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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Quasiresonanter Spannungswandler. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Netzteile Der Artikel erzählt von einem vielversprechenden Typ eines Spannungswandlers – dem Quasiresonanzwandler. Das beschriebene Gerät bietet einen außergewöhnlich hohen Umwandlungswirkungsgrad, ermöglicht die Regelung und Stabilisierung der Ausgangsspannung und arbeitet stabil bei variierender Lastleistung. In modernen Netzwerk-Stromversorgungen – verschiedene Geräte – werden häufig Transistor-Spannungswandler verwendet. Ihre Vorteile gegenüber Transformatorblöcken sind bekannt: kleinere Abmessungen und geringerer Kupferverbrauch bei gleicher Ausgangsleistung, was ihre Komplexität, insbesondere in der Massenproduktion, mehr als wettmacht. Je höher die Betriebsfrequenz der Umrüstung ist, desto höher ist ihre wirtschaftliche Leistung. Mit zunehmender Schaltfrequenz von Transistoren steigen jedoch auch die Schaltverluste und dementsprechend sinkt der Wirkungsgrad des Wandlers. Der Wert der Schaltverluste eines Wandlers wird hauptsächlich durch zwei Faktoren bestimmt – das Vorhandensein eines Durchgangsstroms und eine erhebliche Schließzeit leistungsstarker Schalttransistoren bei einem großen Kollektorstrom. Ihre Öffnungszeit ist in der Regel sieben- bis zehnmal kürzer und hat keinen wesentlichen Einfluss auf die Effizienz. Beim Schalten von Transistoren in Brücken- und Halbbrückenwandlern entsteht Durchgangsstrom. Es fließt zu einem Zeitpunkt, an dem der Transistor eines Zweigs des Wandlers bereits geöffnet ist und der andere noch keine Zeit zum Schließen hatte. Um dieses Phänomen zu beseitigen, wird der Schaltvorgang in zwei Phasen unterteilt. Zuerst wird der Transistor in einem der Arme geschlossen und dann nach 3 ... 5 μs (typische Schließzeit leistungsstarker Transistoren) im anderen geöffnet. Diese Methode wird bei Umrichtern mit externer Erregung verwendet, ist jedoch bei selbstschwingenden Umrichtern nicht anwendbar. Langfristiges Schließen bei hohem Kollektorstrom führt dazu, dass zu diesem Zeitpunkt am geschlossenen Transistor nutzlose Leistung freigesetzt wird, deren Durchschnittswert durch die Formel ausgedrückt wird: P=Im*Um*F*tclose/6, wobei Im der Kollektorstrom des Transistors zu Beginn seines Schließens ist;
Es gibt verschiedene Systeme, mit denen Sie den Schließvorgang beschleunigen können. Sie erfordern jedoch zusätzliche Energiekosten und verkürzen die Schließzeit im besten Fall um nicht mehr als das Doppelte des Passes und helfen oft nur dabei, diesen Wert beizubehalten. Zusätzlich zum Schalten treten Leistungsverluste aufgrund eines Spannungsabfalls an einem offenen Transistor auf, die jedoch nur von der Wahl der Transistoren abhängen und bei Netzwerkwandlern 0,5 ... 1 % der umgewandelten Leistung nicht überschreiten. Die gesamte Vielfalt der vorhandenen Spannungswandler, sowohl mit externer Erregung als auch mit Autogenerator, kann je nach Art des Kollektorstroms und der Kollektorspannung zum Zeitpunkt des Umschaltens bedingt in mehrere Typen unterteilt werden. Die erste und gebräuchlichste ist die gepulste, die durch den maximalen Kollektorstrom zum Zeitpunkt des Schließens der Transistoren und die maximale Kollektorspannung danach gekennzeichnet ist. In einem solchen Wandler wirken beide Komponenten der Schaltverluste, sie machen also bei einer Betriebsfrequenz von 15 ... 