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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Mikroschaltungen der K174-Serie. Vergleichsdaten
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Referenzmaterialien DUAL-STANDARD-STEREO-DECODER KR174XA51 JSC Angstrem (Moskau) hat die Mikroschaltung KR174XA51 entwickelt und in Produktion genommen – einen Stereodecoder, der für die Dekodierung eines Stereosignals sowohl nach dem inländischen Standard mit Polarmodulation (OIRT) als auch nach dem ausländischen Standard – mit Pilotton (CCIR) in Haushaltsradios – ausgelegt ist. Die Mikroschaltung nutzt neue technische Lösungen, die im Bürgerlichen Gesetzbuch für Erfindungen aufgeführt sind. Die Mikroschaltung ist im Gehäuse 2104.18-B untergebracht (Abb. 1). Gewicht - nicht mehr als 3 g. Implementierungstechnologie - planar-epitaktisches 2 μm BiCMOS mit kombinierter Oxidisolierung und pn-Übergang.
Der Stereodecoder KR174XA51 implementiert die Decodierung im Zeitmultiplexverfahren mit doppelter Überabtastung zur effektiven Unterdrückung von Obertonkomponenten, sorgt für eine zusätzliche Unterdrückung des Pilottons, Unterdrückung der ständigen Pegelverschiebung zwischen Kanälen bei der Decodierung eines polarmodulierten Stereosignals, um Störungen beim Umschalten zu reduzieren „Stereo“ – „Mono“ und Erweiterung des Dynamikumfangs, sowie die Möglichkeit sowohl der automatischen Erkennung des Dekodierungssystems als auch seiner Zwangseinstellung, Anzeige des gewählten Systems. Bei Bedarf kann der Stereo-Decoder dauerhaft in den „Mono“-Modus geschaltet werden. Bei Verwendung von Frequenzeinstellelementen mit engen Toleranzen erfordert die Mikroschaltung keine Anpassung der Frequenz der freien Schwingungen des VCO. Der Stereo-Decoder verfügt über einen VCO-Frequenzsteuerausgang (62,5/76 kHz) und enthält einen Stromverstärker zum Anschluss der LED-Anzeige für den „Stereo“-Modus. (Hier und im Folgenden werden Frequenzwerte durch einen Schrägstrich getrennt für zwei Decodierungssysteme angegeben – mit Polarmodulation bzw. Pilotton). Für den Betrieb des Stereo-Decoders sind nur wenige externe Komponenten erforderlich. Pinbelegung der Mikroschaltung: Pin. 1 - Feedback-Signaleingang; Anschlusspin zur Integration von PLL-Filterkondensatoren; vyv. 2 - Feedback-Signaleingang; Anschluss zum Anschluss eines Widerstands und eines Integrationskondensators für den PLL-Filter; vyv. 3 - Phasendetektorausgang; Anschluss zum Anschluss eines Widerstands und eines Integrationskondensators für den PLL-Filter; vyv. 4 - allgemein; negative Stromversorgung; vyv. 5 - Anschluss zum Anschluss des Frequenzeinstellkondensators des VCO; vyv. 6 - Anschluss zum Anschluss des Frequenzeinstellwiderstands und des VCO-Sperrkondensators; VCO-Steuereingang; vyv. 7 - Ausgangssignal zur Anzeige des „Stereo“-Modus; VCO-Frequenzsteuersignalausgang; vyv. 8 - Steuersignaleingang für den Wahlschalter des Dekodiersystems; vyv. 9 - NF-Signalausgang von Kanal B; vyv. 10 - NF-Signalausgang von Kanal A; vyv. 11 - Ausgang des NF-Signalvorverstärkers von Kanal B; vyv. 12 - invertierender Eingang des Tiefpassfilterverstärkers zur Pre-Emphasis-Korrektur im Polarmodulationsmodus; vyv. 13 - nichtinvertierender Eingang des Tiefpassfilterverstärkers zur Vorverzerrungskorrektur im Polarmodulationsmodus; vyv. 14 - Ausgang des NF-Signalvorverstärkers von Kanal A; vyv. 15 - positiver Leistungsausgang; vyv. 16 - komplexer Stereosignaleingang; vyv. 17 - Sperrausgang, Einstellung der Verstärkung des Skalierungsverstärkers eines komplexen Stereosignals; invertierender Eingang des Skalierungsverstärkers; vyv. 18 – Ausgang des Unterträger-/Pilotton-Amplitudendetektors; Eingang des Schmitt-Triggers des Kanals zur Auswahl des Modus „Stereo“ – „Mono“. Das Funktionsdiagramm des Stereodecoders ist in Abb. dargestellt. 2, und ein typisches Diagramm seiner Einbeziehung ist in Abb. 3.
