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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Eine vollständige Beschreibung des Schemas von 200-Watt-PC-Netzteilen. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Netzteile Hier finden Sie eine vollständige Beschreibung des Schaltplans für eines der 200-Watt-Schaltnetzteile (PS6220C, hergestellt in Taiwan).
Die Netzwechselspannung wird über den Netzschalter PWR SW über die 101A-Netzsicherung F4, die aus den Elementen C101, R101, L101, C104, C103, C102 und den Drosseln L102, L103 gebildeten Störunterdrückungsfilter zugeführt:
Vom Anschluss JP1 wird die AC-Netzspannung zugeführt an:
Am Ausgang des Gleichrichters VR1 sind die Glättungskapazitäten der Filter C1, C2 eingeschaltet. Der THR-Thermistor begrenzt den anfänglichen Einschaltladestrom dieser Kondensatoren. Der 115V/230V-Schalter SW ermöglicht die Stromversorgung der USV sowohl über das 220-240V-Netz als auch über das 110/127V-Netz. Hochohmige Widerstände R1, R2 und Shunt-Kondensatoren C1, C2 sind Baluns (gleichen die Spannungen an C1 und C2 aus) und sorgen auch für die Entladung dieser Kondensatoren, nachdem die USV vom Netz getrennt wurde. Das Ergebnis des Betriebs der Eingangskreise ist das Auftreten der gleichgerichteten Spannung des Gleichspannungsnetzes Uep von +310 V mit einigen Welligkeiten auf dem Bus. Diese USV verwendet eine Startschaltung mit erzwungener (externer) Erregung, die auf einem speziellen Starttransformator T1 implementiert ist, an dessen Sekundärwicklung nach dem Anschluss der USV an das Netzwerk eine Wechselspannung mit der Frequenz auftritt Versorgungsnetz. Diese Spannung wird durch Dioden D25, D26 gleichgerichtet, die mit der Sekundärwicklung T1 eine Vollweg-Gleichrichterschaltung mit Mittelpunkt bilden. C30 ist die Glättungskapazität des Filters, an der eine konstante Spannung erzeugt wird, die zur Stromversorgung des Steuerchips U4 verwendet wird. Der TL494 IC wird in dieser USV traditionell als Steuerchip verwendet. An Klemme 30 U12 liegt die Versorgungsspannung vom Kondensator C4 an. Dadurch erscheint an Pin 14 von U4 die Ausgangsspannung der internen Referenzquelle Uref = -5 V, der interne Sägezahnspannungsgenerator der Mikroschaltung startet und an den Pins 8 und 11 erscheinen Steuerspannungen, die Folgen von Rechteckimpulsen sind mit negativen Vorderflanken, um eine halbe Periode gegeneinander verschoben. Die Elemente C29, R50, verbunden mit den Pins 5 und 6 des U4-Chips, bestimmen die Frequenz der vom internen Chipgenerator erzeugten Sägezahnspannung. Die Anpassungsstufe dieser USV erfolgt nach einer Transistorschaltung mit separater Steuerung. Die Versorgungsspannung vom Kondensator C30 wird den Mittelpunkten der Primärwicklungen der Steuertransformatoren T2, T3 zugeführt. Die Ausgangstransistoren des IC U4 übernehmen die Funktionen der Anpassungsstufentransistoren und sind gemäß der OE-Schaltung angeschlossen. Die Emitter beider Transistoren (Pins 9 und 10 der Mikroschaltung) sind mit dem „Körper“ verbunden. Die Kollektorlasten dieser Transistoren sind die primären Halbwicklungen der Steuertransformatoren T2, T3, verbunden mit den Anschlüssen 8, 11 der Mikroschaltung U4 (offene Kollektoren der Ausgangstransistoren). Die anderen Hälften der Primärwicklungen T2, T3 mit den daran angeschlossenen Dioden D22, D23 bilden die Entmagnetisierungskreise der Kerne dieser Transformatoren. Die Transformatoren T2, T3 steuern die leistungsstarken Transistoren des Halbbrückenwechselrichters. Das Schalten