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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Transceiver JA-93. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Zivile Funkkommunikation Die vom Autor dieses Transceivers angegebenen hohen Parameter können von einigen Lesern mit Skepsis aufgenommen werden. Die Transceiver-Schaltung lässt jedoch hoffen, dass diejenigen, die sie wiederholen, ein Gerät mit sehr guten Parametern erhalten werden. Zu einer Zeit zeigte ein Test während Vollzeit-KB-Wettbewerben mit anderthalb Dutzend Transceivern des gleichen Typs UW3DI, die von verschiedenen Funkamateuren hergestellt wurden, dass ihre Dynamikspreizung bis zu 30 dB erreicht. Letztendlich hängt also viel von der Erfahrung des Funkamateurs und seinen Fähigkeiten ab. Der den Lesern angebotene Transceiver ist für Telegrafen- und Telefonkommunikation mit Einseitenbandmodulation und Amateurbändern 1,9 ausgelegt; 3,5; 7, 14, 21 und 28 MHz. Bei der Entwicklung bestand die Aufgabe darin, ein modernes Gerät mit hohen technischen Eigenschaften zu schaffen, das gleichzeitig schaltungstechnisch relativ einfach ist und den Einsatz weit verbreiteter Funkkomponenten ermöglicht. Die besten, aber laut Autor, Amateurfunkentwicklungen wurden zusammen mit originellen Schaltungslösungen verwendet. Das Ergebnis ist ein Gerät mit folgenden technischen Eigenschaften:
Einige der Spezifikationen, wie Empfindlichkeit, Dynamikbereich, mögen übertrieben erscheinen, aber sie sind es wirklich. Für die Messungen haben wir einen Rauschgenerator an einer 2DZB-Lampe (1, 2) und das Gerät "Dynamics" [1] verwendet. Letzteres wurde modifiziert, um die spektrale Dichte des Nebenrauschens zu reduzieren und das Eindringen des Ausgangssignals unter Umgehung des Dämpfungsglieds auszuschließen . Der Transceiver besteht aus einer Schaltung mit zwei Frequenzumsetzungen. Die Wahl der Zwischenfrequenzen (5 MHz und 500 kHz) ergibt sich aus der Forderung nach Einfachheit bei der Realisierung selektiver Knoten, die gleichzeitig eine ausreichend hohe reale Selektivität bieten. Die Empfangs- und Sendepfade werden kombiniert. Üblich sind Bandpassfilter (BPF), ein Smooth Range Generator (GPA), Mischer, Quarz- und elektromechanische Filter und ein Block von Referenzfrequenzgeneratoren. Das Schaltbild des Transceivers ist in dargestellt Abbildung 1, Diagramme seiner einzelnen Knoten - in Abb. 2 - 16. Im Empfangsbetrieb wird das Signal vom Antenneneingang (Buchse XW1) durch das Dämpfungsglied A1 geleitet (siehe Bild 2) und PDF Z2 mit drei Schleifen (Bild 3) mit einer Verstärkung von 6 dB tritt in den ersten Mischer U1 ein (Bild 4)Hergestellt auf den Transistoren U1-VT1, U1-VT7, U1-VT8 [4]. Ein solcher Mischer hat einen niedrigen Rauschpegel, einen relativ großen Übertragungskoeffizienten und unterdrückt das Lokaloszillatorsignal am Ausgang um etwa 60 dB. Der Induktor U1-L5, der bei Betriebsfrequenzen einen großen Widerstand aufweist, ist im Quellkreis enthalten den Transistor U1-VT1 und erzeugt eine tiefe negative Rückkopplung. Bei Wechselstrom wird er durch den Kanalwiderstand des Transistors U1-VT7 (VT8) überbrückt. Die den ersten Gates dieser Transistoren zugeführte Lokaloszillatorspannung bewirkt eine Modulation der Rückkopplungstiefe, das heißt, sie verändert die Steigung der Übertragungskennlinie, ohne den Arbeitspunkt des Transistors U1-VT1 zu verschieben. Als Schlüssel in allen Mischern des Transceivers werden KP350A-Transistoren verwendet, die gute lineare Schalteigenschaften aufweisen und auch die Einführung von AGC durch die zweiten Gates ermöglichen, was die dynamischen Eigenschaften des Empfangsteils nicht verschlechtert. Die Mischverstärkung beträgt etwa 1. Die Intermodulationsdynamik in Höhe von 90...95 dB wird durch die Gesamtabstimmung des Transceivers erreicht, ein Pegel von 100 dB oder mehr ist nur durch sehr sorgfältige Abstimmung des U1 zu erreichen -L1C6C7 und U2-L1C2 Schaltungen (siehe Bild 5), und ohne die Verwendung von Ferrit-Interlineatoren, sowie eine sorgfältige Auswahl der Elemente der U1-R5VD1C1R3-Schaltung, die offenbar für die „Ausbalancierung“ des Mischers sorgt. Notendurchschnitt G1 (siehe Bild 6) an den Transistoren G1-VT1, G1-VT2 und U1-VT5, U1-VT6 hergestellt und erzeugt Schwingungen in den in der Tabelle angegebenen Frequenzbereichen. eines. Tabelle 1
