwelle (am Ausgang des Verstärkers) verantwortlich, R17 ist positiv.

Wenn die Versorgungsspannung der Ausgangsstufe höher als ±30 V ist, ist es außerdem wünschenswert, die OBR-Schutzschwelle genauer einzustellen. Dazu werden die Widerstände R114 und R117 auf 12 ... 15 % mehr eingestellt als der, mit dem der Schutz bei maximaler Ausgangsspannung des Verstärkers im Leerlauf ohne Last auslöst.

Nach dem Zusammenbau und der Abstimmung eines Verstärkers möchte man natürlich dessen Eigenschaften bestimmen. Leistungsmessungen. AFC. Gewinn ist normalerweise kein Problem. Bei der Messung von Rauschen muss man vorsichtiger sein – aufgrund der sehr großen Bandbreite verstärkt der Leistungsverstärker Störungen von Radiosendern bis in den HF-Bereich. Daher ist es bei der Messung von Rauschen erforderlich, die Bandbreite des an das Voltmeter angelegten Signals zu begrenzen.

Am einfachsten geht das mit einem passiven Filter erster Ordnung. Das Rauschband eines solchen Filters ist 1.57-mal breiter als seine Bandbreite. Wenn Sie also das Rauschen im 22-25-kHz-Band messen möchten. Die Grenzfrequenz der RC-Schaltung muss gleich 14 ... 16 kHz gewählt werden.

Ein weiteres Problem bei der Geräuschmessung sind Störungen der Netzfrequenz. Der einfachste Weg, sie herauszufiltern, ist mit einem 1-kHz-Hochpassfilter, aber in jedem Fall müssen Sie die Anschlüsse richtig herstellen und den Verstärker abschirmen.

Um das Auftreten geschlossener Schleifen des gemeinsamen Kabels zu verhindern, sind alle Stromversorgungen isoliert und nur auf der Verstärkerplatine angeschlossen, und die gemeinsamen Leiter für die Signal- und Stromkreise sind auf der Platine getrennt. An der Verbindungsstelle befindet sich ein Loch zum Anlöten eines Kabels (mit einem Querschnitt von mindestens 0.75 mm2), das das gemeinsame Kabel der Verstärkerplatine mit dem Gehäuse verbindet. Dieses Loch befindet sich zwischen R65 und R69. Die Verbindung aller Stromkreise (außer der Abschirmung der Transformatoren) mit dem Verstärkergehäuse erfolgt an einer Stelle, die experimentell für den geringsten Störpegel ausgewählt wurde.

Die Rauschspannung sollte beispielsweise mit einem Echteffektiv-Millivoltmeter gemessen werden. VZ-57. Bei Verwendung eines herkömmlichen Millivoltmeters muss das Ergebnis korrigiert werden – es unterschätzt das Rauschen um 12 ... 15 %. Bei der Auslegung des Verstärkers durch den Autor überschreitet das Ausgangsrauschen im Bereich von 1...22 kHz bei geschlossenem Eingang, auch ohne Abschirmung, 80...100 µV nicht.

Die größte Schwierigkeit besteht in der Messung der durch den Verstärker verursachten nichtlinearen Verzerrungen und Intermodulationsverzerrungen. Damit hängt es zusammen. Dies liegt an der geringen Verzerrung des Verstärkers bereits vor der Abdeckung des OOS (nicht mehr als 1 ... 2 %) und der Tiefe des OOS im gesamten Audiofrequenzbereich von mehr als 85 dB. Die Hauptursachen für Verzerrungen sind die Unvollkommenheit passiver Komponenten, Störungen durch die Gegentakt-Ausgangsstufe und Verzerrungen durch den Eingangsfilter auf DA1. Bei Frequenzen über einigen Kilohertz ist die Nichtlinearität der Kapazität der Dioden VD9 – VDI4 beginnt, zur „weichen“ Begrenzerschaltung beizutragen. Mit allen getroffenen Maßnahmen. Dadurch überschreitet die Verzerrung eines guten Verstärkers nicht mehr als 0.002 %. was unterhalb der Messgrenzen der meisten Messgeräte liegt, sowie weniger Verzerrungen und Rauschen der meisten Generatoren. Auch der Dynamikbereich der meisten Spektrumanalysatoren überschreitet 90 dB nicht. oder 0.003 %. Daher ist eine direkte Messung nichtlinearer und Intermodulationsverzerrungen solcher Verstärker mit Standardmitteln praktisch unmöglich.

Die allgemein akzeptierte Lösung in einer solchen Situation besteht darin, eine Methodik zu verwenden, die derjenigen ähnelt, die zur Überprüfung von Generatoren verwendet wird. Das Grundfrequenzsignal am Ausgang des Prüflings wird durch einen Sperrfilter gedämpft und mit einem Spektrumanalysator werden Harmonische und Kombinationskomponenten aus dem Breitbandrauschen extrahiert. Dies wirft jedoch das Problem auf, welchen Einfluss der Notch-Filter auf die Leistung des zu testenden Geräts hat. Im Fall von UMZCH, das eine niedrige (und ziemlich lineare!) Ausgangsimpedanz ohne allgemeines OOS und einen Filter mit hoher Eingangsimpedanz aufweist, bei Verwendung zertifizierter Geräte (z. B. eines Filters aus dem GZ-118-Generator-Kit), Dieser Effekt kann vernachlässigt werden.

