|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Überlegungen zum Design von Verstärkern mit gemeinsamer Rückkopplung
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Funkamateur-Designer In letzter Zeit gab es wieder eine Welle von Diskussionen zu einem Thema, das man bedingt als „für“ oder „gegen“ Gegenkopplung bei Verstärkern bezeichnen kann. Leider enthalten diese Diskussionen selten rationale Argumente, während sie einen klaren Mangel an Wissen über die "kleinen Dinge" des Arbeitens und Entwerfens von Systemen mit FOS demonstrieren. Die Situation wird dadurch kompliziert, dass in den meisten Fällen als Begründung für Einwände gegen die Verwendung von Feedback Geräte angeführt werden, die sich tatsächlich als Beispiel für eine Analphabeten- oder erfolglose Verwendung herausstellen. Und dann wird in den schlimmsten Traditionen der Schullogik der Schluss gezogen: "Feedback ist schlecht!". Gleichzeitig scheinen Beispiele für die korrekte Verwendung von FOS immer seltener zu werden, was höchstwahrscheinlich darauf zurückzuführen ist, dass es praktisch keine moderne Literatur zu diesem Thema gibt. Aus diesem Grund erscheint es uns besonders sinnvoll, mehrere Materialien zu veröffentlichen, die sich wenig bekannten Merkmalen des Designs hochlinearer Verstärker mit Rückkopplung widmen. Denken Sie daran, dass der Hauptgrund für die Erfindung von Verstärkern mit NFB durch Harold Black im Jahr 1927 genau die Notwendigkeit war, die Linearität von Verstärkern zu erhöhen, die in Mehrkanal-Telefonkommunikationssystemen über ein Adernpaar verwendet werden. Das Problem war, dass die Linearitätsanforderungen dieser Verstärker mit zunehmender Kanalzahl sehr stark ansteigen. Dafür gibt es zwei Gründe. Der erste ist die Anzahl möglicher Intermodulationsprodukte, die stören. Der zweite Grund ist, dass mit einer Erhöhung der Signalbandbreite auch die Verluste in den Kabeln zunehmen, weshalb Verstärker in kürzerer Entfernung (und deren Frequenzgang stärker angepasst werden müssen) und auf 2500 km platziert werden müssen Route steigt ihre Zahl auf dreitausend. Da die Verzerrungsprodukte in der Kommunikationsleitung aufsummiert werden, sind die Anforderungen an jeden einzelnen Verstärker entsprechend strenger. Um zu verdeutlichen, wie hoch die Klasse dieser Geräte ist, stellen wir fest, dass Verstärker für Systeme mit 10800 Kanälen einen Intermodulationsverzerrungspegel dritter Ordnung am Ende des Durchlassbereichs (60 MHz) von nicht mehr als -120 ... - 126 dB und einem Differenztonwert von nicht mehr als -130...-135 dB. Die Intermodulationsverzerrung höherer Ordnung ist sogar noch geringer. Der Frequenzgang einer Strecke mit zwei- bis dreitausend (!) Verstärkern verändert sich im Laufe seiner Lebensdauer (ca. 30 Jahre Rund-um-die-Uhr-Betrieb) um nicht mehr als wenige Dezibel, hauptsächlich aufgrund der Kabelalterung. Nach den Maßstäben herkömmlicher Geräte ist das fantastisch, aber in Wirklichkeit ist es nur das Ergebnis des kompetenten Einsatzes von Umweltschutz. Das Problem der Erhöhung der Linearität von Verstärkern X. Black beschäftigt sich seit 1921 bei Bell Labs. Er war es, der fast alle bekannten Methoden der Verzerrungskompensation entwickelte, insbesondere die