25 kHz 8 ... 15 % der umgewandelten Leistung aus. Dennoch sind Impulswandler aufgrund der einfachen Implementierung und Flexibilität bei der Steuerung der Ausgangsspannung am gebräuchlichsten, was es ermöglicht, die Spannungsumwandlung mit ihrer Stabilisierung zu kombinieren. Der zweite Typ ist ein Resonanzwandler. Ein vereinfachtes Beispiel hierfür ist ein herkömmlicher LC-Oszillator mit Transformatorrückkopplung und automatischer Vorspannungsschaltung. Die reaktiven Elemente des Kollektorkreises sind so berechnet, dass entweder vor dem Schließen des Transistors sein Kollektorstrom auf nahezu Null absinkt oder unmittelbar nach dem Schließen die Kollektorspannung sehr klein ist. Dadurch lassen sich die Gesamtverluste an Schalttransistoren auf 1 ... 2 % der umgewandelten Leistung reduzieren und die Funkstörungen im Vergleich zu einem Pulsumrichter reduzieren. Resonanzwandler arbeiten jedoch nur im Autogeneratormodus zuverlässig, sie ermöglichen keine Regelung der Ausgangsspannung und eine erhebliche Abweichung des Lastwiderstands vom berechneten Wert. Im Allgemeinen verlieren sie im Wandler-Stabilisator-System hinsichtlich der Effizienz gegenüber Impuls-Stabilisatoren, da sie einen separaten Stabilisator erfordern. Der dritte Typ ist interessant und unverdienterweise wenig verbreitet – quasi-resonant, der weitgehend von den Mängeln der beiden vorherigen befreit ist. Die Idee, einen solchen Wandler zu schaffen, ist nicht neu, aber die praktische Umsetzung wurde erst vor relativ kurzer Zeit möglich, nach dem Aufkommen leistungsstarker Hochspannungstransistoren, die einen erheblichen Kollektorimpulsstrom bei einer Sättigungsspannung von etwa 1,5 V ermöglichen. Das Hauptunterscheidungsmerkmal und der Hauptvorteil dieser Art der Stromversorgung ist der hohe Wirkungsgrad des Spannungswandlers, der 97 ... 98 % erreicht, ohne Berücksichtigung der Verluste im Gleichrichter des Sekundärkreises, die hauptsächlich durch die Last bestimmt werden aktuell. Der hohe Wirkungsgrad macht teilweise den Einsatz von Kühlkörpern für leistungsstarke Wandlertransistoren überflüssig, was neben weiteren wirtschaftlichen Vorteilen auch eine deutliche Reduzierung der Anlagengröße ermöglicht. Von einem herkömmlichen Impulswandler, bei dem zum Zeitpunkt des Schließens der Schalttransistoren der durch sie fließende Strom maximal ist, unterscheidet sich der quasiresonante dadurch, dass zum Zeitpunkt des Schließens der Transistoren ihr Kollektorstrom nahe Null ist. Darüber hinaus sorgen die reaktiven Elemente des Geräts für eine Stromabnahme zum Zeitpunkt des Schließens. Sie unterscheidet sich von der resonanten Variante dadurch, dass die Umwandlungsfrequenz nicht durch die Resonanzfrequenz der Kollektorlast bestimmt wird. Dadurch ist es möglich, die Ausgangsspannung durch Änderung der Wandlungsfrequenz zu regulieren und eine Stabilisierung dieser Spannung durchzuführen. Lassen Sie uns das Funktionsprinzip eines quasiresonanten Halbbrückenwandlers anhand eines vereinfachten Diagramms in Abb. genauer erläutern. 1a. Diagramme von Strom und Spannung an charakteristischen Punkten im stationären Betrieb sind in Abb. 1 dargestellt. XNUMXb. Nehmen wir der Einfachheit halber an, dass die Schaltzeit der Transistoren verschwindend gering ist; Diese Vereinfachung hat, wie die Praxis gezeigt hat, keinen Einfluss auf die Zuverlässigkeit der Diagramme.