Darüber hinaus ist für Messungen ein Spektrumanalysator erforderlich. Aufgrund der weiten Verbreitung des PCs. Ausgestattet mit Soundkarten empfehlen einige nicht ausreichend aufmerksame Autoren den Einsatz von Software-Spektrumanalysatoren (SpectraLab usw.). Dabei wird außer Acht gelassen, dass der ADC-Frequenzbereich von Soundkarten 22 kHz nicht überschreitet. diese. Bei Signalfrequenzen über 11 kHz liegt sogar die zweite Harmonische außerhalb der Bandbreite der Platine.

Zur schnellen Beurteilung von Verzerrungen können Sie wie folgt vorgehen. An den Ausgang des UMZCH wird ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von 200 ... 250 kHz angeschlossen, gefolgt von einem vorkonfigurierten Notch-Filter, der im Generator-Kit enthalten ist. Dann wird beispielsweise ein Signal eines Generators mit kleinen nichtlinearen Verzerrungen dem Eingang des Verstärkers zugeführt. GZ-118 oder GS-50 (0.0002 % bei 10 kHz) und das Signal am Ausgang des Kerbfilters wird mit einem hochempfindlichen Oszilloskop beobachtet.

Um den Rauschpegel so zu reduzieren, dass Verzerrungsprodukte sichtbar werden, ist ein Tiefpassfilter erforderlich. Dennoch erwiesen sich in der Kopie des Autors die Verzerrungsprodukte bis zum Beginn der Wirkung des „weichen“ Limiters selbst bei einer Frequenz von 20 kHz als nicht vom Rauschhintergrund zu unterscheiden.

Antworten auf Fragen

1. Was verursacht die erhöhte Komplexität des Verstärkers?

In diesem Leistungsverstärker kommen fast alle zusätzlichen Komponenten zum Einsatz – ein Eingangsfilter, eine „sanfte“ Begrenzung, ein „sanfter“ Start, Schutz, Anzeigegeräte. Dieser Ansatz ist typisch für professionelle Verstärker.

2. Welches Design diente als Prototyp dafür?

Der Prototyp dieses UMZCH (sowie einer Reihe anderer damals populärer Konstruktionen) ist ein Verstärker, dessen Beschreibung in Nr. 14 von 1977 in der Zeitschrift „Radio. Fernsehen, Elektronik“ (Wiederhold M.) veröffentlicht wurde. „Neuartige Konzeption für einen Hi-Fi-Leistungsverstärker“. Auf Abb. 1 zeigt sein Funktionsdiagramm. Als Vorverstärker wurde ein Operationsverstärker verwendet. gefolgt von einem Verstärker, der aus einem Emitterfolger auf einem Transistor VT2 und den Transistoren VT1, VT3 (verbunden gemäß der OB-Schaltung) besteht. Zu den Nachteilen dieses UMZCH zählen die Verwendung nichtlinearer Diodenwiderstandsschaltungen zur Einstellung des Ruhestroms der Ausgangsstufe und die Verwendung eines Operationsverstärkers, der an einer „Stufe“ leidet – (μA709 – ein Analogon von K153UD1). Zudem ist auch die Frequenzkorrektur dieses Verstärkers nicht optimal.

Ein weiterer UMZCH mit einer ähnlichen Struktur eines Kaskodenverstärkers, beschrieben von V. Kletsov („Low Distortion Amplifier“. - Radio. 1983. Nr. 7. S. 51 - 53), zeichnet sich durch das Fehlen eines Operationsverstärkers aus der Signalkreis (Abb. 2) und das Erscheinen einer Zenerdiode VD1 zur Pegelanpassung. Der Einsatz einer einfachen Differenzstufe und sogar bei asymmetrischer Signalaufnahme führte zu einer starken Beeinflussung des + Upit1-Leistungskreises. Hierbei ist zu beachten, dass der Einsatz von Eingangsstufen auf diskreten Elementen unter Verwendung der bekannten komplexeren Schaltungstechnik gerechtfertigt sein und zu interessanten Ergebnissen führen kann.

Als nächstes sollte „UMZCH High Fidelity“ von N. Sukhov genannt werden (Radio, 1989. Nr. 6. S. 55 - 57: Nr. 7. S. 57-61). Das Blockschaltbild dieser PA ist in Abb. dargestellt. 3.