Verzerrungskorrektur durch die sogenannte Direktverbindung sowie die Verzerrung Kompensation durch Summieren eines verzerrten Ausgangssignals mit einem dedizierten gegenphasigen Verzerrungssignal . Diese Maßnahmen zeigten natürlich Wirkung, aber sie reichten nicht aus. Die kardinale Lösung des Linearitätsproblems war gerade die Erfindung von Verstärkern mit Rückkopplung und vor allem ihre korrekte praktische Umsetzung, die ohne die Schaffung einer geeigneten Theorie unmöglich war ("es gibt nichts Praktischeres als eine gute Theorie!") . Den ersten Schritt zum Aufbau der Theorie machte Harry Nyquist, der eine Methode fand, die noch vor dem Schließen der Rückkopplungsschleife zur Bestimmung der Stabilität verwendet wird, basierend auf der Art des Frequenzgangs und des Phasengangs eines offenen Systems (Nyquist-Hodograph) . Allerdings nicht alles so einfach. Trotz der Einfachheit und scheinbaren Offensichtlichkeit des Funktionsprinzips des FOS war es notwendig, eine sehr umfangreiche Feedback-Theorie zu erstellen, um wirklich die Vorteile zu erzielen, die mit seiner Verwendung erzielt werden können, die keineswegs darauf hinauslaufen, Stabilität zu gewährleisten ( fehlende Generation). Seine Konstruktion wurde praktisch erst 1945 von dem herausragenden amerikanischen Mathematiker niederländischer Herkunft Hendrik Wade Bode abgeschlossen [1]. Um die wahre Komplexität der Aufgaben zu verstehen, stellen wir fest, dass selbst Blacks erstes Patent für einen Verstärker mit Rückkopplung, das nicht alle Probleme beschreibt, den Umfang eines kleinen Buches hat – es umfasst 87 Seiten. Übrigens erhielt X. Black insgesamt 347 Patente, von denen sich ein erheblicher Teil speziell auf die Implementierung von Verstärkern mit OOS bezieht. Im Vergleich zu einem solchen Arbeitsvolumen sind all die Behauptungen moderner "Untergräber der Grundlagen", die nichts annähernd Gleichwertiges geschaffen haben und oft die Werke von Black, Nyquist und Bode noch nie gelesen (oder nicht verstanden) haben, wirken zumindest übermäßig selbstbewusst. Es geht also nicht um die Nutzung des OOS (in Wirklichkeit existiert es immer, nur nicht immer explizit), sondern darum, dass diese Nutzung kompetent ist und das gewünschte Ergebnis bringt. Worauf sollten Sie also bei der Entwicklung und Bewertung des Schaltungsdesigns von Verstärkern mit Rückkopplung achten? Zunächst erinnern wir an die Formel für den Übertragungskoeffizienten (Übertragungsfunktion) eines Rückkopplungssystems H(s) = K(s)/[1+b(s)K(s)] komplexe Zahlen und Funktionen erscheinen, nämlich:
Um korrekte Ergebnisse zu erhalten, muss nach den Regeln der komplexen Zahlenarithmetik [2] gerechnet werden, die selbst von Lehrbuchautoren oft vergessen wird. Beispielsweise werden bei einem Schleifenverstärkungs-Phasenwinkel nahe ±90°, ±270° die Amplituden-Nichtlinearitäten des ursprünglichen Verstärkers fast vollständig in Phasen umgewandelt (d. h. in parasitäre Phasenmodulation, wenn auch um |bK|-mal abgeschwächt). ). In diesem Fall verschwindet die parasitäre Amplitudenmodulation praktisch, und die Ergebnisse der Intermodulationsverzerrungsmessungen können 20 ... 