Das komplexe Stereosignal wird dem Eingang des Skalierungsverstärkers DA1 zugeführt, der dazu dient, die Eingangsspannung auf den nominalen Decoderpegel von 200...250 mV zu bringen. Das Signal gelangt dann zum Eingang des Phasendetektors und zum Eingang des Stereosignaldecoders. Der zweite Eingang des Phasendetektors empfängt ein Referenzsignal vom Steuerimpulsformer. Das Abtastsignal hat entweder die Frequenz eines Unterträgers oder eines Pilottons. Das Ausgangssignal des Phasendetektors ist proportional zur Phasenverschiebung zwischen den Eingangs- und Referenzsignalen des Phasendetektors; es enthält auch andere kombinatorische Komponenten in einem breiten Frequenzspektrum. Um die Nutzkomponente zu isolieren, wird ein proportional-integrierendes PLL-Filter verwendet, das auf einem Operationsverstärker DA2 mit externen Integrationskondensatoren (C5, C6 in Abb. 3) in der OS-Schaltung basiert. Darüber hinaus formt der Filter die Frequenz-Phasen-Charakteristik der PLL-Schleife und sorgt so für deren Stabilität und die notwendigen Parameter des Erfassungsbandes. Die integrierte Phasenfehlerspannung, die mithilfe eines DA3-Stromausgangs-Differenzverstärkers vom PLL-Filter entnommen wird, wird an den VCO-Steuereingang angelegt. Die VCO-Ausgangsimpulse mit einer Nennfrequenz von 500/608 kHz werden dem Steuerimpulsformer zugeführt, der nach Neuberechnung und Decodierung Decoder-Steuersignale und ein Referenzsignal für den Phasendetektor erzeugt und so die PLL-Schleife schließt. Der Stereosignaldecoder besteht aus vier Abtast-/Speichereinheiten – zwei pro Kanal. Der Steuerimpulsformer sorgt für eine Phasenverschiebung der Abtastimpulse und synchronisiert sie mit den Maxima und Minima der Hilfsträgerfrequenzspannung, um die Hüllkurven der Kanäle A bzw. B zu erkennen. Der Decoder enthält außerdem analoge Multiplexer-Interpolatoren der Kanäle A und B, die das Signal neu abtasten. Darüber hinaus ermöglichen sie einen Übergang in den „Mono“-Modus, indem sie unter Umgehung der Decodierungsblöcke ein Signal vom Decodereingang an seine Ausgänge liefern. Das dekodierte Signal hat die Form von 31,25/38-kHz-Schritten. Beim Oversampling werden Zwischenpunkte zwischen benachbarten Signalabtastwerten hinzugefügt, sodass die Amplitude der Schritte halbiert und ihre Frequenz verdoppelt wird (auf 62,5/76 kHz). Somit wurde nach der Filterung durch die Ausgangs-RC-Filter R6C12 und R7C13 eine vierfache Reduzierung des supratonalen Rauschpegels im Ausgangssignal erreicht. Von den Decoderausgängen werden die Signale A und B den Eingängen der Pufferspannungsverstärker DA4, DA6 (Abb. 2) und dann über die Addiererverstärker DA7, DA8 dem Ausgang der Mikroschaltung zugeführt. Die Filter R6C12 und R7C13 dienen zur Kompensation der Vorverzerrung hochfrequenter Signale mit einer Zeitkonstanten tHF=R6C12=R7C13=50 μs. Um tHF = 75 μs zu erreichen, müssen die Kondensatorwerte angepasst oder gegebenenfalls zeitkonstante elektronische Schaltelemente eingeführt werden. Bei der Dekodierung eines polarmodulierten Stereosignals erfolgt die Korrektur der niederfrequenten Vorverzerrung des Differenzkanals (A-B) durch einen Tiefpassfilter mit Differenzeingang und -ausgang, bestehend aus einer externen