Die Verwendung eines relativ linearen Operationsverstärkers hat den Grad der Verzerrung (zumindest bei niedrigen Frequenzen) im Vergleich zu Designs, die nach herkömmlichen Schaltungslösungen hergestellt wurden, um mindestens eine Größenordnung reduziert. Gleichzeitig ist der Operationsverstärker-Integrator in der Gleichstrom-OOS-PA-Schaltung, was tatsächlich nützlich ist, mit einem der Ausgänge der DA1-Ausgleichsschaltung des Operationsverstärkers verbunden, was zu einer Verletzung seiner Symmetrie führt Eingangsstufe. Die Verwendung von zwei statt drei Dioden in der Vorspannungsschaltung des VT7-Transistors (wie im Prototyp in Abb. 1) erhöhte die Nichtlinearität des Kaskodenverstärkers und das Fehlen von Maßnahmen, um zu verhindern, dass die Spannungsverstärkertransistoren in die Spannungsverstärkertransistoren eindringen Der Quasi-Sättigungsmodus zwang die Frequenzkorrektur auf „Summen“. Infolgedessen erwiesen sich die dynamischen Eigenschaften dieses UMZCH als alles andere als potenziell möglich. Ein interessanter Knotenpunkt dieses Verstärkers war der Widerstandskompensator der Verbindungsdrähte im Lastkreis, der bisher hauptsächlich in Messgeräten verwendet wurde.

Beachten Sie, dass im Verstärker von N. Sukhov (und dann im Verstärker von S. Ageev) erfolgreiche Schaltungslösungen verwendet wurden, vorgeschlagen von P. Zuev („Verstärker mit Multi-Loop-Feedback“. – Radio. 1984. Nr. 11. S. 29 - 32. S. 42, 43). Dies ist ein wirksamer „Trigger“-Schutz gegen Stromüberlastung (insbesondere beim Auftreten eines Durchgangsstroms), der an den Transistoren VT3 – VT6, VT15 erfolgt (Abb. 3). sowie einen Eingangsfilter, der die Auswirkungen von Out-of-Band-Interferenzen auf den Verstärker begrenzt.

Beachten Sie, dass in keinem der oben genannten Designs, mit Ausnahme des Designs von S. Ageev, ein Schutz vorhanden ist, der den sicheren Betriebsbereich (OBR) der Ausgangstransistoren berücksichtigt. Dies ist von Bedeutung, da die Trajektorien der Arbeitspunkte der Ausgangstransistoren bei diesen Designs bei Betrieb unter realer Last weit über die Grenzen des OBR hinausgehen. was ihre Zuverlässigkeit drastisch verringert.

Das Blockschaltbild des UMZCH S. Ageev ist in „Radio“, 1999, Nr. 10. S. 16. Eine Änderung – der oberste Transistor VT6 im Blockdiagramm sollte als VT8 bezeichnet werden.

Beachten Sie, dass die tatsächlichen Eigenschaften und das „Verhalten“ des Verstärkers beim Betrieb unter realer Last durch den Grad der Untersuchung der „kleinen Dinge“ der Schaltung, der Frequenzkorrektur und des Designs bestimmt werden. Eine starke Erhöhung der Linearität des Spannungsverstärkers wird also sowohl durch die Symmetrie der Schaltung als auch durch die Erhöhung der Versorgungsspannung erreicht. Eine separate Stromversorgung für die Endstufe verbessert somit die Spannungsausnutzung deutlich, erhöht die erreichbare Ausgangsleistung und erleichtert den Betrieb der Ausgangstransistoren. Durch die Reduzierung des maximalen Stroms pro Ausgangstransistor konnte ein starker Abfall der Stromverstärkung vermieden werden (die Abnahme des Basisstromübertragungskoeffizienten h21e für KT818 und KT819 beginnt bei einem Kollektorstrom über 1 A) und die Linearität des Ausgangs beibehalten werden Bühne.

Die Verteilung der Frequenzkorrektur im Verstärker ist nahezu optimal, was es ermöglichte, seine dynamischen Eigenschaften um eine Größenordnung und die Rückkopplungstiefe bei höheren Frequenzen des Audiobereichs zu verbessern – um zwei Größenordnungen im Vergleich zum Besten Prototyp. Durch Modifizieren der anfänglichen Vorspannungsquelle wird die thermische Stabilität des Verstärkers sichergestellt. Die Unterdrückung des Effekts der Erkennung von HF-Signalen wurde durch den Ausgleich der Struktur, die Einführung von Widerständen in Reihe mit Korrekturkondensatoren und die Einführung von Kondensatoren zwischen den Basen der Transistoren der Ausgangsstufe erreicht, um deren dynamischen Ausgleich sicherzustellen. Der Verstärker verwendet am Ausgang außerdem eine speziell entwickelte RLC-Schaltung, eine Schutzvorrichtung, die OBR berücksichtigt. und die Operationsverstärker werden in einer invertierenden Verbindung verwendet.

Das Design des Verstärkers ist zwar recht kompliziert, erfüllt jedoch voll und ganz die Aufgabe, minimale Phasenverschiebungen und Störstrahlung der Ausgangsstufe zu erzielen.

Die Erhöhung der ursprünglichen (ohne OOS) Linearität, die Verbesserung der Geschwindigkeitseigenschaften und Breitband-OOS verbessern immer Verstärker, und „Höruntersuchungen“ bestätigen dies.

3. Veröffentlichen Sie das vollständige Verbindungsdiagramm der Knoten und Verstärkerplatinen.

Ein vollständiges Diagramm der Verbindungen des Verstärkers ist in Abb. 4 dargestellt. vier.