30 dB optimistischer sein, als der Spektrumanalysator (und das Gehör im Fall von UMZCH) tatsächlich zeigt. Leider ist das bei den meisten OUs und vielen UMZCHs genau so. Ein gutes Beispiel ist der von Mark Alexander beschriebene Stromgegenkopplungsverstärker [3]. Der reale Pegel der Intermodulationsverzerrung (in der englischen Abkürzung - IMD) dieses Verstärkers bei einem Zweitonsignal mit Frequenzen von 14 und 15 kHz beträgt laut Spektrumanalysator ungefähr 0,01%, was gut mit dem Diagramm der Harmonischen übereinstimmt Verzerrung über der Frequenz (ungefähr 0,007 % bei einer Frequenz von 15 kHz). Wenn die Intermodulationsverzerrung dieses Verstärkers mit der Standardmethode (nur Amplitudenmodulation) gemessen wird, sind die resultierenden IMD-Werte viel niedriger. Bei einer Frequenz von 7 kHz erhalten wir nur vernachlässigbare 0,0002 % und bei 15 kHz - etwa 0,0015 %, was deutlich unter den tatsächlichen Werten liegt (etwa 0,005 bzw. 0,01 %). Dieser Effekt wurde auch von Matti Otala [4] am Rande erwähnt. Nächster Augenblick. Es ist wichtig zu verstehen, dass der FOS den absoluten Wert der Verzerrungs- und Rauschprodukte, die zum Eingang gebracht werden, im Vergleich zu der Situation, in der die FOS-Schleife offen ist und die Signalpegel am Ausgang in beiden Fällen gleich sind, nicht reduzieren kann. Bei ausreichend hohen Frequenzen fällt die Verstärkung jedes Verstärkers ab; als Folge erhöht sich auch das Differenzsignal im rückgekoppelten Verstärker. Daher zeigen im Bereich höherer Frequenzen die Eingangs- und Folgestufen zwangsläufig ihre Nichtlinearität, da die Erhöhung des Differenzsignals bei einem rückgekoppelten Verstärker aufgrund der Phasenverschiebung den Eingangswert nahezu verdoppeln kann [5]. . Wir stellen auch fest, dass bei einer geschlossenen Rückkopplungsschleife Verzerrungsprodukte, insbesondere höherer Ordnung, wie die "Zähne" beim Schalten der Arme der Ausgangsstufe, hochfrequenten Eingangssignalen ähnlich sind und der Eingangstiefpassfilter dies nicht kann hier helfen. Um eine katastrophale Erweiterung des Spektrums von Intermodulationsverzerrungen mit der Einführung von FOS zu verhindern, ist es daher höchst wünschenswert, einen schnelleren Abfall der Einhüllenden des Spektrums von Verzerrungsprodukten ohne FOS als die Abfallrate von bereitzustellen Loop-Verstärkung. Diese Bedingung ist leider nicht nur wenig bekannt (Bode deutet sie nur an, weil sie naheliegend ist), sondern ist auch äußerst selten erfüllt. Aus dem gleichen Grund sollte die zur Stabilität eingeführte Frequenzkorrektur nicht zu einer Verschlechterung der Linearität des Verstärkers über den gesamten Frequenzbereich bis zur Einheitsverstärkungsfrequenz und noch etwas darüber hinaus führen. Der naheliegendste Weg, dies zu erreichen, besteht darin, eine Korrektur so durchzuführen, dass der Wert des Eingangssignals direkt reduziert wird, wie dies bei dem berühmten M. Otala-Verstärker (Abb. 1) der Fall war. Beachten Sie, dass das "Löschen" des Differenzsignals am Eingang durch die hier verwendete R6C1-Kette ein viel besseres Ergebnis liefert als die Vorlagenfrequenzkorrekturschaltung des Operationsverstärkertyps, obwohl in den Emitterschaltungen Differenzstufen von Boost-Kondensatoren vorhanden sind C2, C4, C6, die die dynamische Nichtlinearität stark erhöhen.
