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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Spannungspolaritätswandler auf geschalteten Kondensatoren. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Funkamateur-Designer Der Artikel diskutiert Schaltungsoptionen für einen Spannungspolaritätswandler an geschalteten Kondensatoren mit zwei statt vier Schaltern. In Radio wurde ein Artikel [1] veröffentlicht, der die Funktionsprinzipien dieser auf vier Analogschaltern aufgebauten Wandler ausführlich beschreibt. Nachfolgend werden die Möglichkeiten zur Implementierung solcher Konverter auf zwei Switches aufgezeigt.
Das Funktionsprinzip des Wandlers an zwei elektronischen Schaltern wird durch das Diagramm in Abb. veranschaulicht. 1. Die Schalter S1 und S2 werden durch zwei gegenphasige Signale gesteuert. Wenn die „Kontakte“ des Schalters S1 geschlossen sind (und S2 offen ist), wird der Kondensator C1 von der Stromquelle über die Diode VD2 fast auf den Pegel Upit aufgeladen (wir vernachlässigen den Spannungsabfall Upr.d an der offenen Diode VD2). Wenn dann der Schalter „Kontakte“ mit S1 öffnet und S2 schließt, wird der Kondensator C1 über die Diode VD2 mit dem Kondensator C1 verbunden. Dadurch wird es auf den Kondensator C2 entladen. Die Spannung am Kondensator C2 steigt auf
und erreicht nach mehreren Schaltvorgängen den stationären Wert |-UBblx| ≈ Upit- 2Uppr.d, wenn wir den Widerstandswert rn des seriellen Entladekreises vernachlässigen. Somit ist die Ausgangsspannung des negativen Zweigs des Wandlers immer kleiner als die des positiven Zweigs. Ein praktischer Schaltkreis ist in Abb. dargestellt. 2. Der Konverter ist auf zwei Analogschaltern DA1.1, DA1.2 montiert. Den Eingängen der DE-Schalter werden gegenphasige Steuersignale zugeführt. Wenn der Schalter DA1.1 geschlossen ist, wird der Kondensator C1 über die Diode VD1 aufgeladen, der dann nach dem Öffnen des Schalters DA1.1 und dem Schließen von DA1.2 über die Diode VD2 zum Kondensator C2 usw. entladen wird. Die Lastkennlinie des Wandlers ist gleich Die Bedingungen sind fast die gleichen wie beim Prototyp. Es ist zu beachten, dass zur Gewährleistung einer starren Lastkennlinie die Kapazität der Kondensatoren C1 und C2 auf eine bestimmte Weise gewählt werden muss. Tatsache ist, dass der negative Lastzweig durch den Entladestrom des Kondensators C2 gespeist wird. Im stationären Zustand, in Phasen, in denen der Schalter DA1.2 geöffnet ist und kein Energiefluss zum Kondensator C2 erfolgt, sollte der Spannungsabfall -Uout die für die Last zulässige Amplitude des Wechselspannungsanteils (Welligkeit ΔU) nicht überschreiten, normalerweise nein mehr als 1 ... 2 % von Uout). Daher muss bei einem Tastverhältnis der Steuersignale gleich 2 und einer Schaltfrequenz f der Wert der Kapazität des Kondensators C2 die Bedingung erfüllen
Der Wert der Kapazität des Kondensators C1 muss so sein, dass er im Zustand des geschlossenen Zustands des Schalters DA1.2 nicht nur den erforderlichen Laststrom bei gleichzeitigem Spannungsanstieg |-Uout| liefert um ΔU verloren während der vorherigen Stufe, sondern auch zum Ausgleich der Spannungsverluste an den offenen p-n-Übergängen der Dioden VD1 und VD2 und dem aktiven Widerstand rn der seriellen Ladeschaltung des Kondensators C2. Offensichtlich muss die Kapazität des Kondensators C1 größer sein als die Kapazität des Kondensators C2. Da der relative Anteil der Verluste an den Dioden VD1, VD2 und dem Serienwiderstand rn umso größer ist, je niedriger die Ausgangs- oder Versorgungsspannung ist, empfiehlt es sich in der Praxis, die Kapazität des Kondensators C1 mindestens 2- und 1,3-mal größer als die Kapazität von zu wählen Kondensator C2 bei Spannung Upit, gleich 5 bzw. 15 V. Schottky-Dioden mit geringer Leistung und niedriger Spannung eignen sich am besten für den Wandler, insbesondere bei niedrigen Uout-Werten. Dies gilt auch für andere im Folgenden besprochene Konvertertypen. Es ist außerdem zu berücksichtigen, dass