4. Wie kann die Ausgangsleistung des Verstärkers reduziert und vereinfacht werden, ohne die Parameter zu verschlechtern?

Um die Leistung des Verstärkers bei einer Last von 60 Ohm auf 80 ... 4 W zu reduzieren, reicht es aus, die Anzahl der Transistoren der Ausgangsstufe zu reduzieren und die Versorgungsspannung der Ausgangsstufe auf ± 28 ... ± zu reduzieren 30 V bzw. die Versorgungsspannung des Spannungsverstärkers auf ± 40 ... ±43 V. Für Haushaltstransistoren ist die beste Option für die Ausgangsstufe 5 - 6 Stück. KT818-KT819 mit Indizes V. G oder 2 - 3 Stk. KT8101-KT8102 auf der Schulter im Endstadium, 4 Stk. KT639 (mit Indizes D, E) - KT961 (mit Indizes A. B) pro Schulter in der zweiten Stufe, sowie zwei KT9115 (mit Indizes A. B) und KT602B (oder 6M) in der ersten Stufe der Ausgangsstufe .

Widerstände im Emitterkreis KT818-KT819 - mit einem Widerstand von 0.6 ... 0,7 Ohm (zwei parallel, je 1,2 ... 1,5 Ohm) bei einem Ruhestrom von 90 ... 100 mA pro Transistor, für KT8101 - KT8102 - 0.3 ... 0.4 Ohm (drei parallel, je 1 ... 1.2 Ohm) bei einem Ruhestrom von ca. 200 mA pro Transistor.

Ruhestrom KT639-KT961 - jeweils 65 ... 70 mA (R82 - R855 - mit einem Widerstand von 18 ... 22 Ohm), Ruhestrom KT9115 / KT602 - jeweils 15 mA (R76. R77 - nein 180 ... 200 Ohm).

Dioden in den Emittern VT16-VT19 (siehe „Radio“, 2000. Nr. 4) – KD521, KD522, KD510 mit beliebigem Index.

Wie bereits im Artikel von S. Ageev erwähnt, empfiehlt sich nach Möglichkeit die Verwendung importierter Transistoren (siehe „Radio“, 2000, Nr. 5, S. 23). Der Autor empfiehlt 9115SA2-Transistoren anstelle von KT1380. KT969 muss durch KT602BM oder 2SC3502 ersetzt werden. Für die 60 ... 80 W-Variante mit einer Spannungsversorgung von 28 ... 31 V reicht in der ersten Stufe der Ausgangsstufe ein Transistorpaar mit einem Ruhestrom von ca. 20 mA aus (nominal R76 beträgt 130- 150 Ohm), in der zweiten Stufe - 2 Stk. auf der Schulter 2SB649 und 2SD669 bzw. 2SA1249 und 2SC3117 mit einem Ruhestrom von 80 ... 90 mA (nominal R82, R83 - 13 - 15 Ohm). Am Ausgang reicht ein Paar 2SA1216 / 2SC2922 mit Emitterwiderständen mit einem Widerstandswert von 0,2 ... 0,25 Ohm und bei einem Ruhestrom von ca. 200 mA ist es jedoch besser (aber teurer), zwei Paare davon zu setzen 2SA1215 und 2SC2921 mit Widerständen von 0,3 Ohm. mit einem Ruhestrom von ca. 120 mA pro Paar.

Versorgungsspannungsfilterkondensatoren 28...30 V - 6 Stk. mit einer Kapazität von 4700 uF bei 35 V in jedem Arm. Gleichrichterdioden - KD213 mit beliebigem Buchstabenindex.

Bei der Selbstverdrahtung der PA-Platine sollte besonderes Augenmerk auf die Minimierung der parasitären Induktivitäten der Leistungskreise und der gemeinsamen Leitung der leistungsstarken Endstufe gelegt werden.

(zum Vergrößern klicken)

5. Wie sind Frequenzgang und Phasengang des Verstärkers?

Der Frequenzgang der PA selbst (ohne Filter) reicht von Gleichstrom bis 3.5 ... 4 MHz (bezogen auf den -XNUMXdB-Pegel). Der Wirkungsbereich des OOS ist aufgrund der Wirkung von Boost-Kondensatoren, die parallel zu den OOS-Widerständen geschaltet sind, etwas breiter. Die Phasenverschiebung der PA im Audiofrequenzband beträgt Bruchteile eines Grads.

6. Was ist der Grund für die Verwendung eines so "alten" Betriebssystems?

Die Sache ist. dass der OU KR140UD1101 aufgrund seiner Eigenschaften viel besser für den Einsatz im UMZCH geeignet ist als jeder andere.

Erstens verfügt der Frequenzgang dieses Operationsverstärkers über ein zusätzliches Pol-Nullpunkt-Paar, was eine deutliche Steigerung des effektiven Verstärkungsbandprodukts ermöglicht. In einem vollständig korrigierten Verstärker beträgt sein Wert etwa 50x103 bei einer Frequenz von 100 kHz und die Eins-Verstärkungsfrequenz beträgt etwa 15 MHz. Es ist dieser Umstand (dreimal höhere Schleifenverstärkung als bei der Standard-Einpolkorrektur), der die Fähigkeit dieses Operationsverstärkers, durch andere Elemente verursachte Fehler zu korrigieren, erheblich verbessert.