Wir gehen außerdem davon aus, dass die Werte der Parameter der Elemente die folgenden Beziehungen erfüllen: LT>>L1 und Fpt Die Betrachtung beginnt ab dem Moment, in dem der Transistor VT1 öffnet und sich der Kondensator C1 über ihn sowie über die Induktivität L1 und die Primärwicklung des Transformators T1 aufzuladen beginnt. In diesem Moment ist die Spannung am Kondensator C2 und der Last Rn kleiner als die Spannung (Upit-Uc1)n-UD, wobei Uc1 die Spannung am Kondensator C1 ist; n ist das Übersetzungsverhältnis des Transformators T1; UD – direkter Spannungsabfall an der Gleichrichterdiode VD1 (oder VD2). In diesem Fall ist die Diode VD1 offen und der Ladestrom des Kondensators C2 fließt durch sie. Beim Laden überbrückt der Kondensator C2 die Sekundärwicklung des Transformators T1, so dass die Ladegeschwindigkeit des Kondensators C1 durch seine eigene Kapazität und die niedrige Induktivität der Induktivität L1 bestimmt wird und nicht von der Induktivität der Primärwicklung des Transformators T2 abhängt Transformator. Da beim Laden des Kondensators die Spannung an der Primärwicklung abnimmt und am Kondensator C1 zunimmt, schließt im Moment t die Diode VD1 und eine große Induktivität der Primärwicklung des unbelasteten Transformators T1 wird in die Ladung einbezogen Schaltung des Kondensators C1. In diesem Fall sinkt der Strom durch den offenen Transistor VT1 schlagartig auf den Wert des Stroms in der Primärwicklung, der zu diesem Zeitpunkt noch unbedeutend ist, da Lt>>LXNUMX. Somit wird vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt des Schaltens der Transistoren t2 der Anstieg des Kollektorstroms durch die recht groß gewählte Induktivität der Primärwicklung des unbelasteten Transformators bestimmt. Tatsächlich entspricht der Zustand der Schaltung zum Zeitpunkt des Umschaltens dem Ruhemodus. In realen Schaltungen kann die Rolle der Drossel L1 durch die Streuinduktivität des Transformators übernommen werden. Nach dem Schließen des Transistors VT1 und dem Öffnen von VT2 wird der Kondensator C1 entladen. Der Strom durch die Induktivität und Wicklung I des Transformators fließt in die entgegengesetzte Richtung, die Vorgänge folgen jedoch den gleichen Gesetzmäßigkeiten. Eine notwendige Bedingung für das Bestehen des beschriebenen Modus ist, dass die Spannungsabfallgeschwindigkeit am Kondensator C2 bei seiner Entladung über den Lastwiderstand nach dem Schließen der Dioden geringer sein muss als die Spannungsabfallgeschwindigkeit an der Primärwicklung des Transformators die gleiche Zeitspanne, dann bleiben die Gleichrichterdioden bis zum nächsten Schalten der Transistoren geschlossen. Um einen minimalen Leistungsverlust zu gewährleisten, muss der Durchlassspannungsabfall am offenen Transistor bei jedem zulässigen Kollektorbetriebsstrom minimal sein. Allerdings muss hierfür der maximale Strom eingehalten werden Der Betrieb der Basis während der gesamten Halbwelle dieses Transistors ist energetisch ungünstig und es besteht keine Notwendigkeit dafür. Es genügt sicherzustellen, dass der Basisstrom proportional zum Kollektorstrom ist; Eine solche Steuerung wird Proportionalstrom genannt.