RC-Schaltung R3C10R4 und einem internen Verstärker DA5 mit Stromausgang. Der DA5-Verstärker schaltet sich im Polarmodulations- und „Stereo“-Modus automatisch ein. Zeitkonstante tnch = (R3+R4)C10=1,0186 ms. Verstärkerverstärkung U1-3/U10-9=4, wobei U1-3 und U10-9 die Spannung am entsprechenden Pinpaar der Mikroschaltung sind. Der amplitudensynchrone Detektor wandelt den Pilotton/Hilfsträger in eine Gleichspannung um und integriert sie auf einem externen Kondensator C2 (Abb. 3), wodurch Audiokomponenten herausgefiltert werden. Die integrierte Gleichspannung wird verwendet, um den Pilotton/Hilfsträger in der Signalkette durch negative Rückkopplung auf nahezu Null zu löschen. Das Ausgangssignal des Amplitudendetektors gelangt auch zum Eingang des Schmitt-Triggers, der bei ausreichendem Signalpegel den gesamten Stereodecoder KR174XA51 vom „Mono“-Modus in den „Stereo“-Modus umschaltet. Die Umschaltung des Dekodierungssystems erfolgt auf Basis eines Infra-Niederfrequenzgenerators mit RS-Trigger. Bei fehlender Stereosignalerkennung wechselt der Stereodecoder periodisch von der Arbeit mit Polarmodulation (PM) zur Arbeit mit Pilotton (PT) und zurück. Nachdem die Unterträger-/Pilottonfrequenz erfasst wurde und der Schmitt-Trigger das „Stereo“-Signal erzeugt, stoppt der Infrarot-Niederfrequenzoszillator und der RS-Trigger hält den Stereodecoder im erkannten Decodierungsstandard. Auf diese Weise erfolgt eine „automatische Abstimmung“ auf das empfangene Signal. Der Anzeigestromverstärker bietet die Möglichkeit, direkt eine LED an den Stereodecoder anzuschließen, die den Betrieb im „Stereo“-Modus anzeigt. Der Verstärkerausgang – Pin 7 – wird zur Steuerung der freien Oszillationsfrequenz des VCO verwendet. Die LED ist ausgeschaltet, während der VCO abgestimmt wird. Hauptmerkmale bei Tam.avg=25+5°С und Modulationsfrequenz 1 kHz
Der Modus „Stereo“ (A+B) zeichnet sich durch das Vorhandensein beider NF-Komponenten im komplexen Stereosignal aus – sowohl im Kanal A als auch im Kanal B. Die Aufnahme „Stereo“ (A+B), A, B bedeutet das Gemäß den Messbedingungen wird es zunächst auf das vollständige Stereosignal des Stereodecoders angewendet und dann abwechselnd die Komponenten B und dann A auf Null gesetzt. Im „Stereo“-Modus (A+B) liefert 0 zunächst ein volles Stereosignal, danach werden beide Komponenten zurückgesetzt; der Unterträger bleibt bestehen. Solche Testbedingungen für Stereodecoder werden durch die Betriebseigenschaften der PLL-Schleife vorgegeben und sind notwendig, um eine zuverlässige Erfassung eines Stereosignals sicherzustellen. Es ist zu beachten, dass die Mikroschaltung elektrisch einer Versorgungsspannung von bis zu 8 V, einer komplexen Stereosignalspannung von bis zu 0,5 V und einem NF-Ausgangsstrom auf den Kanälen A und B von bis zu 5 ohne negative Folgen standhalten kann mA, aber der Betrieb des Stereodecoders in diesem Modus ist nicht garantiert. Um das Rauschen, insbesondere beim Empfang schwacher Sender, zu minimieren, empfiehlt es sich, am Eingang des Stereo-Decoders einen Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von 70...80 kHz einzuschalten (zumindest der einfachste passive R1C1, abgebildet). typischer Anschlussplan). Am effektivsten sind aktive Tiefpassfilter 2.