Zweitens überschreitet die Austrittszeit des Operationsverstärkers aus der Beschränkung 200 nicht, das ist alles. Insbesondere verhindert es die Erregung des UMZCH bei Überlastungen. Ein weiterer Vorteil ist die hervorragende Ausnutzung der Versorgungsspannung. Wichtig sind außerdem niedrige Eingangsströme und -kapazitäten (weniger als 2 pF), eine hohe DC-Verstärkung und eine sehr hohe Linearität über ein breites Frequenzband.

Die manchmal anzutreffenden Behauptungen über eine (im Vergleich zu anderen Operationsverstärkern) erhebliche Nichtlinearität oder Asymmetrie der Übertragungseigenschaften des LM318 (KR140UD1101) finden keine experimentelle Bestätigung. Im Gegenteil, aufgrund der tiefen lokalen Rückkopplung und des relativ großen Ruhestroms ist die intrinsische Verzerrung dieses Operationsverstärkers ohne Rückkopplung. insbesondere bei HF oder unter Last, sind niedriger als bei den meisten Allzweck-Operationsverstärkern. Die Asymmetrie der maximalen Anstiegs- und Abfallraten (normalerweise über 75 V/µs) in einer invertierenden Verbindung beträgt nicht mehr als 15 %. Darüber hinaus behält der transiente Prozess seine Form und Symmetrie bis zu Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten von 50...60 V/µs (65...75 % des Maximums). Letztere Eigenschaft ist nicht üblich und weist auf eine hohe dynamische Linearität hin.

Die spektrale Dichte des EMF-Rauschens in KR140UD1101 bei einer Frequenz von 1 kHz beträgt. 13..16 nVDTz, Flimmerrauschen ist schwach ausgeprägt (Grenzfrequenz liegt bei etwa 100 Hz). Die spektrale Dichte des Rauschstroms bei mittleren Frequenzen überschreitet nicht 0.4 pA/uTz. Dies ermöglicht die Verwendung relativ hochohmiger Widerstände in OOS-Schaltungen. Der von mehreren Autoren empfohlene K574UD1 ist in jeder Hinsicht unterlegen – vom Eingangslinearitätsbereich (0.5 ... 0.6 V vs. 0,8 V) bis zum Band im Unity-Gain-Modus (5 ... 6 MHz vs. 16 ... 18). MHz) auf statische Eigenschaften (Offsetspannung, Drift usw.). Die spektrale Dichte des Rausch-EMF uK574UD1 (14...20 nVD'Hz bei 1 kHz) ist bestenfalls gleich. wie KR140UD1101.

Was die Anstiegsgeschwindigkeit und die Eins-Verstärkungsfrequenz (50 V/μs und 10 MHz) betrifft, so werden sie für K574UD1 unkorrigiert einbezogen, während sie (gemäß den Spezifikationen) mit einer Verstärkung von mindestens 5 stabil ist. Das ist nicht besser des üblichen LF357 (KR140UD23). Bei Korrektur um die Einheitsverstärkung hat der K574UD1 mit einem minimalen Stabilitätsspielraum eine Bandbreite von nicht mehr als 5 ... 6 MHz und eine Anstiegsgeschwindigkeit von etwa 25 V/μs. Die Frequenz der Einheitsverstärkung in der OS-Schleife für UMZCH insgesamt kann bei Verwendung von K574UD1 aufgrund der relativ großen Phasenverschiebung bei der HF (d. h. Signalverzögerung), die durch den Betrieb eingeführt wird, nicht höher als 2,5 ... 3 MHz sein -Ampere. Daher fällt die Rückkopplungstiefe bei Frequenzen von mehreren zehn Kilohertz bei Verwendung von K574UD1 um eine Größenordnung geringer aus als bei KR140UD1101 bzw. höherer Verzerrung und UMZCH insgesamt.

Unter den modernen ausländischen Operationsverstärkern gibt es in bestimmten Parametern viele überlegene KR140UD1101 (LM318). Über den gesamten Parameterbereich hinweg gibt es jedoch noch keine spürbar besseren, weshalb im Ausland niemand den LM318 aus der Produktion nimmt.

Was das Beste des vorhandenen Betriebssystems betrifft. Trotz der Preise und der Seltenheit empfiehlt der Autor LT1 oder HA4 als DA1468 und DA5221. und als DA3 - AD842. Bei Verwendung des AD842 ist es jedoch erforderlich, die UMZCH-Korrekturschaltungen erheblich zu ändern. Übrigens beträgt der Gewinn an FOS-Tiefe bei Verwendung des AD842 in Kombination mit den besten importierten Transistoren nicht mehr als 6...8 dB. der Gewinn hinsichtlich der Frequenzeigenschaften des UMZCH beträgt 30 ... 40 %. Das ist ziemlich viel, und was am wichtigsten ist: Diese Verbesserungen sind für das Ohr nahezu unsichtbar.

7. Warum werden im Verstärker heimische Ausgangstransistoren verwendet, während importierte hinsichtlich der Parameter besser sind?