der Ausgangstransistoren der Mikroschaltung führt zum Auftreten einer gepulsten Steuer-EMK an den Sekundärwicklungen der Steuertransformatoren T2, T3. Unter dem Einfluss dieser EMF öffnen die Leistungstransistoren Q1, Q2 abwechselnd mit einstellbaren Pausen („Totzonen“). Durch die Primärwicklung des Leistungsimpulstransformators T5 fließt daher ein Wechselstrom in Form von Sägezahnstromimpulsen. Dies liegt daran, dass die Primärwicklung T5 in der Diagonale der elektrischen Brücke liegt, deren einer Arm aus den Transistoren Q1, Q2 und der andere aus den Kondensatoren C1, C2 besteht. Wenn daher einer der Transistoren Q1, Q2 geöffnet ist, wird die Primärwicklung T5 mit einem der Kondensatoren C1 oder C2 verbunden, wodurch während der gesamten Zeit, in der der Transistor geöffnet ist, Strom durch sie fließt. Dämpferdioden D1, D2 führen die im geschlossenen Zustand der Transistoren Q5, Q1 in der Streuinduktivität der Primärwicklung T2 gespeicherte Energie zurück zur Quelle (Rekuperation). Die Kette C4, R7, die die Primärwicklung T5 nebenschließt, trägt zur Unterdrückung hochfrequenter parasitärer Schwingungsprozesse bei, die in dem durch die Induktivität der Primärwicklung T5 und ihre Windungskapazität gebildeten Stromkreis auftreten, wenn die Transistoren Q1, Q2 geschlossen sind. wenn der Strom durch die Primärwicklung abrupt stoppt. Der Kondensator C3, der in Reihe mit der Primärwicklung T5 geschaltet ist, eliminiert die Gleichstromkomponente des Stroms durch die Primärwicklung T5 und eliminiert dadurch eine unerwünschte Vorspannung seines Kerns. Die Widerstände R3, R4 und R5, R6 bilden die Basisteiler für die Leistungstransistoren Q1 bzw. Q2 und sorgen für den optimalen Schaltmodus im Hinblick auf dynamische Leistungsverluste an diesen Transistoren. Der Wechselstromfluss durch die Primärwicklung T5 verursacht das Vorhandensein alternierender Rechteckimpuls-EMK an den Sekundärwicklungen dieses Transformators. Der Leistungstransformator T5 verfügt über drei Sekundärwicklungen, von denen jede vom Mittelpunkt aus abzweigt. Wicklung IV liefert eine Ausgangsspannung von +5 V. Die Diodenbaugruppe SD2 (Halbbrücke) bildet mit Wicklung IV eine Vollweg-Gleichrichterschaltung mit einem Mittelpunkt (der Mittelpunkt der Wicklung IV ist geerdet). Die Elemente L2, C10, C11, C12 bilden einen Glättungsfilter im +5-V-Kanal. Um parasitäre hochfrequente Schwingungsprozesse zu unterdrücken, die beim Schalten der Dioden der SD2-Baugruppe auftreten, werden diese Dioden durch beruhigende RC-Glieder C8, R10 und C9 überbrückt , R11. Bei der Diodenbaugruppe SD2 handelt es sich um Dioden mit Schottky-Barriere, die die erforderliche Geschwindigkeit erreichen und den Wirkungsgrad des Gleichrichters erhöhen. Wicklung III liefert zusammen mit Wicklung IV zusammen mit der Diodenanordnung (Halbbrücke) SD12 eine Ausgangsspannung von +1 V. Diese Baugruppe bildet mit Wicklung III eine Vollweg-Gleichrichterschaltung mit Mittelpunkt. Der Mittelpunkt der Wicklung III ist jedoch nicht geerdet, sondern mit dem +5-V-Ausgangsspannungsbus verbunden. Dies ermöglicht die Verwendung von Schottky-Dioden im +12-V-Ausgangskanal, da Die während dieser Verbindung an den Gleichrichterdioden anliegende Sperrspannung wird auf einen für Schottky-Dioden akzeptablen Wert reduziert. Die Elemente L1, C6, C7 bilden ein Glättungsfilter im +12-V-Kanal. Die Widerstände R9, R12 sollen die Entladung der Ausgangskondensatoren der +5-V- und +12-V-Busse beschleunigen, nachdem die USV vom Netz getrennt