Das Vorstehende erklärt die Erwünschtheit eines großen Linearitätsspielraums in Stufen, die denen vorangehen, in denen der Hauptabfall des Frequenzgangs gebildet wird - bei Verstärkern mit Rückkopplung ist dies vor allem erforderlich, um eine signifikante Erweiterung des Spektrums von Verzerrungsprodukten zu verhindern . Um die Linearität der Eingangsstufen zu erhöhen, wird oft empfohlen, in ihnen Feldeffekttransistoren zu verwenden, diese Empfehlung ist jedoch nur sinnvoll, wenn diskrete Feldeffekttransistoren mit einer hohen Grenzspannung (mehr als 5 V) verwendet werden. und Einstellung des entsprechenden Modus (etwa die Hälfte des Anfangsstroms, jedoch Verstärkung einer solchen Stufe klein). Verstärkende Kaskaden an Bipolartransistoren mit Einführung einer lokalen Rückkopplung, die dieselbe effektive Transkonduktanz bieten und mit demselben Strom wie Kaskaden an Feldeffekttransistoren arbeiten, bieten aufgrund eines besseren Verhältnisses der Durchgangskapazität immer eine deutlich bessere Linearität, insbesondere bei hohen Frequenzen zur Steilheit [6 ]. Die Verwendung von Standard-Operationsverstärkern mit einem "Feld" -Eingang, bei dem die Eingangstransistoren in einem Modus arbeiten, der ungefähr 0,6 ... beträgt, bei dem nicht mehr als 0,7 ... 0,1 V an den Emitterwiderständen abfallen. Bei Operationsverstärkern mit "bipolarem" Eingang beträgt der Spannungsabfall an den Emitterwiderständen normalerweise nicht weniger als 0,2 ... 300 mV, sodass die Linearität ihrer Eingangsstufen höher und ihre Eingangskapazität geringer ist. Aus diesen Gründen werden Hochgeschwindigkeits-Operationsverstärker mit hoher Linearität und Feldeingang (wie der OPA500 und AD655) typischerweise als Kombination von Bipolartransistorstufen mit Eingangsquellenfolgern gebaut. Um die Linearität der Eingangsstufen zu erhöhen, ist es am effektivsten, eine lokale frequenzabhängige Rückkopplung zu verwenden, die gleichzeitig für die notwendige Verringerung des Frequenzgangs und die Erhöhung der Linearität sorgt (z. B. mit Induktivitäten in den Emitterkreisen der Eingangsstufen). [7]). Frequenzabhängiges lokales NOS ermöglicht es, den Tiefenverlust des gesamten OOS im Betriebsfrequenzband zu reduzieren; Es ist sowohl in Spannungsverstärkungsstufen (z. B. in Operationsverstärkern LM101, LM318, NE5534 [8]) als auch in Ausgangsstufen (z. B. in Operationsverstärkern OP275, LM12 und in UMZCH TDA729x- und LM3876/3886-Mikroschaltungen) anwendbar. . Daher muss bei der Entwicklung eines Verstärkers mit Rückkopplung auf eine akzeptable (zumindest nicht schlechter als einige Prozent) Linearität und eine bessere Stabilität der Kennlinie ohne Rückkopplung gerade in dem Frequenzbereich geachtet werden, in dem die Schleifenverstärkung klein ist, und nicht bei niedrigen Frequenzen , wo die Schleifenverstärkung hoch ist. Eine Reihe von Maßnahmen zur Verbesserung der Linearität bei niedrigen und mittleren Frequenzen (z. B. die Einführung des sogenannten Tracking-Links in einem Kaskodenverstärker) führt gleichzeitig zu einer Verschlechterung der Stabilität der Eigenschaften und (oder) einer Abnahme in der Linearität bei HF. Daher ist ihre Einführung in Verstärker mit Rückkopplung unpraktisch. Im Fall der Verwendung von lokalem OOS ist es, um gute