Der Autor ging von der Bedingung der Verfügbarkeit der im Verstärker verwendeten Halbleiterbauelemente aus. Tatsächlich zeigen sich die Mängel der verwendeten Haushaltstransistoren insbesondere in der Begrenzung der Verstärkerleistung und der Notwendigkeit, eine große Anzahl von Transistoren parallel zu schalten, um eine garantierte Zuverlässigkeit zu gewährleisten. Das schwächste Element ist übrigens nicht der Ausgang, sondern die Vorausgangstransistoren (KT639E).

Allerdings, so der Autor. 100 Watt unverzerrte Leistung bei einer komplexen Verstärkerlast zu Hause reichen völlig aus. Darüber hinaus sind die meisten teuren importierten Verstärker auch nicht dazu in der Lage. Zum Beispiel das Modell „Symphonic Line RG-9 Mk3“ (2990 $). das in der ausländischen Presse (laut der Zeitschrift „Audio Magazin“) sehr gute Noten erhielt, mit einer angegebenen Leistung von 300 W bei einer Last von 8 Ohm, bei einem Tonsignal mit einer Frequenz von 50 Hz gibt es tatsächlich ohne aus Verzerrung (K- nicht mehr als 0.1 %) eine Leistung, die bei einem rein aktiven Widerstand von 70 Ohm 8 W nicht überschreitet, bei 95 Ohm etwa 4 W und bei komplexer Belastung noch weniger. Daher weisen wir noch einmal darauf hin, dass es ratsam ist, die Nennspannungswerte seiner Stromversorgung zu reduzieren, wenn Sie die Leistung des superlinearen UMZCH reduzieren möchten, während Sie auch die Anzahl der Transistoren im Ausgang reduzieren können Bühne

Wie speziell durchgeführte Studien gezeigt haben, ist die Ausgangsstufe durch Parallelschaltung von acht inländischen Transistoren hinsichtlich der Verzerrung der 120-W-Ausgangsstufenoption der besten der vorhandenen importierten Transistoren nicht unterlegen – in der ersten Stufe 2SA1380 und 2SC3502, zwei pro Schulter 2SB649 und 2SD669. und am Ausgang - 2SA1215 und 2SC2921. auch zwei pro Schulter. Darüber hinaus sorgte die Option mit einer größeren Anzahl von Ausgangstransistoren für ein „weicheres“ Schalten der Arme, während „Schalt“-Verzerrungen völlig fehlten. Was die Geschwindigkeitseigenschaften betrifft, so gibt es Oszillogramme, die eine hervorragende dynamische Linearität des Verstärkers zeigen (siehe den Artikel in „Radio, 2000. Nr. 6“). präzise auf dem UMZCH-Block mit inländischen leistungsstarken Transistoren gefilmt.

Es ist zu beachten, dass die Verwendung importierter Transistoren natürlich die Komplexität der Verstärkermontage verringert und zusammen mit einer Änderung der Korrekturschaltungen um 30 bis 40 % die Geschwindigkeitseigenschaften verbessert. Auf die Klangqualität hat dies jedoch nahezu keinen Einfluss.

8. Bei der Messung des Stromübertragungskoeffizienten der Basis der Transistoren KT819G wurde der Wert h21e = 400 und KT818G - 200 erhalten. Ist das nicht zu viel für sie?

Ja, es ist zu viel. Werte h21e = 100 ... 160 bei einem Strom von 100 mA sind noch akzeptabel, mehr als zweihundert sind jedoch unerwünscht. Leider gibt es Transistoren mit h21e bis 500. Sie sind äußerst unzuverlässig und weisen bereits bei einem Kollektorstrom von mehr als 1 A einen spürbaren Rückgang des Basisstromübertragungskoeffizienten auf. Es ist besser, später hergestellte KT818G- und KT819G-Transistoren zu verwenden als Mitte 1997 - ihre Parameter sind in der Regel besser.

9. Ist es möglich, Transistoren der Serien KT8101 und KT8102 in der Ausgangsstufe als Analoga zu den im Artikel 2SA1215, 2SC2921 genannten zu verwenden?

Das Problem ist. dass es unter den auf dem Markt gekauften Transistoren dieses Typs viele Ehen gibt, auch solche laut OBR. Aufgrund der erheblichen Kapazität ihrer Übergänge können Sie aufgrund der erheblichen Kapazität ihrer Übergänge nicht mehr als vier oder fünf dieser Transistoren in der Ausgangsstufe installieren – doppelt so viel wie die von KT818. KT819. Wenn die Transistoren von guter Qualität sind, ist der Einsatz in einem Verstärker durchaus akzeptabel.

10. Was erklärt die Verwendung der teuren Transistoren KT632B und KT638A in UMZCH?

Erstens gibt es auch preiswerte Versionen im Angebot, allerdings „aus Kunststoff*“ (z. B. KT638A1). Zweitens handelt es sich laut dem Autor des Artikels um die einzig geeigneten komplementären Haushaltstransistoren für Verstärker mit einer Versorgungsspannung über ±40 V . Übrigens ist die Linearität ihrer Ausgangskennlinien sehr hoch und der Durchgangswiderstand des Kollektors gering. Die importierten Transistoren 2N5401 und 2N5551 sind in dieser Hinsicht etwas schlechter, ihre Verwendung ist jedoch zulässig (unter Berücksichtigung der Unterschied in der Pinbelegung). Als Ersatz können die Transistoren KT6116A, KT6117A empfohlen werden.