-4. Ordnung. Durch die Unterdrückung von Rauschen und unerwünschten Out-of-Band-Signalen können Sie deren Umwandlung bei der Dekodierung in das Audiospektrum verhindern und so die maximal erreichbaren Rauschparameter erreichen. Da das Frequenzband des CSS viel breiter ist als das AF-Band (außerdem begrenzt durch einen Tiefpassfilter mit einer Zeitkonstanten tf = 50 μs, was 3,2 kHz entspricht), werden das zugehörige CSS und das Rauschen zusammen mit dekodiert Das Stereosignal fällt um 10...18 dB höher aus als bei monophonem Empfang. Beim Empfang von Signalen unterhalb des Pegels, bei dem das anfängliche Signal-Rausch-Verhältnis des Mono-Empfangs auf 48...40 dB sinkt, ist es daher erforderlich, den Stereo-Decoder dazu zu zwingen, in den „Mono“-Modus zu wechseln, um einen akzeptablen Klang aufrechtzuerhalten Qualität. Dazu sollten Sie das Feldstärkeanzeigesignal (Signalpegel) verwenden, das in den meisten Mikroschaltungen von Funkempfangsschaltungen verfügbar ist. Bei Verwendung eines Eingangsfilters verschlechtert sich die Kanaltrennung umso stärker, je höher die Ungleichmäßigkeit des Frequenzgangs und der Gruppenlaufzeit im CSS-Band von 20 Hz bis 53 kHz ist. Beim Arbeiten mit dem einfachsten Filter R1С1 (Abb. 3) verschlechtert sich die tatsächliche Kanaltrennung auf 24 dB für PM und auf bis zu 20 dB für PT. Darüber hinaus ist es notwendig, die Ungleichmäßigkeit des Frequenzgangs nicht nur im oberen (supratonalen Frequenzbereich), sondern auch im unteren Teil des Frequenzspektrums zu minimieren. Die bezüglich der Bandbreite zu großen Werte der Eingangsblockkondensatoren (C4 in Abb. 3) und Blockkondensatoren (C3) sind notwendig, um eine hohe Kanaltrennung zu gewährleisten. Der Ausgangssignalpegel wird durch die Reihenschaltung eines zusätzlichen Widerstands mit dem Kondensator C200 auf den Nennwert von 250...3 mVeff eingestellt. In diesem Fall variiert der Übertragungskoeffizient des Skalierungsverstärkers DA1 (Abb. 2) innerhalb von 1...5 gemäß der Formel: Kp=1+20/(5+Radd), wobei Radd der Widerstand in Kilo ist. Ohm des Zusatzwiderstandes. Die Elemente C8, R5 stellen die Frequenz der freien Schwingungen des VCO des PLL-Systems ein. Bei einer Zeitkonstante tf=R5C8=0,94 µs +1 % ist eine Frequenzanpassung normalerweise nicht erforderlich. Wenn die Genauigkeit der Werte dieser Elemente schlechter ist, wird empfohlen, den Widerstand R5 in Form einer Reihenschaltung aus einem Konstantwiderstand mit einem Widerstandswert von 4,3 kOhm und einem Wechselwiderstand mit einem Widerstandswert von 1 kOhm auszuführen. Beim Einstellen der Frequenz des VCO wird die Frequenz des Signals an Pin 7 der Mikroschaltung gesteuert. Die LED ist zu diesem Zeitpunkt ausgeschaltet und Pin 8 ist mit dem gemeinsamen Kabel verbunden. Die Frequenz des gesteuerten Signals sollte 62,5 kHz betragen. Der Kondensator C9 reduziert den Einfluss von Störungen auf die Frequenzstabilität und Phasenverzerrung des Signals etwas und kann bei Bedarf eliminiert werden. Bei Verwendung einer Stromquelle mit einer anderen Spannung als 6 V wird empfohlen, den Wert des Widerstands R5 entsprechend dem Diagramm der Abhängigkeit der VCO-Frequenzabweichung von der Versorgungsspannung anzupassen (Abb. 4).