wurde. Die RC-Schaltung C5, R8 dient zur Unterdrückung von Schwingungsvorgängen, die in einem parasitären Stromkreis auftreten, der aus der Wicklungsinduktivität III und ihrer Windungskapazität besteht. Wicklung II mit fünf Anzapfungen liefert -5 V und -12 V negative Ausgangsspannungen. Zwei diskrete Dioden D3, D4 bilden eine Vollweggleichrichtungs-Halbbrücke im -12-V-Ausgangskanal und die Dioden D5, D6 - im -5-V-Kanal. Die Elemente L3, C14 und L2, C12 bilden Glättungsfilter für diese Kanäle. Wicklung II sowie Wicklung III werden durch eine beruhigende RC-Schaltung R13, C13 überbrückt. Der Mittelpunkt der Wicklung II ist geerdet. Die Stabilisierung der Ausgangsspannungen erfolgt in verschiedenen Kanälen auf unterschiedliche Weise. Negative Ausgangsspannungen -5 V und -12 V werden durch lineare integrierte Dreipolstabilisatoren U4 (Typ 7905) und U2 (Typ 7912) stabilisiert. Dazu werden den Eingängen dieser Stabilisatoren die Ausgangsspannungen der Gleichrichter der Kondensatoren C14, C15 zugeführt. An den Ausgangskondensatoren C16, C17 werden stabilisierte Ausgangsspannungen von -12 V und -5 V erhalten. Die Dioden D7, D9 sorgen für die Entladung der Ausgangskondensatoren C16, C17 über die Widerstände R14, R15, nachdem die USV vom Netzwerk getrennt wurde. Andernfalls würden diese Kondensatoren über die Stabilisatorschaltung entladen, was unerwünscht ist. Über die Widerstände R14, R15 werden auch die Kondensatoren C14, C15 entladen. Die Dioden D5, D10 erfüllen eine Schutzfunktion bei einem Durchbruch der Gleichrichterdioden. Wenn sich herausstellt, dass mindestens eine dieser Dioden (D3, D4, D5 oder D6) „kaputt“ ist, würde ohne die Dioden D5, D10 eine positive Impulsspannung an den Eingang des integrierten Stabilisators U1 angelegt werden ( oder U2) und durch die Elektrolytkondensatoren C14 oder C15 würde ein Wechselstrom fließen, der zu deren Ausfall führen würde. Das Vorhandensein der Dioden D5, D10 schließt in diesem Fall die Möglichkeit einer solchen Situation aus, weil Strom fließt durch sie. Wenn beispielsweise die Diode D3 „kaputt“ ist, wird der positive Teil des Zeitraums, in dem D3 geschlossen sein muss, im Stromkreis geschlossen: zu-und D3 - L3 D7-D5- "Gehäuse". Die Stabilisierung der Ausgangsspannung +5 V erfolgt durch das PWM-Verfahren. Dazu wird ein Messwiderstandsteiler R5, R51 an den +52 V-Ausgangsspannungsbus angeschlossen. Vom Widerstand R5 wird ein zum Ausgangsspannungspegel im +51-V-Kanal proportionales Signal abgenommen und dem invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers DA3 (Pin 1 des Steuerchips) zugeführt. Der direkte Eingang dieses Verstärkers (Pin 2) wird mit einem Referenzspannungspegel versorgt, der vom Widerstand R48 entnommen wird, der im Teiler VR1, R49, R48 enthalten ist, der mit dem Ausgang der internen Referenzquelle des U4 verbunden ist Mikroschaltung Uref = +5 V. Wenn der Spannungspegel am Bus + 5 V unter dem Einfluss verschiedener destabilisierender Faktoren ansteigt, ändert sich die Größe der Nichtübereinstimmung (Fehler) zwischen dem Referenz- und dem gesteuerten Spannungspegel an den Eingängen des Fehlerverstärker DA3. Dadurch ändert sich die Breite (Dauer) der Steuerimpulse an den Pins 8 und 11 des U4-Chips so, dass die abweichende +5 V-Ausgangsspannung wieder auf den Nennwert zurückkehrt (wenn die Spannung an den +5 V steigt). Bus nimmt ab, die Breite der Steuerimpulse nimmt zu und wenn diese Spannung zunimmt, nimmt sie ab). Ein stabiler (ohne parasitäre Erzeugung) Betrieb des gesamten