Um diesen Knoten zu vereinfachen, wurden nur vier Relais für die Bereichsumschaltung verwendet, was natürlich zu einer nicht optimalen Ausdehnung einiger Bereiche führte. Für den Normalbetrieb des Mischers muss die GPA-Frequenz im 21- und 28-MHz-Band doppelt so hoch sein. Dieses Problem wird gelöst, indem der zweite Transistor (L11-VT7) in den angegebenen Bereichen eingeschaltet wird, wodurch der Mischer doppelt so oft schaltet, was einer Verdoppelung der GPA-Frequenz entspricht. Näheres dazu finden Sie in [5]. Um eine möglichst hohe Mischerverstärkung im 21- und 28-MHz-Band zu gewährleisten, verfügt der GPA über ein System zur starren Stabilisierung der Ausgangsspannungsamplitude (G1-VD4 und U1-VT5), außerdem ist es möglich, die Vorspannung stufenlos zu ändern Transistoren L11-VT7, U1-VT8 unter Verwendung von Trimmerwiderständen U1-R29. Vom Ausgang des Mischers am Transistor U1-VT1 geht die Spannung der ersten ZF (5 MHz) über die passende P-Schaltung U1-C6L1C7 zum Verstärker, der am Transistor U1-VT2 hergestellt wird, und wird um etwa 6 verstärkt dB und wird auf der Schaltung U2-L1C2 freigegeben, die mit dem Quarzfiltereingang U2-Z01 - U2-Z04 verbunden ist (Bild 5) mit einem Übertragungskoeffizienten von etwa 4 dB (aufgrund der Transformation von Widerständen). Vom Ausgang des Quarzfilters geht das Signal der ersten ZF zum zweiten Mischer, der auf den Transistoren U2-VT1, U2-VT3 und im Prinzip ähnlich dem Mischer auf den Transistoren U1-VT1, U1-VT7, U1-VT8 aufgebaut ist . Der Übertragungsfaktor dieses Mischers beträgt -15...20 dB. Das Referenzsignal mit einer Amplitude von 5 ... 7 V und einer Frequenz von 4,5 MHz wird dem zweiten Mischer aus zugeführt Generatorblock G2 (Abb. 7), hergestellt auf Mikroschaltungen G2-DD1 - G2-DD3 und Transistoren G2-VT1, G2-VT2 und Erzeugung von Schwingungen mit einer Frequenz von 4,5 MHz und 500 kHz. Letztere werden erhalten, indem die Frequenz des Hauptoszillators auf dem IC DD1 (13,5 MHz) zuerst durch 3 (G2-DD2) und dann durch weitere 9 (G2-DD3) geteilt wird. Kaskaden auf den Transistoren G2-VT1 und G2-VT2 sind Resonanzverstärker, die Signale mit guter Sinusform erzeugen. In den Kollektorkreisen dieser Transistoren sind Dioden G2-VD1, G2-VD2 enthalten, die es ermöglichen, zusammen mit den Ausgangsfiltern G40-L50C2 und G7-L8C2C9L10C2 Signale mit einer Amplitude von 4 ... zu erhalten beispielhafte Signale der erforderlichen Amplitude und Qualität. Das zweite ZF-Signal (500 kHz) passiert mit 6 dB gedämpft das elektromechanische Filter (EMF) U3-Z1 (Bild 8) und tritt in den Eingang eines Kaskodenverstärkers ein, der an den Transistoren U3-VT2, U3-VT3 hergestellt ist. Der Verstärker zeichnet sich durch ein geringes Eigenrauschen aus und bietet (vom EMF-Eingang) eine Signalverstärkung von 60 dB. Die zweiten Gates der Transistoren sowohl des zweiten Mischers als auch des Verstärkers der zweiten ZF werden mit einer AGC-Spannung von Block A5 versorgt. Die U3-VD1R4R3C11VT1-Schaltung bietet einen Selbsthörmodus während der Übertragung und eliminiert Schaltklicks. Vom Ausgang des zweiten ZF-Verstärkers wird das Signal dem Einseitenband-Signaldetektor zugeführt, der auf den Transistoren U3-VT4, U3-VT5 aufgebaut ist. Es unterscheidet sich von den bekannten durch einen großen Übertragungsfaktor (ca. 10 dB), niedrige Rausch- und Hintergrundpegel sowie eine große Überlastfähigkeit. Das Referenzsignal mit einer Frequenz von 500 kHz kommt vom Block