Da die reaktiven Elemente den Kollektorstrom zum Zeitpunkt des Schließens des Transistors auf ein Minimum reduzieren, wird auch der Basisstrom minimal sein und daher wird die Schließzeit des Transistors auf den Wert der Öffnungszeit verkürzt. Dadurch wird das Problem des beim Schalten auftretenden Durchgangsstroms vollständig beseitigt. Mit anderen Worten: Die Verwendung des Quasiresonanzmodus zusammen mit der proportionalen Stromsteuerung ermöglicht es, Schaltverluste nahezu vollständig zu vermeiden. Im Folgenden werden zwei praktische Möglichkeiten einer Netzstromversorgung mit quasiresonantem Wandler und stromproportionaler Regelung beschrieben. Die Herstellung dieser Blöcke wird Funkamateuren keine großen Schwierigkeiten bereiten und es Ihnen ermöglichen, alle Vorteile des Konverters auszuwerten. Das stabilisierte Gerät ist seit mehr als zwei Jahren in einem Hochfrequenz-Frequenzzähler im Einsatz und verursacht keine Beanstandungen. Auf Abb. In Abb. 2 zeigt ein schematisches Diagramm einer selbsterzeugenden unstabilisierten Stromversorgung.
Der Hauptanteil der Leistungsverluste im Gerät entfällt auf die Erwärmung der Gleichrichterdioden des Sekundärkreises, und der Wirkungsgrad des Wandlers selbst ist so, dass keine Kühlkörper für Transistoren erforderlich sind. Die Verlustleistung beträgt jeweils nicht mehr als 0,4 W. Eine spezielle Auswahl der Transistoren für beliebige Parameter ist ebenfalls nicht erforderlich. Bei geschlossenem Ausgang oder Überschreiten der maximalen Ausgangsleistung wird die Erzeugung unterbrochen und so die Transistoren vor Überhitzung und Ausfall geschützt. Der Filter, bestehend aus den Kondensatoren C1-C3 und der Induktivität L1L2, soll das Netzteil vor hochfrequenten Störungen des Wandlers schützen. Der Start des Oszillators erfolgt über die R4C6-Schaltung und den Kondensator C5. Durch die Wirkung einer positiven Rückkopplung durch den Transformator T1 werden Schwingungen erzeugt, deren Frequenz durch die Induktivität der Primärwicklung dieses Transformators und den Widerstand des Widerstands R3 bestimmt wird (mit zunehmendem Widerstand nimmt die Frequenz zu). Die Wicklung IV des Transformators T1 ist für die proportionale Stromsteuerung von Transistoren ausgelegt. Es ist leicht zu erkennen, dass der leistungsstarke Trenntransformator T2 und die Steuerkreise der Schalttransistoren (Transformator T1) getrennt sind, wodurch der Einfluss der parasitären Kapazität und Induktivität des Transformators T2 auf die Bildung des Basisstroms deutlich abgeschwächt werden kann Transistoren. Die Dioden VD5 und VD6 begrenzen die Spannung am Kondensator C7 beim Starten des Wandlers, während der Kondensator C8 auf die Betriebsspannung aufgeladen wird. Beim Einrichten des Gerätes ist darauf zu achten, dass der Wandler im Quasi-Resonanzmodus arbeitet. Dazu wird ein temporärer Widerstand mit einem Widerstand von 7 ... 1 Ohm und einer Leistung von 3 W in Reihe mit dem Kondensator C2 geschaltet und nach Anlegen eines Signals von diesem Widerstand an den Eingang des Oszilloskops die Form von Bei maximaler Belastung werden auf dem Bildschirm die Kollektorstromimpulse beider Transistoren beobachtet. Dabei sollte es sich um bipolare alternierende glockenförmige Impulse handeln, die sich zeitlich nicht überlappen. Bei Überlappung ist es erforderlich, die Induktivität der Induktivität L3 durch Abwickeln von 10 ... 