bei Up > 5...6 V bereits zu Beginn des Startvorgangs die Gefahr von Stromüberlastungen durch die Schalter besteht. Um Überlastungen zu reduzieren, sollte ein zusätzlicher strombegrenzender Widerstand R1 in Reihe mit dem Kondensator C1 geschaltet werden (in Abb. 2 durch eine gestrichelte Linie dargestellt). Beispielsweise beträgt bei Upit = 15 V der zulässige Strom durch den Schalter 20 mA und der Widerstand des geschlossenen Schalters 100 Ohm, der Wert des Widerstands R1 liegt im Bereich von 300...400 Ohm. In diesem Fall sollte die Kapazität des Kondensators C1 auf 1,5C2 erhöht werden. Die Stromfähigkeit des Wandlers kann erheblich verbessert werden, wenn als Schalter S1 und S2 zwei komplementäre Transistoren in Gegentaktschaltung verwendet werden (Abb. 3). Hier ist der Wert von rn sehr klein und die Verluste können vernachlässigt werden, und der zulässige Strom der Transistoren ist viel größer als der von Analogschaltern. Die Transistoren dieses Wandlers werden von einem gemeinsamen Signal gegenphasig gesteuert. Wenn der Generator dieses Signals auf TTL- oder CMOS-Mikroschaltungen aufgebaut ist, können die Stromkapazitäten des Transistors VT1 nicht vollständig genutzt werden, da der zulässige Hochpegel-Ausgangsstrom dieser Mikroschaltungen (abgehend) in der Regel deutlich geringer ist als der Kleinstrom (einfließend). Dieser Nachteil kann jedoch leicht behoben werden, indem beide Transistoren in pn-p-Struktur verwendet werden und ihre Basisschaltung mit zwei um 180 Grad phasenverschobenen Steuerimpulssequenzen gespeist wird. In diesem Fall sind zwei grundlegende Strombegrenzungswiderstände mit demselben Widerstandswert erforderlich. Der Wert dieser Widerstände wird unter Berücksichtigung der Spannung Upit, des maximal zulässigen Kollektorstroms (Ikmax) und des statischen Übertragungskoeffizienten des Basisstroms h21e bestimmt. Darüber hinaus gilt für die Schaltung in Abb. 3 ist es erforderlich, zusätzlich den Wert des zulässigen fließenden Stroms des Steuersignalgenerators zu berücksichtigen. Durch den richtig gewählten Wert der Basiswiderstände wird die Möglichkeit einer Stromüberlastung der Transistoren (insbesondere beim Start) sowie des Steuersignalgenerators (in allen Modi) ausgeschlossen. Dies ist der Vorteil von Transistorwandlern im Vergleich zu solchen, die auf Analogschaltern aufgebaut sind (siehe Abb. 2), bei denen der Schutz vor Überstrom durch die Verschlechterung der Lasteigenschaften durch Einführung eines strombegrenzenden Widerstands R1 erreicht wird. Da nun der Strom durch beide pnp-Transistoren begrenzt ist, kann bei der Ermittlung des maximal zulässigen Laststroms lH max mit dem maximalen Strom durch die angegebenen Transistoren gearbeitet werden:
Aufgrund der Fähigkeit von Schalttransistoren, im Sättigungsmodus zu arbeiten, ist es außerdem möglich, die Verluste des Entladekreises zu vernachlässigen und die Ausgangsspannung mit einer genaueren Beziehung auszudrücken: |-Uout| =Upit - 2Upr.d. Die Stromfähigkeit eines auf Komplementärtransistoren basierenden Wandlers (Abb. 3) lässt sich deutlich steigern, wenn der analoge Timer KR1006VI1 als Steuerimpulsgenerator gemäß einer der Schaltungen in [2] verwendet wird. Sie können das Stromsteuersignal auch mit einem Emitterfolger auf einem NPN-Transistor verstärken. Dann ist die Lastcharakteristik dieses Wandlers dieselbe wie bei einem mit pnp-Transistoren aufgebauten. Am interessantesten ist meiner Meinung nach die Möglichkeit, auf dem Timer KR1006VI1 einen Konverter aufzubauen (Abb. 4), der die Funktionen beider Schalter übernimmt. Der Timer ist nach der Schmitt-Trigger-Schaltung [2] angeschlossen. Einer der Timer-Ausgänge – Pin 3 – ermöglicht das Ein- und Ausfließen von Strömen bis zu 100 mA (pro Impuls – 200 mA). Zur Steuerung des Timers ist eine einzelne Folge von Impulsen geringer Leistung erforderlich, die an die kombinierten R- und S-Eingänge angelegt werden. Es ist kein strombegrenzender Widerstand erforderlich.