G2. Vom Ausgang des Detektors wird das Signal den Eingängen des AGC-Knotens zugeführt A5 (Bild 9) und NF-Verstärker A6 (Bild 10). Beim Empfang von Telegrafensignalen wird der CW A6-Z1-Filter mit einer Bandbreite von etwa 300 Hz im NF-Pfad eingeschaltet, der am Operationsverstärker DA2, DA3 gemäß dem in [6] angegebenen Schema hergestellt wird. Auf Wunsch des Betreibers kann ein Niederfrequenz-Phasenschieber A6-L1R12C14C15 in den Pfad aufgenommen werden (Modus, der herkömmlicherweise als "Stereo" bezeichnet wird). Letzteres verschiebt die Signalphase um 90° bei einer Frequenz von 900 Hz, was die echte Selektivität aufgrund der selektiven Eigenschaften des menschlichen Ohrs verbessert und insbesondere im CW-Modus die Ermüdung des Bedieners zumindest verringert. Die angewandte Korrektur und die gewählte Verstärkung (ca. 30 dB) der A6-DA1-Mikroschaltung ermöglichten es, einen angenehmen "transparenten" Klang des Signals zu erhalten. Vom Ausgang des Detektors (U3) wird ein Signal, das niederfrequente und hochfrequente (500 kHz) Komponenten enthält, dem Eingang des Emitterfolgers A5-VT1 des AGC-Systems zugeführt, wonach es sich in zwei Kanäle verzweigt. Der Niederfrequenzkanal (A5-VT2, A5-VT3), der einen logarithmischen Verstärker (A5-VT3) enthält, gewährleistet den Betrieb des AGC und des S-Meters von 3 bis 7 Punkten der S-Skala.Das Fehlen von a Referenzfrequenz von 500 kHz am Ausgang des Spannungsdetektors ermöglichte es, das Signal IF für den Betrieb des Hochgeschwindigkeitskanals A5-VD1VD2VT6 zu verwenden. Die Kaskade an den Transistoren A5-VT6, A5-VT7 besteht aus zwei kombinierten Integratoren mit Zeiteinstellungskondensatoren A5-C11, A5-C12. Die Einführung des Transistors A5 VT6 ermöglichte es, die Eingangsimpedanz des Integrators erheblich zu erhöhen und folglich die Kapazität des Kondensators A5-C12 zu verringern, was wiederum ein schnelles Aufladen ermöglichte. Mit dem Auftreten eines Signals für die erste Periode der ZF-Spannung wird der Kondensator A5-C12 geladen und die Spannung an den Kollektoren der Transistoren A5-VT6, A5-VT7 fällt abrupt ab, was einer Abnahme der AGC-Spannung entspricht und folglich eine Verringerung der Gesamtverstärkung des Empfangspfads. Mit dem Aufkommen des NF-Signals (viel später) schließt der Transistor A5-VT4, wodurch die Zeitkonstante der AGC-Schaltung erhöht wird, so dass die Gesamtverstärkung des Empfängers zwischen einzelnen Sprachtönen konstant gehalten wird (7). Wenn das NF-Signal länger als 100 ms verschwindet, öffnet der Transistor A5-VT4 und der Kondensator A5-C12 entlädt sich schnell, wodurch die Empfindlichkeit des Empfängers in kurzer Zeit fast unmerklich für den Bediener wiederhergestellt wird. Der Hochgeschwindigkeitskanal gewährleistet den normalen Betrieb der AGC mit Eingangssignalen bis zu S9 + 80 dB. Um Impulsrauschen zu dämpfen, wird anstelle des Kondensators A5-C7 unter Verwendung des Relais A5-K2 A5-C8 eingeschaltet, wodurch die AGC-Erholzeit verkürzt wird. Der Transistor A5-VT5 deaktiviert die AGC im Sendemodus. Im Allgemeinen hat das beschriebene AGC-System die folgenden Eigenschaften: die Ladezeitkonstante der AGC-Schaltung bei einer abrupten Änderung des Eingangssignals beträgt nicht mehr als 0,2 ms, die Entladezeitkonstante beträgt nicht weniger als 25 s, die Erholungszeit von Die Empfindlichkeit des Empfängers bei Verlust des NF-Signals beträgt nicht mehr als 100 ms, ohne die oszillatorische Natur des Einrichtungsprozesses und mit einer geringen Nachwirkung von Impulsrauschen. Im Sendebetrieb wird das Originalsignal eingeformt Block A4 (siehe Abbildung 11), bestehend aus einem Operationsverstärker-Mikrofonverstärker A4-DA1, einem symmetrischen Modulator (A4-VD2, A4-VD3, A4-T1), einem DSB-Verstärker (A4-VT1) und einem kodierten Telegrafenoszillator (A4-VT2). Der Mikrofonverstärker hat eine Eingangsimpedanz, die der Impedanz der Signalquelle entspricht, wodurch hoch- und niederfrequente Störungen reduziert werden. Das auf einen Pegel von 3 ... 