Regelkreises wird durch eine Kette frequenzabhängiger Gegenkopplung gewährleistet, die den Fehlerverstärker DA3 abdeckt. Diese Kette wird zwischen den Anschlüssen 3 und 2 des Steuerchips U4 (R47, C27) angeschlossen. Die Ausgangsspannung +12 V in dieser USV ist nicht stabilisiert. Der Ausgangsspannungspegel wird in dieser USV nur für die Kanäle +5 V und +12 V angepasst. Diese Einstellung erfolgt durch Ändern des Referenzspannungspegels am Direkteingang des Fehlerverstärkers DA3 mithilfe des Trimmerwiderstands VR1. Wenn die Position des VR1-Schiebers während der USV-Konfiguration geändert wird, ändert sich innerhalb bestimmter Grenzen der Spannungspegel am +5-V-Bus und damit auch am +12-V-Bus, weil Spannung vom +5-V-Bus wird dem Mittelpunkt der Wicklung III zugeführt. Der kombinierte Schutz dieser USV umfasst:
Schauen wir uns jedes dieser Schemata an. Der Begrenzungssteuerkreis verwendet als Sensor einen T4-Stromtransformator, dessen Primärwicklung in Reihe mit der Primärwicklung des T5-Leistungsimpulstransformators geschaltet ist. Der Widerstand R42 ist die Last der Sekundärwicklung T4, und die Dioden D20, D21 bilden eine Vollwellenschaltung zur Gleichrichtung der von der Last R42 entnommenen Wechselimpulsspannung. Die Widerstände R59, R51 bilden einen Teiler. Ein Teil der Spannung wird durch den Kondensator C25 geglättet. Der Spannungspegel an diesem Kondensator hängt proportional von der Breite der Steuerimpulse an den Basen der Leistungstransistoren Q1, Q2 ab. Dieser Pegel wird über den Widerstand R44 dem invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers DA4 (Pin 15 des U4-Chips) zugeführt. Der Direkteingang dieses Verstärkers (Pin 16) ist geerdet. Die Dioden D20, D21 sind so angeschlossen, dass der Kondensator C25, wenn Strom durch diese Dioden fließt, auf eine negative Spannung (relativ zum gemeinsamen Draht) aufgeladen wird. Im Normalbetrieb, wenn die Breite der Steuerimpulse die zulässigen Grenzen nicht überschreitet, ist das Potenzial von Pin 15 positiv, da dieser Pin über den Widerstand R45 mit dem Uref-Bus verbunden ist. Wenn die Steuerimpulsbreite aus irgendeinem Grund übermäßig erhöht wird, erhöht sich die negative Spannung am Kondensator C25 und das Potenzial des Ausgangs 15 wird negativ. Dies führt zum Auftreten der Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers DA4, die zuvor gleich 0 V war. Eine weitere Vergrößerung der Breite der Steuerimpulse führt dazu, dass die Schaltsteuerung des PWM-Komparators DA2 auf den übertragen wird Verstärker DA4, und die anschließende Vergrößerung der Breite der Steuerimpulse erfolgt nicht mehr (eingeschränkter Modus), wie die Breite dieser Impulse hängt nicht mehr vom Pegel des Rückkopplungssignals am direkten Eingang des Fehlerverstärkers DA3 ab. Die Schutzschaltung gegen Kurzschlüsse in Lasten lässt sich bedingt in den Schutz von Kanälen zur Erzeugung positiver Spannungen und den Schutz von Kanälen zur Erzeugung negativer Spannungen unterteilen, die schaltungstechnisch in etwa gleich umgesetzt sind. Der Sensor der Kurzschlussschutzschaltung in den Lasten der Kanäle zur Erzeugung positiver Spannungen (+5 V und +12 V) ist ein Diodenwiderstandsteiler D11, R17, der zwischen die Ausgangsbusse dieser Kanäle geschaltet ist. Der Spannungspegel an der Anode der Diode D11 ist ein gesteuertes Signal. Im Normalbetrieb, wenn die Spannungen an den Ausgangsbussen der Kanäle +5 V und +12 V Nennwerte haben, beträgt das Anodenpotential der Diode D11 etwa +5,8 V, weil Durch den Teilersensor fließt