Durch die Einführung der Polarität von zwei Dioden in den Wandler wird es möglich, einen noch einfacheren Wandler zu bauen – mit nur einem Transistor (Abb. 5). Der Prototyp ist hier der Knoten gemäß dem Diagramm in Abb. 1, wo der Schalter S1 durch den Widerstand R1 und S2 durch den Transistor VT1 ersetzt ist. Wenn der Transistor geschlossen ist, wird der Kondensator C1 über den Widerstand R1 und die Diode VD1 aufgeladen, und sobald der Transistor öffnet, wird dieser Kondensator über die Diode VD2 zum Kondensator C2 entladen. Aufgrund seiner Einfachheit sind seine aktuellen Fähigkeiten aufgrund der geringen Effizienz auch sehr bescheiden. Wenn der Transistor VT1 geöffnet ist, fließt neben dem Entladestrom des Kondensators C1 auch ein nutzloser Strom von der Stromquelle, der Upit/R1 entspricht und deutlich größer als der Laststrom ist. Wenn der Wirkungsgrad jedoch kein entscheidender Faktor ist, kann dieser Wandler in Stromversorgungen mit geringer Leistung und Ausgangsströmen von bis zu mehreren Milliampere eingesetzt werden. Ein paar Worte zur optimalen Betriebsfrequenz der betrachteten Polaritätswandler. Aus der obigen Formel für die Kapazität C2 folgt, dass eine höhere Frequenz einer kleineren Kapazität entspricht, die zur Bereitstellung des erforderlichen Ausgangsstroms erforderlich ist. Die Grenzfrequenz wird hier maßgeblich durch die Frequenzcharakteristik der Elemente, vor allem Kondensatoren und Schalter, bestimmt. Optimal für Geräte gemäß dem Diagramm in Abb. 3 und 4, wo aufgrund der Möglichkeit, relativ große Laststromwerte zu erhalten, Oxidkondensatoren verwendet werden können, sollte die Frequenz im Bereich von 10...20 kHz liegen. Und bei leistungsschwächeren Wandlern mit analogen Schaltern kann die Frequenz durch Miniatur-Hochfrequenzkondensatoren auf fast 100 kHz erhöht werden. Die Obergrenze der Frequenz von Wandlern mit einem Schalter an zwei Transistoren wird auch dadurch begrenzt, dass aufgrund der unterschiedlichen Ein- und Ausschaltzeiten zwangsläufig ein Durchgangsstrom auftritt, dessen dynamische Verluste mit zunehmender Frequenz stark ansteigen . Daher hat die Verringerung der Kapazität der Kondensatoren C1 und C2 mit zunehmender Frequenz und die Umstellung auf Nichtoxidkondensatoren nicht immer einen positiven Effekt. Das Haupthindernis für die Erhöhung der Strombelastbarkeit auf den Nennstromwert der eingesetzten Schalter ist jedoch natürlich der Serienwiderstand rn der Lade- und Entladekreise. Ich glaube, dass es deshalb zu einem starken Abfall der Ausgangsspannung von Wandlern an analogen Schaltern (insbesondere bei vier Schaltern, wie in [1]) bei Stromwerten kommt, die deutlich niedriger sind, als die Schalter selbst zulassen. Diesbezüglich sind die Wandler im Diagramm in Abb. 3 und 4 schneiden im Vergleich zu RN mit fast zehnmal geringerem Widerstand gut ab. Zusammenfassend stellen wir fest, dass in Fällen, in denen das Tastverhältnis Q der Steuerimpulse mehr als zwei beträgt, der berechnete Wert der Kapazität der Kondensatoren C1 und C2 um den Faktor 0,5Q erhöht werden sollte. Literatur
Autor: E. Muradkhanyan, Jerewan, Armenien
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