5 V verstärkte NF-Signal wird einem symmetrischen Modulator aus Varicaps A4-VD2, A4-VD3 zugeführt. Ein solcher Modulator zeichnet sich durch eine sehr geringe nichtlineare Verzerrung, große zulässige Eingangs- und Ausgangssignalpegel sowie die einfache Erzielung einer starken Trägerunterdrückung aus. Das erzeugte Zweibandsignal wird vom Transistor A4-VT1 verstärkt und dem EMF A4-Z1 zugeführt, wo das untere Seitenband herausgefiltert wird. Das Einseitenbandsignal wird im Mischer mit einer 4,5-MHz-Spannung aus dem G2-Block gemischt. Das Gesamtsignal mit einer Frequenz von 5 MHz und einer Amplitude von ca. 7 V wird der U2-L3C6-Schaltung zugeführt, wo es durch die Dioden U2-VD1, U2-VD2 auf einen Pegel von ca. 0,7 V begrenzt wird, wodurch das Signal komprimiert wird Dynamikbereich des SSB-Signals auf 20 dB. Der Quarzfilter U2-Z01 - U2-ZQ4 gibt dem Signal nach der angegebenen Begrenzung die nötige Reinheit und Qualität. Vom Filterausgang (genauer gesagt von einem Teil der U2-L1C2-Schaltung) gelangt das gefilterte Signal in den zweiten Mischer des Übertragungspfads (U1-VT3, U1-VT4, U1-VT7, U1-VT8), wo es sich befindet gemischt mit dem GPA-Signal G1. Die Kaskade an den Transistoren U1-VT3, U1-VT4 hat eine große stabile Verstärkung (etwa 40 dB) und verschlechtert gleichzeitig nicht den Dynamikbereich des Empfangspfads (im Empfangsmodus). Vom Mischerausgang gelangt das Signal in einen der PDF-Schaltkreise (Z2). Das gefilterte Signal wird durch einen Breitbandverstärker basierend auf den Transistoren A2-VT1, A2-VT2 verstärkt (siehe Bild 12) von 100 mV auf den Pegel von 7 ... 10 V, wonach es in den Eingang des Leistungsverstärkers (PA) A3 eintritt (Bild 13), wo es bei einer Last mit einem Widerstand von 25 Ohm auf bis zu 50 W verstärkt wird. Nach Passieren des Bandfilters MIND Z1 (Bild 14), tritt dieses Signal in das Dämpfungsglied A1 ein (Bild 2), und von dort zur Antenne. Die Schutzschaltungen des leistungsstarken A3-VT1-Transistors im PA ermöglichen nicht nur die Umschaltung der Reichweite im Sendebetrieb, sondern verhindern auch dessen Ausfall in anderen Extremsituationen. Die Überführung des Transceivers vom Sendemodus in den Empfangsmodus und umgekehrt erfolgt über die Transistorschalter des Schalters S1 (Bild 15)gesteuert durch die Kontakte eines im Pedal montierten Schalters. Transceiver-Stromversorgung U4 (siehe Abbildung 16) enthält einen Netztransformator T1, drei Vollweggleichrichter (U4-VD1, U4-VD6; U4-VD2, U4-VD5: U4-VD3, U4-VD4), einen +40-V-Spannungsregler an einem Transistor U4-VT1 - U4-VT3 und Stabilisatorspannungen + 15 und -15 V (der erste - auf dem U4-DA1-IC, der zweite - auf den U4-VT4-, U4-VT5-Transistoren). Alle Stabilisatoren sind gegen Stromüberlastung und Kurzschluss in der Last geschützt. Das Design des Transceivers ist Block. Details der Knoten Z2, U1 - U3, G2 sind auf Leiterplatten aus doppelseitiger Glasfaserfolie montiert (siehe Fig. 17 - 21). die Folie auf der Teileeinbauseite wird als gemeinsamer Schirmdraht verwendet. Um die Löcher für die Anschlussdrähte von Teilen, die nicht mit einem gemeinsamen Draht verbunden werden sollen, wird dieser durch Ansenken mit einem etwa doppelt so großen Bohrerdurchmesser entfernt. Die restlichen Knoten werden auf Platten aus einseitiger Glasfaserfolie montiert (siehe Abb. 22 - 31). Abbildung 17