Strom vom +12-V-Bus zum +5-V-Bus entlang des Stromkreises: +12-V-Bus – R17-D11 – +5-V-Bus. Das gesteuerte Signal von der Anode D11 wird dem Widerstandsteiler R18, R19 zugeführt. Ein Teil dieser Spannung wird dem Widerstand R19 entnommen und dem Direkteingang des Komparators 1 des U3-Chips vom Typ LM339N zugeführt. Der Referenzspannungspegel wird dem invertierenden Eingang dieses Komparators vom Widerstand R27 des Teilers R26 zugeführt, R27, der mit dem Ausgang der Referenzquelle Uref=+5 V des Steuerchips U4 verbunden ist. Der Referenzpegel wird so gewählt, dass im Normalbetrieb das Potenzial des Direkteingangs des Komparators 1 das Potenzial des Inverseingangs übersteigen würde. Dann ist der Ausgangstransistor des Komparators 1 geschlossen und die USV-Schaltung funktioniert normal im PWM-Modus. Bei einem Kurzschluss in der Last des +12-V-Kanals wird beispielsweise das Anodenpotential der Diode D11 gleich 1 V, sodass das Potential des invertierenden Eingangs des Komparators 4 höher wird als das Potential von der direkte Eingang, und der Ausgangstransistor des Komparators wird eingeschaltet. Dadurch wird der Q39-Transistor geschlossen, der normalerweise durch den durch den Stromkreis fließenden Basisstrom geöffnet ist: Upom-Bus – R36 – R4 b-e QXNUMX – „Gehäuse“. Durch das Einschalten des Ausgangstransistors des Komparators 1 wird der Widerstand R39 mit dem „Körper“ verbunden, und daher wird der Transistor Q4 durch eine Vorspannung von Null passiv geschlossen. Das Schließen des Transistors Q4 führt zum Laden des Kondensators C22, der als Schutzverzögerungsglied fungiert. Die Verzögerung ist aus den Gründen notwendig, dass beim Eintritt der USV in den Modus die Ausgangsspannungen auf den +5-V- und +12-V-Bussen nicht sofort erscheinen, sondern erst beim Laden der Hochleistungs-Ausgangskondensatoren. Die Referenzspannung der Uref-Quelle hingegen erscheint fast unmittelbar nach dem Anschluss der USV an das Netzwerk. Daher schaltet im Startmodus der Komparator 1 um, sein Ausgangstransistor öffnet, und wenn kein Verzögerungskondensator C22 vorhanden wäre, würde dies sofort beim Einschalten der USV zum Schutzbetrieb führen. C22 ist jedoch in der Schaltung enthalten, und der Schutzvorgang erfolgt erst, nachdem die Spannung an ihm den Pegel erreicht, der durch die Werte der Widerstände R37, R58 des an den Upom-Bus angeschlossenen Teilers bestimmt wird, der die Basis für den Transistor darstellt F5. In diesem Fall schaltet der Transistor Q5 ein und der Widerstand R30 wird über den kleinen Innenwiderstand dieses Transistors mit dem „Gehäuse“ verbunden. Daher entsteht ein Pfad, auf dem der Basisstrom des Transistors Q6 durch die Schaltung fließen kann: Uref – e-b Q6 – R30 – e-Q5 „Gehäuse“. Der Transistor Q6 öffnet mit diesem Strom bis zur Sättigung, wodurch die Spannung Uref = 5 V, die vom Emitter des Transistors Q6 gespeist wird, über seinen geringen Innenwiderstand an Pin 4 des Steuerchips U4 angelegt wird. Dies führt, wie bereits gezeigt, zum Stoppen des digitalen Pfads der Mikroschaltung, zum Verlust der Ausgangssteuerimpulse und zum Beenden des Schaltens der Leistungstransistoren Q1, Q2, d. h. zur Sicherheitsabschaltung. Ein Kurzschluss in der Last des +5-V-Kanals führt dazu, dass das Anodenpotential der Diode D11 nur noch etwa +0,8 V beträgt. Daher ist der Ausgangstransistor des Komparators (1) geöffnet und es erfolgt eine Schutzabschaltung. Ebenso ist in den Lasten der Kanäle ein Kurzschlussschutz eingebaut, um negative Spannungen (-5 V und -12 