Ergebnisse zu erzielen, notwendig, ihre Frequenzeigenschaften zu optimieren, da jeder von ihnen nicht nur die Linearität dieser Kaskade erhöht, sondern auch die Schleifenverstärkung in der allgemeinen OOS-Schaltung verringert. Diese Aufgabe ist nicht trivial, man kann auf eine sehr genaue Computermodellierung und -optimierung nicht verzichten. Als Regel in erster Näherung können wir davon ausgehen, dass nahe der optimalen Variante diejenige liegt, bei der der Beitrag aller Stufen zur resultierenden Verzerrung des Verstärkers bei OOS (bei geschlossener OOS-Schleife!) annähernd gleich ist. Darüber hinaus ist es für Verstärker mit gemeinsamer Rückkopplung von entscheidender Bedeutung, dass es keine dynamischen Tracking-Einbrüche in der Rückkopplungsschleife gibt. Dies bedeutet, dass dynamische Nichtlinearitäten nicht akzeptabel sind, was zu abrupten Änderungen der Kennlinie führt, beispielsweise durch Sperren oder Sättigung (Quasi-Sättigung) von Transistoren oder durch das Auftreten von Gitterströmen in Lampen, wenn ein Signal durch a angelegt wird Koppelkondensator. Wenn solche Phänomene aus irgendeinem Grund nicht ausgeschlossen werden können, müssen Maßnahmen ergriffen werden, um ihren Einfluss in Frequenzbereichen zu nivellieren, in denen die Schleifenverstärkung gering ist (insbesondere im Frequenzbereich mit Einheitsverstärkung), z. B. durch lokalen Umweltschutz. Ein hervorragendes Beispiel ist die Gegentakt-Ausgangsstufe NE5534 [8], die auf Transistoren gleicher Leitfähigkeitsstruktur basiert. Es scheint, dass die Kaskade sehr nichtlinear ist: Die obere Schulter ist ein Emitterfolger, die untere ist ein Transistor mit einem gemeinsamen Emitter. Trotzdem fehlen aufgrund der zunehmenden Tiefe des lokalen FOS mit der Häufigkeit sogar Spuren von "Stufen" im Betriebssystem (natürlich vorausgesetzt, dass die Platine korrekt geroutet ist). Daher stellt sich heraus, dass die Hauptverzerrungsquelle in diesem Verstärker meistens genau die Überlastung der Eingangsstufe ist, die (um das Rauschen zu minimieren) keine Emitterwiderstände enthält! Wie dem auch sei, dieser Operationsverstärker hat selbst bei einer Verstärkung mit einem NFB von 40 dB (P = 0,01) keine Erhöhung der Verzerrung im Audiofrequenzband, wenn die Tiefe des gesamten NFB bei 20 kHz dies nicht tut 30dB überschreiten. Verzerrungen überschreiten dabei nicht 0,005 % (und das bei einem Ausgangssignalhub von 20 V von Spitze zu Spitze), und ihr Spektrum wird praktisch durch die dritte Harmonische begrenzt. Gleichzeitig hat das Anschließen einer Last bis zu 500 Ohm fast keinen Einfluss auf die Verzerrung. Von den anderen Schaltungsfehlern ist die dynamische Hysterese (die von den meisten Schaltungen erzeugt wird, die für das "sanfte" Schalten der Schultern von Gegentakt-Ausgangsstufen ausgelegt sind) besonders gefährlich, ebenso wie die "zentrale Abschaltung", die bei hohen Frequenzen auftritt - ein Schritt ( eine Standardkrankheit von Endstufen an Verbundtransistoren nach dem Shiklai-Schema oder auf Basis des "parallelen" Verstärkers). Diese Defekte sind stabilitätstechnisch gleichbedeutend mit dem Auftreten einer zusätzlichen Phasenverschiebung, die bis zu 80° ... 