Für PA-Filter (Z1) ist die Herstellung von zwei Platinen erforderlich (sie werden übereinander auf dem Transceiver-Chassis montiert; in Klammern in Abb. 31 sind die Positionsbezeichnungen der auf der zweiten Platine verbauten Elemente angegeben). Bei der Wiederholung des Entwurfs ist zu berücksichtigen, dass die Konturen der Leiterbahnen in den Zeichnungen aller Platinen, mit Ausnahme der Knoten Z1 und Z2, von der Seite der Teile dargestellt sind und daher auf die Rohlinge von übertragen werden müssen die Bretter spiegelbildlich. Die Kreuze an den Enden der Anschlüsse der Teile zeigen die Stellen an, an denen sie mit der Folie verlötet sind (an diesen Stellen gibt es keine Löcher), die schwarzen Punkte zeigen die Verbindung (Lötung) der Anschlüsse der Teile über der Platine an. Die gestrichelten Linien in den Abbildungen 19 und 20 zeigen die Konturen der Pads auf der Seite der Teileinstallation, verdickte gestrichelte Linien in Abbildung 21 - gedruckte Leiter auf der Seite der Teile und schließlich doppelt gestrichelte Linien in den Abbildungen 18 -21 - Abschirmungstrennwände (verzinntes Blech), an gemeinsame Drahtfolie angelötet. Der Kondensator C9 auf der Platine von Block A3 (siehe Abb. 23) besteht aus zwei Kondensatoren (C9' und C9") mit einer Kapazität von 0,047 Mikrofarad, C10 - aus drei (C10', C10" und C10'") mit einer Kapazität von 0,033 Mikrofarad. Montierte Knoten Z2, U1 - U3, Gl, G2 und eine digitale Waage sind in rechteckigen Schirmen aus 0,5 mm dickem verzinntem Blech angeordnet. Jeder von ihnen besteht aus zwei Teilen: einer Schale entsprechend den Abmessungen der Platte und einer Höhe von 35 mm und einer Abdeckung mit einem Flansch. Die Platine wird in einem Abstand von 8 mm von der dem Chassis zugewandten Kante der Schale installiert und entlang des gesamten Umfangs wird die Folie des gemeinsamen Drahtes (auf beiden Seiten) an ihre Wände gelötet. Gegenüber den Kontaktpad-Ausgängen der Knoten in den Seitenwänden müssen Löcher mit einem Durchmesser von 4 ... 5 mm zum Anschließen von Drähten vorgesehen werden. Das Design des PDF Z2-Knotens wiederholt fast vollständig das Design des entsprechenden Knotens des RA3AO ¦7-Transceivers. Die Wickeldaten der Spulen aller Knoten außer Z2 sind in Tabelle angegeben. 2 und PDF-Spulen - in der Tabelle. 3. Die Wicklungen des Transformators A4-T1 und die Spulen A4-L1, U1-L1, U2-L1 - U2-L3, U3-L1, U3-L2 sind auf einheitliche dreiteilige Rahmen gewickelt (Abb. 32). Spulen Z1-L1 - Z1-L6 - rahmenlos. Der Innendurchmesser der ersten drei von ihnen - 17, die zweiten drei - 21 mm, Wickellänge - 35 mm. Die Spule G1-L1 wird hergestellt, indem Kupfer in eine Spiralnut eines Keramikrahmens mit einem Durchmesser und einer Länge von 20 mm eingebrannt wird, die Länge der "Wicklung" beträgt 14 mm.
Das Gerät des Transformators A2-T2 ist in Abb. 33 dargestellt. 3. Zwei Sätze von 2000 von fünf Ferrit (7NN) Ringen der Größe K4x4x2 dienen jeweils als Magnetkreis. Die Ringe werden (mit BF-1-Kleber) auf die Segmente 4 eines Kupferrohrs mit einem Außendurchmesser von 2 mm aufgesetzt, woraufhin rechteckige Streifen 4 und 4 aus Glasfaserfolie mit Löchern entlang des Durchmessers der Rohre auf ihren Überstand gelegt werden Am Ende wird die Folie auf dem Streifen 2 in zwei Teile geteilt, in Streifen 4 wird es gelassen. Die Sekundärwicklung dieses Transformators wird nach dem Löten der Folie der Streifen an die Röhren erhalten (die an die Pads des Streifens 5 gelöteten Drähte werden mit dem PA verbunden). Die Sekundärwicklung XNUMX wird mit dem MGTF-Draht ausgeführt, der zweimal durch die Rohre geführt wird.
Die Wicklungen des AZ-T1-Transformators enthalten neun Windungen eines Bündels von drei MGTF-Drähten (neun Windungen werden mit sechs miteinander verdrillten Drähten gewickelt, und dann wird die Wicklung in zwei Teile geteilt - jeweils drei Drähte und in Reihe geschaltet). Die Wicklungen des Transformators U1-T1 werden gleichzeitig mit drei Drähten gewickelt, und einer von ihnen (der in den Kollektorkreis des Transistors U1-VT6 aufgenommen wird) wird zuvor von der Mitte abgegriffen. Die Spulen Z2-L1 - Z2-L18 sind auf PTFE-4-Rahmen gewickelt (siehe Abb. 34). Größe a zwischen Spulen Z2-L2 und Z2-L3, Z2-L14 und Z2-L15, Z2-L17 und Z2-L18 - 5...6 mm, zwischen Z2-L5 und Z2-L6, Z2-L8 und Z2- L9, Z2-L11 und Z2-L12 - 6...7 mm.