V) am Komparator 2 der U3-Mikroschaltung zu erzeugen. Die Elemente D12, R20 bilden einen Dioden-Widerstandsteiler-Sensor, der zwischen die Ausgangsbusse der Kanäle geschaltet ist, um negative Spannungen zu erzeugen. Das gesteuerte Signal ist das Potential der Kathode der Diode D12. Bei einem Kurzschluss in der Kanallast -5 V oder -12 V steigt das Potential der Kathode D12 (von -5,8 auf 0 V bei einem Kurzschluss in der Kanallast -12 V und bis zu -0,8 V bei einem Kurzschluss). Stromkreis in der Kanallast -5 V) . In jedem dieser Fälle öffnet der normalerweise geschlossene Ausgangstransistor des Komparators 2, was dazu führt, dass der Schutz gemäß dem oben genannten Mechanismus arbeitet. In diesem Fall wird der Referenzpegel vom Widerstand R27 dem direkten Eingang des Komparators 2 zugeführt und das Potenzial des invertierenden Eingangs wird durch die Werte der Widerstände R22, R21 bestimmt. Diese Widerstände bilden einen bipolaren Spannungsteiler (Widerstand R22 ist mit dem Bus Uref = +5 V verbunden, und Widerstand R21 ist mit der Kathode der Diode D12 verbunden, deren Potenzial im normalen USV-Betrieb, wie bereits erwähnt, -5,8 V beträgt ). Daher wird das Potenzial des invertierenden Eingangs des Komparators 2 im Normalbetrieb niedriger gehalten als das Potenzial des Direkteingangs und der Ausgangstransistor des Komparators wird geschlossen. Der Schutz gegen Ausgangsüberspannung am +5-V-Bus ist an den Elementen ZD1, D19, R38, C23 implementiert. Die Zenerdiode ZD1 (mit einer Durchbruchspannung von 5,1 V) ist an den +5 V-Ausgangsspannungsbus angeschlossen. Daher ist die Zenerdiode und der Transistor geschlossen, solange die Spannung an diesem Bus +5,1 V nicht überschreitet Q5 ist ebenfalls geschlossen. Steigt die Spannung am +5-V-Bus über +5,1 V, „bricht die Zenerdiode durch“ und ein Entriegelungsstrom fließt in die Basis des Transistors Q5, was zum Öffnen des Transistors Q6 und zum Auftreten von a führt Spannung Uref = +5 V an Pin 4 des Steuerchips U4, d. h. zur Sicherheitsabschaltung. Der Widerstand R38 ist ein Vorschaltgerät für die Zenerdiode ZD1. Der Kondensator C23 verhindert, dass der Schutz bei zufälligen kurzzeitigen Spannungsstößen auf dem +5-V-Bus auslöst (z. B. infolge eines Spannungsaufbaus nach einem plötzlichen Abfall des Laststroms). Diode D19 entkoppelt. Die PG-Signalerzeugungsschaltung in dieser USV hat eine Doppelfunktion und ist auf den Komparatoren (3) und (4) der U3-Mikroschaltung und dem Q3-Transistor aufgebaut. Die Schaltung basiert auf dem Prinzip der Steuerung des Vorhandenseins einer niederfrequenten Wechselspannung an der Sekundärwicklung des Starttransformators T1, die nur dann auf diese Wicklung einwirkt, wenn an der Primärwicklung T1 eine Versorgungsspannung anliegt, d.h. während die USV an das Stromnetz angeschlossen ist. Fast unmittelbar nach dem Einschalten der USV erscheint am Kondensator C30 die Hilfsspannung Upom, die den Steuerchip U4 und den Hilfschip U3 mit Strom versorgt. Zusätzlich lädt die Wechselspannung von der Sekundärwicklung des Starttransformators T1 über die Diode D13 und den Strombegrenzungswiderstand R23 den Kondensator C19 auf. Der Widerstandsteiler R19, R24 wird von C25 mit Spannung versorgt. Mit dem Widerstand R25 wird ein Teil dieser Spannung an den Direkteingang des Komparators 3 angelegt, was zum Schließen seines Ausgangstransistors führt. Unmittelbar danach erscheint die Ausgangsspannung der internen Referenzquelle der U4-Mikroschaltung Uref = +5 V, die den Teiler R26, R27 speist. Daher