11. Muss ich Änderungen am Verstärker vornehmen, wenn ich in den Stromkreisen Oxidkondensatoren mit einer größeren Kapazität (jeweils 15000 uF) verwende und diese neben der PA-Platine installiere?

In diesem Fall muss die Platine durch oxidische „Hochfrequenz“-Kondensatoren (z. B. 6–10 Stk. K73-17 mit einer Kapazität von 4,7 μF bei 63 V) und dämpfende RC-Ketten aus zwei bis vier angeschlossenen oxidischen Kondensatoren ersetzt werden parallel mit einer Gesamtkapazität von 1000–2200 uF bei 63 V und einem 1-Ohm-0.5-W-Serienwiderstand, um Resonanzen mit den Stromkabeln zu unterdrücken (sie müssen verdrillt sein). Achtung: Bei der Geschwindigkeit und dem Strom, die dieser Verstärker liefert, führt jede wesentliche Designänderung dazu, dass die Korrekturschaltungen (R71, C46) neu abgestimmt werden müssen, um das Einschwingverhalten zu optimieren.

12. Geben Sie die Spannung und den Strom der Sekundärwicklungen des Transformators T2 an.

Der Strom in den Wicklungen des Leistungstransformators kann als Spitzenstrom oder als äquivalenter Sinusstrom betrachtet werden. Bei der Berechnung eines Transformators, der an einem Gleichrichter mit kapazitivem Filter betrieben wird, muss der Spitzenstrom berücksichtigt werden, da er den Spannungsabfall an den Wicklungen bestimmt. Hersteller denken meist an den Strom bei ohmscher Last, dessen Spitzenwert deutlich geringer ist – bzw. bei Industrietransformatoren gleicher Leistung ist der Wicklungswiderstand zu hoch. Aus diesem Grund wurden in dem Artikel die Werte des Widerstands der Wicklungen und nicht des Stroms angegeben. Bei anderen Konstruktionsvarianten von Leistungstransformatoren können die Wicklungswiderstände anhand der geschätzten Länge und des Querschnitts des Drahtes recht genau bestimmt werden.

Bei der Verstärkerversion mit einer Versorgungsspannung der Endstufe von 32 V sollte die Leerlaufspannung an den Wicklungen 23 ... 24 V rms betragen, der maximale Strom der Sekundärwicklung in einem Impuls (bei einem Ausgangsstrom der Verstärker von 7 A bei einer Frequenz von 20 Hz) - 32 ... 37 A, gleichzeitig sollte der Spannungsabfall unter Last 2 ... 3 V nicht überschreiten. Die Anforderungen an die übrigen Wicklungen sind im aufgeführt Artikel.

13. Was sind die Besonderheiten beim Einschalten des Verstärkers im Brückenschaltungsmodus, um die Ausgangsleistung zu erhöhen?

Beim Brücken von zwei Verstärkern ist es sinnvoll, die folgenden Änderungen vorzunehmen.

Zunächst müssen Sie die ±40-V-Stromschienen und die gemeinsame Leitung beider Verstärker zu einem Bündel aus sieben eng verdrillten Leitungen mit einem Querschnitt von jeweils mindestens 1 mm2 zusammenfassen, wie in Abb. 1. Die spezielle Anordnung der Leiter ermöglicht die Minimierung der parasitären Induktivität der Verbindung. Durch die Kombination leistungsstarker Stromkreise wird die effektive Kapazität der Filterkondensatoren verdoppelt und der Ersatzwiderstand des Gleichrichters verringert, indem beide Hälften der Stromversorgung zur Verstärkung jeder Halbwelle des Signals verwendet werden. Eine notwendige Voraussetzung ist, dass die Sekundärwicklungen des T1-Leistungstransformators für jeden Kanal getrennt sind (es ist besser, sie mit einem Kabelbündel zu wickeln), um den Ausgleichsstrom zwischen den Gleichrichtern und den Kompensationsstrom im gemeinsamen Kabel auszuschließen das Paket.

Zweitens ist es notwendig, die Versorgungsspannung der Ausgangsstufe von ±40 auf ±32 V zu reduzieren, was den Betrieb ihrer Transistoren erleichtert und ihnen ermöglicht, in einer Brückenschaltung an einer Last von 4 Ohm zu arbeiten, ohne den OBR zu stören. Darüber hinaus ermöglicht eine niedrigere Spannung den Einsatz von Kondensatoren mit einer Betriebsspannung von 35 V und größerer Kapazität (bei gleichen Abmessungen).

Drittens schließen sie den Operationsverstärker DA4 und die damit verbundenen Schaltungen aus.