Alle Drosseln sind vereinheitlicht, Marke DM. Der Leistungstransformator T1 ist auf einen Ringmagnetkreis mit einem Querschnitt von 8,8 cm² aus Trafostahl gewickelt. Wicklung I enthält 800 Drahtwindungen PEV-2 0,65, Wicklung II -72+72+72+72 Windungen PEV-2 1,2. Die folgenden Arten von elektromagnetischen Relais werden zum Schalten von Stromkreisen verwendet: A1-K1 und Z1-K1 - Z1-K6 - RES48A (Pass RS4.590.413); A1-K2 – RES52 (RS4.555.020); A2-K1 und G1-K2 – C1-K&<- RES55A (RS4.569.606); Z2-K1 – Z2-K12, G1-K1, A5-K2, A6-K1, A6-K2, U1-K1 und U2-K1 – RES49 (4.569.421-00-01); A5-K1 -RES60 (PC4.569.436). Bereichsschalter - klein PM-11P1N, Arbeitstyp - PM-11P2N. Als Basis für die Konstruktion wurde das handliche Chassis des Transceivers Ural-84 [7] verwendet. Die Platzierung der Hauptkomponenten des Transceivers darin wird in Abbildung 35 (Draufsicht) und Abbildung 36 (Unteransicht) erläutert.
Zwischen den Seiten des Chassis in einer Höhe von 65 mm von der unteren Abdeckung ist ein Duraluminium-Subchassis mit Abmessungen von 225 x 150 mm befestigt, und in einer Höhe von 25 mm - ein weiteres Subchassis mit Abmessungen von 225 x 80 mm, auf dem Das A3-Node-Board und der T1-Leistungstransformator sind installiert. Die Transistoren A3-VT1, U3-VT2 und der U3-DA1-Chip sind auf einem gemeinsamen gerippten Kühlkörper installiert, der auch die Rückwand des Gehäuses darstellt. Einstellung; Senderstart mit Netzteil U4 (siehe Abb. 16). Zunächst wird mit einem Trimmerwiderstand U4-R5 eine Spannung von 40 V am Ausgang eingestellt und sich von deren Stabilität überzeugt, wenn der Laststrom auf 3A ansteigt (der Betriebsstrom der Schutzeinrichtung wird ggf. durch Anwählen verändert). der Widerstand U4-R7). Dann wird der Betrieb des +15-V-Spannungsreglers überprüft (er sollte praktisch unverändert bleiben, wenn der Laststrom auf 1 A ansteigt), wonach die Spannung mit einem Abstimmwiderstand U4-R12 auf -15 V eingestellt und stabil ist überprüft, wenn der Laststrom auf 0,1 A ansteigt. Als nächstes entfernen Sie den Frequenzgang des NF-Verstärkers mit einem CW-Filter (Fig. 10). Im SSB-Betrieb sollte es im Frequenzband 300...3000 Hz gleichmäßig sein. Im CW-Modus wird die Bandbreite mit einem Abstimmwiderstand A6-R13 auf 300 Hz bei einer mittleren Frequenz von 800 Hz eingeengt, und die Gesamtverstärkung in diesen beiden Modi wird mit einem Widerstand A6-R22 ausgeglichen. ZF-Verstärker 500 kHz (Bild 8) Abstimmung zusammen mit der EMF durch Anlegen der AGC-Spannung von +5 V. Durch Anschließen des EMF-Eingangs an das GSS und Einstellen der HF-Spannung am Ausgang des letzteren mit einer Frequenz von 500 kHz und einer Amplitude von 5 μV, Ändern der Kapazität der Abstimmkondensatoren U3-C20, U3-C2 und die Induktivität der Spulen U3-L2, U3-L1 sorgen dafür, dass die Signalspannung am Verstärkerausgang auf etwa 5 mV ansteigt. Ferner wird durch Auswahl des Widerstands U3-R4 die gewünschte Lautstärke des Selbsthörens im TX-Modus eingestellt, und der Kondensator U3-C11 ist die Verzögerung, die erforderlich ist, um Klicks in den Telefonen vollständig zu eliminieren, wenn der Transceiver vom TX-Modus auf umgeschaltet wird Empfang. Der Melder muss nicht justiert werden. Errichtung des Generatorblocks G2 (Bild 7) Beginnen Sie mit einem Master-Oszillator auf den Elementen des IS G2-DD1. Durch die Auswahl eines Widerstands G2-R3, eines Kondensators G2-C1 und einer Veränderung der Kapazität G2-C2 sorgen sie dafür, dass der Generator zuverlässig anläuft und stabil auf der Frequenz des Schwingquarzes G2-Z01 läuft. Dann wird durch Einstellen der Induktivität der Spule G2-L1 am Kondensator G4,5-C2 eine maximale Spannung von 8 MHz und an den Spulen G2-L2 eine maximale Spannung von 500 kHz am Kondensator G2-C10 erreicht. Durch Auswahl der Kondensatoren G2-C11 und U2-C10, U2-C11 (und ggf. der Induktivität U2-L4) erreichen sie eine Spannung von 2 MHz am Widerstand U6-R4,5 innerhalb von 3 ... 