100° reicht. In einer Reihe von Operationsverstärkern und einigen Modellen leistungsstarker Verstärker werden zur Überwindung dieser Mängel Schaltungen verwendet, die nichtlineare Elemente in HF (Mehrkanal-OS) umgehen. Die Frage der Wahl des Frequenzgangtyps der Schleifenverstärkung wird in der klassischen Literatur recht gut behandelt, zB in [1]. Die Wahl der optimalen Anzahl von Verstärkungsstufen unter Berücksichtigung ihrer Relativgeschwindigkeit und das Design von Systemen mit Mehrkanal-FOS werden ausführlich in [9] betrachtet, so dass wir im Folgenden nur kurz darauf eingehen. Da der „langsamste“ UMZCH-Knoten meistens eine leistungsstarke Ausgangsstufe ist, ist die optimale Anzahl von Kaskaden im UMZCH unter dem Gesichtspunkt der Linearität und Rückkopplungstiefe sicherlich nicht weniger als drei (wie Bode feststellte, bei ungefähr gleicher Geschwindigkeit von der Kaskaden ist ein dreistufiger Verstärker optimal). Im Fall der Korrektur mit Schaltungen, die die Kaskaden auf der HF umgehen, ist die Anzahl der Kaskaden nur durch die Komplikation des Geräts begrenzt. Die von einigen Autoren propagierte Aufteilung der allgemeinen FOS-Schleife in mehrere Teilnehmeranschlüsse ist trotz der Vereinfachung des Designs nicht zielführend. Die Überdeckung durch "lokale" Rückkopplung von mehr als einer Stufe im Verstärker, wie Bode gezeigt hat, führt zum Verlust der potentiell erreichbaren Linearität. Beispielsweise haben zwei in Reihe geschaltete Kaskaden mit einer lokalen NFB von jeweils 30 dB eine offensichtlich schlechtere Linearität als die gleichen zwei Kaskaden, die von einer Gesamt-NFB von 60 dB im selben Frequenzband abgedeckt werden. Natürlich gibt es einige Ausnahmen von dieser Regel. Für die Gestaltung des Frequenzgangs der Schleifenverstärkung ist es also sinnvoll, frequenzabhängige lokale OOS zu verwenden, wenn sie im Bereich der Arbeitsfrequenzen des Verstärkers praktisch abgeschaltet sind und die erreichbare Tiefe nicht verringern total OOS. Ein weiteres Beispiel ist, dass in Mikrowellenverstärkern, die aus diskreten Komponenten hergestellt sind, die durch aktive Elemente und passive Schaltungen eingeführte übermäßige Phasenverschiebung die natürliche zu überschreiten beginnt, die durch den Abfall des Frequenzgangs bestimmt wird, und die erreichbare Tiefe des gesamten OOS gering ist. In diesem Fall ist es praktischer, anstelle eines allgemeinen FOS Ketten von miteinander verflochtenen lokalen FOS zu verwenden. Der Phasenstabilitätsabstand bei hohen Frequenzen für UMZCH sollte nicht kleiner als 20 ° ... 25 ° gewählt werden (niedriger - unzuverlässig) und es ist unrentabel, ihn über 50 ° ... 70 ° zu erhöhen (merkliche Verluste im Verstärkungsbereich, d.h. in Geschwindigkeit und Tiefe des OOS). Um die OOS-Tiefe im Betriebsfrequenzband zu erhöhen, empfiehlt es sich, eine Loop-Verstärkungssektion mit einer Steilheit von etwa 12 dB pro Oktave in den Frequenzgang einzubauen. Noch besser ist es, den Frequenzgang einer Loop-Verstärkung wie Bode-Schnitt oder Nyquist-stabil (mit einer Phasenverschiebung jenseits von 180°) zu formen, allerdings ist deren korrekte Umsetzung ziemlich kompliziert und daher nicht immer gerechtfertigt. Aus diesem Grund werden UMZCH mit Nyquist-Schleifen-Verstärkungsfrequenzgang, soweit bekannt, nicht in Massenproduktion hergestellt. Die in der Literatur beschriebenen