15 % der Windungen zu reduzieren oder die Erzeugungsfrequenz des Wandlers durch Auswahl des Widerstands R3 zu reduzieren. Beachten Sie hierbei, dass nicht alle Oszilloskope Messungen in Stromkreisen ermöglichen, die nicht galvanisch vom Netz getrennt sind. Der Induktor L1L2 und der Transformator T1 sind auf die gleichen Ringmagnetkerne K12x8x3 aus 2000NM Ferrit gewickelt. Die Induktorwicklungen werden gleichzeitig „in zwei Drähten“ mit einem PELSHO 0,25-Draht ausgeführt; die Anzahl der Windungen beträgt 20. Wicklung I des Transformators T1 enthält 200 Windungen PEV-2 0.1-Draht, die in großen Mengen gleichmäßig über den Ring gewickelt sind. Die Wicklungen II und III sind „in zwei Drähten“ gewickelt – 4 Drahtwindungen PELSHO 0,25; Wicklung IV ist eine Spule aus dem gleichen Draht. Für den T2-Transformator wurde ein K28x16x9-Ringmagnetkreis aus 3000NN-Ferrit verwendet. Wicklung I enthält 130 Windungen PELSHO 0,25-Draht, Windung an Windung verlegt. Wicklungen II und III - 25 Drahtwindungen PELSHO jeweils 0,56; Wicklung - „in zwei Drähten“, gleichmäßig um den Ring. Der Induktor L3 enthält 20 Windungen aus PELSHO 0,25-Draht, die auf zwei zusammengefaltete Ringmagnetkerne K12x8x3 aus 2000-NM-Ferrit gewickelt sind. Die Dioden VD7, VD8 müssen auf Kühlkörpern mit einer Verlustfläche von jeweils mindestens 2 cm2 installiert werden.
Das beschriebene Gerät wurde für den Einsatz in Verbindung mit analogen Reglern für verschiedene Spannungswerte entwickelt, sodass keine starke Welligkeitsunterdrückung am Ausgang des Geräts erforderlich war. Durch den Einsatz der in solchen Fällen üblichen LC-Filter, wie beispielsweise im unten beschriebenen Block, kann die Welligkeit auf das erforderliche Maß reduziert werden. Das Schema einer stabilisierten Stromversorgung auf Basis eines quasiresonanten Wandlers ist in Abb. dargestellt. 3. Die Ausgangsspannung wird durch entsprechende Änderung der Betriebsfrequenz des Wandlers stabilisiert.
Wie im vorherigen Block benötigen die leistungsstarken Transistoren VT1 und VT2 keine Kühlkörper. Die symmetrische Steuerung dieser Transistoren wird mithilfe eines separaten Master-Impulsgenerators implementiert, der auf einem DD1-Chip montiert ist. Trigger DD1.1 funktioniert im eigentlichen Generator. Die Impulse haben eine konstante Dauer, die durch die R7C12-Schaltung eingestellt wird. Die Periode wird durch die OS-Schaltung, die den Optokoppler U1 enthält, geändert, so dass die Spannung am Ausgang des Blocks konstant gehalten wird. Die Mindestperiode legt die Kette R8C13 fest. Der Trigger DD1.2 teilt die Wiederholungsfrequenz dieser Impulse durch zwei und die Rechteckspannung wird vom Direktausgang an den Transistorstromverstärker VT4VT5 geliefert. Darüber hinaus differenzieren die stromverstärkten Steuerimpulse die R2C7-Schaltung und gelangen dann, bereits auf eine Dauer von ca. 1 µs verkürzt, über den Transformator T1 in den Basiskreis der Transistoren VT1, VT2 des Wandlers. Diese kurzen Impulse dienen lediglich dazu, Transistoren zu schalten – einen davon zu schließen und einen anderen zu öffnen. Der Basisstrom des durch den Steuerimpuls geöffneten Transistors unterstützt die Wirkung einer positiven Stromrückkopplung durch die Wicklung IV des Transformators T1. Der Widerstand R2 dient auch dazu, parasitäre Schwingungen zu dämpfen, die beim Schließen der Gleichrichterdioden des Sekundärkreises im Stromkreis auftreten, der