7 V. Durch Auswahl der Kondensatoren G2-C18, G2-C19 wird die gleiche Spannung mit einer Frequenz von 500 kHz am Widerstand U3-R21 und durch Auswahl der Elemente G2-L7, G2-C13 (im TX-Modus) und am Widerstand erreicht A4-R11. Quarzfiltereinheit U2 (Bild 5) Stimmen Sie ab, indem Sie die Frequenzen der Resonatoren U2-Z01, U2-Z02, U2-Z03 und U2-ZQ5 auf die erforderlichen Werte einstellen und ihre Resonanzfrequenzen durch eine bekannte Methode senken – durch Einreiben von Quarzplatten mit Lot. Dieser Vorgang muss sehr sorgfältig durchgeführt werden. Die Gleichmäßigkeit des Frequenzgangs des Quarzfilters im Frequenzband von 5000 ... 5003 kHz wird durch die Anpassung der Induktivität der Spulen U2-L1 - U2-L3 und die Unterdrückung von „Schwänzen außerhalb des Durchlassbereichs“ von mindestens erreicht -40 dB“ wird erreicht, indem kleine Kondensatoren parallel zu den Kapazitäten der Resonatoren U2-Z03, U2-Z04 geschaltet werden (in Abb. 5 ist der Kondensator C4 durch gestrichelte Linien dargestellt). PTD G1 einstellen (siehe Bild 6) Beginnen Sie damit, die Grenzen der Bereiche gemäß der Tabelle festzulegen. 1. Tun Sie dies, indem Sie die Kondensatoren G1-C6, G1-C8, G1-C9, G1-C11, G1-C12, G1-C14, G1-C15, G1-C17, G1-C21, G1-C22 auswählen (unter Berücksichtigung der erforderlichen TKE ) und Ändern der Kapazität der Trimmerkondensatoren G1-C7, G1-C10, G1-C13, G1-C16, G1-C23. Zuerst werden die Bänder 7 und 28 MHz verlegt. Ferner wird durch Ändern der Spannung an der Basis und Auswählen des Widerstands G1–R14 der Strom durch den Transistor eingestellt, bei dem das GPA-Signal nicht verzerrt wird. Im GPU-Treiber (Bild 4) Durch Auswahl der Elemente U1-C23, U1-C20, U1-R20 erreichen sie, dass sie an der Sekundärwicklung des Transformators T1 stabile Bereiche und innerhalb jedes von ihnen (beim Wiederaufbau des Kondensators G1-C24) eine HF-Spannung mit einer Amplitude von 3 erhalten ... 5 V, und durch Auswahl des Kondensators G1 -C18 im GPA selbst - den erforderlichen Bereich seiner Frequenzverstimmung. Knoten PDF Z2 (Bild 3) Abstimmen ab dem 1,9-MHz-Band. Durch Anschließen eines 50-Ohm-Ausgangs des Frequenzgangmessers (z. B Frequenzgangmesser, Änderung; die Kapazität von Trimmerkondensatoren und ggf. durch Auswahl von Kondensatoren mit konstanter Kapazität, die parallel zu ihnen geschaltet sind, sowie eine geringfügige Änderung; Abstände zwischen den Spulen erreichen einen gleichmäßigen Frequenzgang in jedem Bereich. Schalten Sie danach den Transceiver für den Empfang (RX) ein und legen Sie noch einmal die Einstellung aller Schaltkreise des Empfangspfads fest. Bei maximaler Verstärkung sollte die Empfindlichkeit vom Eingang des Transceivers mit einem Signal-Rausch-Verhältnis von 10 dB etwa 0,05 μV betragen. Um mögliche Fehler auszuschließen, ist es ratsam, während der Messungen einen Rauschgenerator an einer 2DZB-Lampe oder ähnlichem zu verwenden. In den Bereichen 21 und 28 MHz wird die maximale Empfindlichkeit durch Verschieben des Trimmerwiderstands U1-R29 erreicht. Der maximale Intermodulationsdynamikbereich (100 dB) wird durch die Anpassung der Schaltungen U1-L1C6C7 und U2-L1C2 sowie durch sorgfältige Auswahl der Elemente U1-R5, U1-VD1, U1-R3, U1-C1 erreicht. AGC-Knoten A5 (Bild 9) in dieser Reihenfolge einrichten. Durch Anlegen eines Signals mit einem Pegel von S3 bis S9-Punkten an den Eingang des Transceivers, durch Ändern des Widerstandswerts des abgestimmten Widerstands A5-R3, werden die S-Meter-Messwerte in der ersten Hälfte der Skala "gestapelt". Dann wird der Signalpegel schrittweise von S9 auf S9 + 80 dB erhöht und mit Hilfe