Designs haben erhebliche Betriebsbeschränkungen (insbesondere die Unzulässigkeit von Hochfrequenzsignalen, die in den Eingang gelangen, schlechte Ausgangsspannungsbegrenzung). Das Entfernen dieser Beschränkungen ist möglich, aber umständlich. Ein weiterer oft übersehener sehr wichtiger Machbarkeitsfaktor ist die Gestaltung der Kaskaden, die von Rückkopplungen abgedeckt werden. Es sollte sicherstellen, dass es beim Abklingen des Frequenzgangs und jenseits des Durchlassbereichs keine parasitären Resonanzspitzen gibt, die dazu zwingen, die Geschwindigkeit des gesamten Verstärkers künstlich zu verringern, um die Stabilität zu gewährleisten (siehe die Beispiele des Frequenzgangs von Open- Schleifenrückkopplungsverstärker, die in Fig. 2 gezeigt sind). Das Vorhandensein parasitärer Spitzen im Frequenzgang reduziert die ohne Selbsterregung erreichbare Tiefe des OOS stark. Kurve 1 demonstriert die Möglichkeit, einen großen (10 dB) Stabilitätsspielraum bei einer Einheitsverstärkungsfrequenz von etwa 2 MHz bereitzustellen. Die Tiefe des OOS bei 20 kHz beträgt mindestens 40 dB. Kurve 2 hat eine parasitäre Spitze, deren Qualitätsfaktor ungefähr 20 beträgt (tatsächlich kann es mehr sein). Damit ein Verstärker mit einem solchen Frequenzgang nicht angeregt wird (mit einem Stabilitätsspielraum von nur 2 ... 3 dB), müssen die Schleifenverstärkung und die Rückkopplungsbandbreite eines solchen Verstärkers um den Faktor 20 reduziert werden verglichen mit Kurve 1, und die Frequenz der wahrscheinlichen Selbsterregung wird hundertmal höher sein als die nominelle Einheitsverstärkungsfrequenz!
Um einen kurzen Überblick zusammenzufassen, stellen wir fest, dass jedes Design eine Reihe von Kompromissen ist, daher ist es sehr wichtig, dass die angewandten Lösungen miteinander verbunden sind und das Design ein einziges Ganzes ist. Im Hinblick auf UMZCH gibt es beispielsweise keinen besonderen Grund, im Audiofrequenzband gezielt eine Rückkopplungstiefe über 80 ... 90 dB zu erreichen, da die Hauptquelle für Verzerrungsprodukte in diesem Fall nicht mehr aktive Elemente sein werden. sondern konstruktive, z. B. Störungen durch Gegentaktendstufen. Es ist klar, dass es in einem solchen Fall wichtiger ist, das Design sorgfältig zu verfeinern, wie es bei einem der Entwürfe des Autors [10] oder bei ausländischen Verstärkern der Marken Halcro und Dynamic Precision geschieht. Literatur
Autor: S. Ageev, Moskau; Veröffentlichung: radioradar.net
Alkoholgehalt von warmem Bier
07.05.2024 Hauptrisikofaktor für Spielsucht
07.05.2024 Verkehrslärm verzögert das Wachstum der Küken
06.05.2024
▪ Kabellose Übertragung optischer Kommunikation über große Entfernungen ▪ Fallschutz für Ihr Smartphone ▪ Quantenpunkt-Fotosensoren übertreffen CMOS-Sensoren ▪ Powerbank SuperCam mit Videoüberwachungsfunktion
▪ Abschnitt der Website, Spionagematerial. Artikelauswahl ▪ Artikel Sozialer Schutz verletzter Arbeitnehmer. Verzeichnis ▪ Artikel Wer hat das Spektiv erfunden? Ausführliche Antwort ▪ Callistemon-Artikel. Legenden, Kultivierung, Anwendungsmethoden
Startseite | Bibliothek | Artikel | Sitemap | Site-Überprüfungen
www.diagramm.com.ua |
Siehe andere Artikel Abschnitt 
Neueste Nachrichten aus Wissenschaft und Technik, neue Elektronik:
Alle Sprachen dieser Seite