wird der Referenzpegel vom Widerstand R3 dem invertierenden Eingang des Komparators 27 zugeführt. Allerdings ist dieser Pegel niedriger gewählt als der Pegel am Direkteingang, so dass der Ausgangstransistor des Komparators 3 im geschlossenen Zustand bleibt. Daher beginnt der Ladevorgang der Haltekapazität C20 entlang der Kette: Upom – R39 – R30 – C20 – „Körper“. Die beim Laden des Kondensators C20 wachsende Spannung wird an den inversen Eingang 4 der U3-Mikroschaltung angelegt. Der direkte Eingang dieses Komparators wird vom Widerstand R32 des an den Upom-Bus angeschlossenen Teilers R31, R32 mit Spannung versorgt. Solange die Spannung am Ladekondensator C20 die Spannung am Widerstand R32 nicht überschreitet, ist der Ausgangstransistor des Komparators 4 geschlossen. Daher fließt der Öffnungsstrom in die Basis des Transistors Q3 durch die Schaltung: Upom – R33 – R34 – b-e Q3 – „Gehäuse“. Der Transistor Q3 ist bis zur Sättigung offen und das von seinem Kollektor entnommene PG-Signal ist passiv niedrig und verhindert, dass der Prozessor startet. Während dieser Zeit, in der der Spannungspegel am Kondensator C20 den Pegel am Widerstand R32 erreicht, gelingt es der USV, zuverlässig in den Nennbetriebsmodus überzugehen, d. h. alle seine Ausgangsspannungen erscheinen vollständig. Sobald die Spannung an C20 die von R32 entnommene Spannung überschreitet, schaltet der Komparator 4 und sein Ausgangstransistor schaltet durch. Dadurch wird der Transistor Q3 geschlossen und das PG-Signal, das von seiner Kollektorlast R35 abgenommen wird, wird aktiv (H-Pegel) und ermöglicht den Start des Prozessors. Wenn die USV vom Netz getrennt wird, verschwindet die Wechselspannung an der Sekundärwicklung des Starttransformators T1. Daher nimmt die Spannung am Kondensator C19 aufgrund seiner geringen Kapazität (1 Mikrofarad) schnell ab. Sobald der Spannungsabfall am Widerstand R25 geringer wird als der am Widerstand R27, schaltet der Komparator 3 und sein Ausgangstransistor schaltet durch. Dies führt zu einer Schutzabschaltung der Ausgangsspannungen des Steuerchips U4, denn. Transistor Q4 öffnet. Darüber hinaus beginnt durch den offenen Ausgangstransistor des Komparators 3 der Prozess der beschleunigten Entladung des Kondensators C20 entlang der Schaltung: (+) C20 - R61 - D14 - k-e des Ausgangstransistors des Komparators 3 - „Fall“ . Sobald der Spannungspegel an C20 kleiner als der Spannungspegel an R32 wird, schaltet der Komparator 4 und sein Ausgangstransistor schaltet ab. Dies führt dazu, dass Q3 geöffnet wird und das PG-Signal in den inaktiven Low-Zustand geht, bevor die USV-Ausgangsbusspannungen unzulässig abzufallen beginnen. Dadurch wird das System-Reset-Signal des Computers initialisiert und der gesamte digitale Teil des Computers zurückgesetzt. Beide Komparatoren 3 und 4 der PG-Signalerzeugungsschaltung sind durch eine positive Rückkopplung mit den Widerständen R28 bzw. R60 abgedeckt, was ihr Schalten beschleunigt. Ein reibungsloser Übergang in den Modus wird bei dieser USV traditionell über die Umformkette C24, R41 gewährleistet, die mit Pin 4 des U4-Steuerchips verbunden ist. Die Restspannung an Pin 4, die die maximal mögliche Dauer der Ausgangsimpulse bestimmt, wird durch den Teiler R49, R41 eingestellt. Der Lüftermotor wird über einen zusätzlichen L-förmigen Entkopplungsfilter R14, C12 mit Spannung vom Kondensator C16 im -15-V-Spannungserzeugungskanal versorgt. Autoren: Golovkov A. V., Lyubitsky V. B.
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