eines abgestimmten Widerstands A5-R2 dasselbe in der zweiten Hälfte der Skala tun. Bei diesen Einstellungen wird der Widerstandswert des Widerstands A5-R20 im Emitterkreis des Transistors A5-VT7 ausgewählt. Wenn das Verhältnis der S-Meter-Messwerte in der ersten und zweiten Hälfte der Skala geändert werden muss, wählen Sie den Widerstand A5-R14. Als nächstes werden die Geschwindigkeitseigenschaften des AGC-Systems gemessen. Nachdem einer der Anschlüsse des Widerstands A5-R12 von der Platine gelötet und ein Oszilloskop an den Ausgang des Knotens (Pin 4) angeschlossen wurde, wird dem Eingang des Transceivers ein Signal mit einem Pegel von S9 + 80 dB zugeführt (sprungweise ) Die AGC-Spannung sollte vom Maximalwert (+ 5 V) auf den Minimalwert ( +0,1...0,3 V) nicht länger als 0,2...0,5 ms abfallen. Wenn das Eingangssignal entfernt wird, sollte es in etwa 5 Sekunden auf den ursprünglichen Pegel (+25 V) zurückkehren. Wenn der Widerstand A5-R12 vorhanden ist, sollte die Rücksetzzeit auf 100 ms sinken. Eine weitere Verringerung dieser Zeit (auf den optimalen Wert) wird erreicht, indem der Kondensator A5-C8 ausgewählt wird, wenn Impulsrauschen an den Eingang des Transceivers angelegt wird. Tabelle 2
Im Sendemodus (TX) beginnt die Abstimmung mit einem symmetrischen Modulator A4 (Bild 11). Zunächst erreichen die Trimmerwiderstände A4-R9 (grob), A4-R11 (fein) und der Trimmer des Trafos A4-T1 eine Unterdrückung des Referenzsignals um mindestens 50 ... 60 dB. Tabelle 3
Wenn Sie vor dem Mikrofon einen lauten Ton „a“ aussprechen, stellt ein Abstimmwiderstand A4-R16 die DSB-Spannung von etwa 4 ... 1 V am Drain des Transistors A8-VT10 ein. Im "Setting" -Modus wird der CW-Generator am A4-VT4-Transistor eingeschaltet und erzeugt Schwingungen mit einer Frequenz von 501 kHz. Durch Auswahl des Kondensators A4-C13 und Einstellen der Induktivität der Spule A4-L1 wird am Drain des Transistors A4-VT1 eine Spannung von 6 ... 8 V eingestellt und anschließend auf das Nennausgangssignal des Transceivers fokussiert. Die Spannung an der Schaltung U2-L3C6 sollte in diesem Modus (bei ausgeschalteten Dioden U2-VD1, U2-VD2) etwa 6 ... 8 V betragen und am Eingang des Treibers A4 (Pin 1) - 5 ... 6mV. Der erforderliche Drainstrom des Transistors A2-VT5 (100 mA) wird durch den Trimmerwiderstand A150-R2 eingestellt. Die Ausgangsspannung von Block A2 (an Pin 30) muss innerhalb von 2 ... 9 V liegen. Die erforderliche Betriebsart des Transistors A3-VT1 (Fig. 13) - Drain-Strom 150 mA - eingestellt mit Trimmerwiderstand A3-R4. Die durchschnittliche Signalspannung über die Reichweiten bei äquivalenter Last mit einem Widerstand von 50 Ohm an der Antennenbuchse des Transceivers sollte etwa 36 V betragen, was einer Ausgangsleistung von 25 W entspricht. Durch Bereiche wird die Ausgangsleistung durch die Auswahl des Widerstands A3-R2 und des Kondensators A2-C2 ausgeglichen. Wählen Sie ggf. die Induktivität (Verschieben oder Verschieben der Windungen) der Spulen Z1-L1 - Z1-L6. Abschließend wird durch Auswahl des Widerstands U4-R1 die Vorrichtung RA1 kalibriert (siehe Bild 1) so dass beim Arbeiten in der Luft sein Pfeil bei einem Strom von 2 A bis zum letzten Strich der Skala abweicht. Um eine Überlastung der Verstärkerstufen zu vermeiden, empfiehlt es sich, die Sendestrecke des Transceivers mit einem Zweitonsignal zu überprüfen. Der Autor dankt I. V. Tulaev (UA4HK) und V. A. Baranov (RZ4HN ex UA4HNZ) für ihre große Hilfe bei der Entwicklung des Transceivers. Literatur 1. Skrypnik V. A. Geräte zur Überwachung und Einstellung von Amateurfunkgeräten. - M.: Patriot, 1990. Autor: Gennady Bragin (RZ4HK ex UA4HKB), Chapaevsk, Region Samara; Veröffentlichung: N. Bolschakow, rf.atnn.ru
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