14. Wie niedrig muss die Quellenimpedanz sein, damit der Eingangsfilter des Verstärkers ordnungsgemäß funktioniert?

Der Prototyp dieses Verstärkers verfügte über eine zusätzliche Stufe mit symmetrischem Eingang und benötigte keine niedrige Signalquellenimpedanz. Aber auch ohne eine solche Kaskade sind die Änderungen im Frequenzgang des Eingangsfilters bei einem Ausgangswiderstand der Signalquelle von weniger als 3 kOhm sehr unbedeutend,

15. Wie erstelle ich einen symmetrischen Verstärkereingang ohne Verlust der Klangqualität?

Eine Variante der Kaskadenschaltung mit symmetrischem Eingang ist in Abb. 2 dargestellt. XNUMX.

Im Vergleich zu KR140UD1101 oder LM318. Wie im Diagramm dargestellt, zeigt die Verwendung von bei Audiophilen beliebten Operationsverstärkern (LT1028, LT1115, AD797, OPA627, OPA637, OPA604, OPA2604 usw.) unter realen Bedingungen, beispielsweise bei Vorhandensein von HF-Störungen, häufig das schlechteste Ergebnis . Von den Operationsverstärkern, die ich getestet habe, schneidet der AD842 am besten ab, aber dieser IC scheint derzeit nicht mehr produziert zu werden. Beachten Sie, dass aufgrund des großen Eingangsstroms dieses Operationsverstärkers der Widerstand der Kaskadenwiderstände um ein Vielfaches reduziert werden muss.

16. Was kann man für einen superlinearen UMZCH als Vorverstärker empfehlen? Welchen Vorverstärker hat der Autor verwendet?

Der UMZCH-Eingang ist für den direkten Anschluss an einen WADIA CD-Player ausgelegt. mit einer maximalen Ausgangsspannung von 2 V (ein DAT-Tonbandgerät hat übrigens auch einen ähnlichen Pegel). Der Signalpegel wird darin durch einen DAC mit Reglerfunktion eingestellt (außerdem erfolgt die Anpassung kombiniert – sowohl im „stelligen“ als auch im „analogen“ Zustand – durch Änderung der Referenzspannung). Bei einem Zwei-Block-Player weist ein digital gesteuerter Regler im Vergleich zu einem variablen Widerstand weniger Modulationsrauschen auf.

Von den relativ gängigen CD-Playern können wir die Modelle SONY XA30ES, XA50ES und TEAC-X1 empfehlen. Auch SACD-Player haben sich bestens bewährt. Anstelle eines Vorverstärkers verwendete der Autor einen einfachen Schalter auf Reed-Relais.

Beim Entwurf eines superlinearen UMZCH empfehlen wir die Verwendung von Lautstärkereglern mit diskreter Dämpfung. Im Extremfall können Sie am Eingang des Verstärkers einen variablen Widerstand mit einem Widerstandswert von 10 kOhm anbringen. und es muss nach dem Kondensator C1 angeschlossen werden. zur Grenzfrequenz des Eingangs-HPF. gebildet durch Cl und die Parallelschaltung von Regler und R1, war bei niedriger Lautstärke minimal und bei hoher Lautstärke maximal.

17. Wie kann ich die Ausgangsleistung (Empfindlichkeit) vorübergehend reduzieren?

Um den Modus „20 dB“ („leise“) einzuführen, ist es am einfachsten, einen zusätzlichen „Quenching“-Widerstand und ein Relais einzuführen (RES-49 oder RES-55, RES-60, RES-80, RES-81, RES- 91 usw.) mit parallel zu diesem Widerstand geschalteten Öffnerkontakten. Das Öffnen der Kontakte führt zu einem Absinken des Füllstandes. Die Kontakte müssen vergoldet sein (siehe Relaispässe). Andere Reed-Relais, ebenfalls mit vergoldeten Kontakten, funktionieren ebenfalls. Das Relais muss mit einer Gleichspannung mit geringer Welligkeit versorgt werden, andernfalls ist ein Wechselstromuntergrund möglich.

18. In elektronischen Breitbandgeräten werden große Oxidkondensatoren normalerweise mit Keramikkondensatoren überbrückt. Lohnt es sich also, die Platzierung von SMD-Kondensatoren auf der Platine vorzusehen?

Spezielle Messungen haben gezeigt, dass bei vollständiger Installation von Oxidkondensatoren in Standardqualität (Samsung, Jamicon usw.) auf der Platine die Einführung zusätzlicher Keramikkondensatoren die Impedanz der Leistungsbusse im Frequenzbereich bis 20 MHz praktisch nicht verändert. und auch die Übergangseigenschaften des Verstärkers ändern sich nicht. 63-V-SMD-Kondensatoren (Oberflächenmontage) sind selten, normalerweise 50 V. Es muss berücksichtigt werden, dass sich eine große Platine bei der Montage verformt, was zu Rissen in solchen Kondensatoren führen kann.

Literatur

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9. ECAP-Theorie. - Veröffentlicht von EvoxRifa Co., 1997.
10. Beliebte Steckverbinder ausländischer Produktion. - Radio, 1997, Nr. 4, p. 60.
11. Beliebte Steckverbinder ausländischer Produktion. - Radio. 1997, Nr. 9. S. 49-51.

Autor: S. Ageev, Moskau

Siehe andere Artikel Abschnitt Transistor-Leistungsverstärker.

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