Wert und Vorzeichen der Widerstandskorrektur (in Prozent) müssen gleich der Frequenzabweichung (in Prozent) an der entsprechenden Stelle im Diagramm sein. DUAL-STANDARD-STEREO-DECODER KR174XA51 Der erforderliche Wert der Zeitkonstante tph kann mit anderen Nennwerten der Elemente R3, C10, R4 erreicht werden. Man muss lediglich davon ausgehen, dass der Gesamtwiderstand R3+R4 im Bereich von 20...50 kOhm liegen sollte. Wenn der tHF-Fehler größer als 2 % ist, verschlechtert sich die Kanaltrennung im Polarmodulationsmodus bei NF unter 1 kHz, was für das Ohr subjektiv bis zu einem gewissen Grad nicht wahrnehmbar ist. Die Ungleichheit der Widerstandswerte der Widerstände R3, R4 hat praktisch keinen Einfluss auf die Ausgangsparameter, die bei der Auswahl von Nennwerten aus dem Standardbereich oder der Anpassung von tHF an den maximalen Abstand verwendet werden können. Der Kondensator C11 legt das Zeitintervall fest, in dem nacheinander das Vorhandensein eines Signals des einen oder anderen Kodierungsstandards überprüft wird. Der Dekodierungsstandard wird erzwungen, indem Pin 8 der Mikroschaltung mit dem gemeinsamen Kabel für die Polarmodulation und mit dem positiven Stromkabel für den Pilotton verbunden wird. Im automatischen Dekodiersystem-Erkennungsmodus können die hohen und niedrigen Spannungspegel an diesem Pin verwendet werden, um das ausgewählte Dekodierungssystem des empfangenen Signals anzuzeigen. Dazu ist es notwendig, eine hohe Eingangsimpedanz des Indikators sicherzustellen – mehr als 1 MOhm. Der Kondensator C2 legt die Integrationszeitkonstante des Amplitudendetektors fest. Eine Reduzierung kann in einem System mit Polarmodulation und fehlerhaften Bestimmungen des Stereosignals zu einer Verschlechterung der Kanaltrennung in AF führen, und eine Erhöhung kann zu einer Verlängerung der Identifikationszeit führen. Die Identifikationszeit wiederum sollte kürzer sein als das für die Identifikation vorgesehene Zeitintervall. Der Stereo-Decoder kann in den Mono-Modus gezwungen werden, indem Pin 18 über einen 68-kOhm-Widerstand mit Masse verbunden wird. In der Praxis ist es bequemer, diese Funktion mithilfe eines Knotens zu implementieren, dessen Diagramm in Abb. dargestellt ist. 5. Wenn die Ausgangsspannung des NF auf einen Wert von mehr als 250 mVeff eingestellt wird, sollte der Wert des Widerstands R2 verringert werden.
Die HL1-LED muss einen minimalen Vorwärtsspannungsabfall aufweisen. Hier eignen sich nur rote LEDs mit akzeptabler Helligkeit bei einem Strom von 0,5 mA. Andernfalls muss die LED über einen Pufferstromverstärker gemäß der Schaltung in Abb. eingeschaltet werden. 6. Dieselbe Pufferstufe kann zur Erzeugung eines logischen TTL/CMOS-Stereosignals verwendet werden. Es wird vom Kollektor des Transistors VT1 entfernt (Widerstand R2 sollte durch einen anderen mit einem Widerstand von 100 kOhm ersetzt werden). Das Vorhandensein des „Stereo“-Signals entspricht einem niedrigen logischen Pegel am Ausgang der Pufferstufe (am Kollektor des Transistors VT1).
Bei der Montage einer Mikroschaltung auf einer Platine sollten Sie die hohe Empfindlichkeit des Phasendetektors gegenüber Leckströmen berücksichtigen und vermeiden, die Pins 1 und 2 der Mikroschaltung mit Flussmittel zu füllen. Gute Ergebnisse werden hierbei durch die Verwendung eines Schutzrings aus einer Leiterbahn erzielt, der an Pin 3 angeschlossen wird. Der Ring sollte die Pins 1 und 2 sowie die Pins der Elemente R2, C5, C6 umgeben (Abb. 3). Um das von der Mikroschaltung ausgehende Rauschen zu minimieren, sollte sich außerdem der Filterkondensator C7 der Stromversorgung so nah wie möglich an seinen Pins 4 und 15 und die Elemente R5, C8, C9 an den Pins 4, 5 und 6 befinden. In Abb. Abbildung 7 zeigt die Abhängigkeit des minimalen Ausgangssignalpegels, bei dem der Stereodecoder in den Modus „Stereo“ wechselt, von der Versorgungsspannung für beide Decodierungsstandards. Die Ausgangsstrom-Spannungs-Kennlinie der Modusanzeige „Stereo“ (an Pin 7 des Stereo-Decoders) ist in Abb. dargestellt. 8. Hier, im Abschnitt Uind = 1,4...2 V, hat der am Ausgang fließende Strom mit einer Frequenz von 62,5/76 kHz eine Impulsform nahe einem Mäander. Bei einem weiteren Anstieg der Anzeigespannung nimmt die Amplitude der Stromimpulse ab und bei Uind = 2,2 V oder mehr wird der Anzeigestrom konstant und fließt.
Die Abhängigkeiten des nichtlinearen Klirrfaktors und des vom Stereodecoder aufgenommenen Stroms von der Versorgungsspannung sind in Abb. dargestellt. 9 bzw. 10.
Autor: S.Alenin, Moskau
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