aus der Windungskapazität der Primärwicklung des Transformators T1, der Induktivität L3 und dem Kondensator C8 besteht. Diese parasitären Schwingungen können ein unkontrolliertes Schalten der Transistoren VT1, VT2 verursachen. Mit der beschriebenen Variante der Wandlersteuerung können Sie die proportionale Stromsteuerung der Transistoren beibehalten und gleichzeitig die Schaltfrequenz anpassen, um die Ausgangsspannung zu stabilisieren. Darüber hinaus wird die Hauptleistung des Erregergenerators nur in den Momenten des Schaltens leistungsstarker Transistoren verbraucht, sodass der von ihm verbrauchte durchschnittliche Strom gering ist und unter Berücksichtigung des Stroms der Zenerdiode VD3 5 mA nicht überschreitet. Dadurch kann es über den Löschwiderstand R1 vom Primärkreis mit Strom versorgt werden. Der Transistor VT3 fungiert als Steuersignal-Spannungsverstärker, genau wie bei einem Kompensationsstabilisator. Der Stabilisierungskoeffizient der Ausgangsspannung des Blocks ist direkt proportional zum statischen Stromübertragungskoeffizienten dieses Transistors. Der Einsatz eines Transistor-Optokopplers U1 sorgt für eine zuverlässige galvanische Trennung des Sekundärkreises vom Netz und eine hohe Störfestigkeit am Steuereingang des Master-Oszillators. Nach dem nächsten Schalten der Transistoren VT1, VT2 beginnt sich der Kondensator C10 wieder aufzuladen und die Spannung an der Basis des Transistors VT3 beginnt anzusteigen, auch der Kollektorstrom steigt an. Dadurch öffnet sich der Optokopplertransistor und hält den Hauptoszillatorkondensator C13 im entladenen Zustand. Nach dem Schließen der Gleichrichterdioden VD8, VD9 beginnt sich der Kondensator C10 zur Last zu entladen und die Spannung an ihm sinkt. Der Transistor VT3 schließt, wodurch die Aufladung des Kondensators C13 über den Widerstand R8 beginnt. Sobald der Kondensator auf die Schaltspannung des Triggers DD1.1 aufgeladen ist, stellt sich an seinem direkten Ausgang ein hoher Spannungspegel ein. In diesem Moment erfolgt das nächste Schalten der Transistoren VT1, VT2 sowie die Entladung des Kondensators C13 über den geöffneten Transistor des Optokopplers. Der nächste Ladevorgang des Kondensators C10 beginnt und der Trigger DD1.1 kehrt aufgrund der kleinen Zeitkonstante der R3C4-Schaltung nach 7 ... 12 μs wieder in den Nullzustand zurück, wonach der gesamte Steuerzyklus wiederholt wird. unabhängig davon, welcher der Transistoren – VT1 oder VT2 – im aktuellen Halbzyklus öffnet. Beim Einschalten der Quelle fließt im ersten Moment, wenn der Kondensator C10 vollständig entladen ist, kein Strom durch die Optokoppler-LED, die Erzeugungsfrequenz ist maximal und wird in der Hauptzeitkonstante der R8C13-Schaltung (der Zeitkonstante) bestimmt der R7C12-Schaltung ist um ein Vielfaches geringer). Mit den im Diagramm angegebenen Nennwerten dieser Elemente beträgt diese Frequenz etwa 40 kHz, und nach der Teilung mit einem DD1.2-Trigger beträgt sie 20 kHz. Nach dem Laden des Kondensators C10 auf die Betriebsspannung kommt die OS-Stabilisierungsschleife an den Elementen VD10, VT3, U1 zum Einsatz, wonach die Umwandlungsfrequenz bereits von der Eingangsspannung und dem Laststrom abhängt. Spannungsschwankungen am Kondensator C10 glättet der Filter L4C9. Die Drosseln L1L2 und L3 sind die gleichen wie im vorherigen Block. Der Transformator T1 besteht aus zwei zusammengefalteten Ringmagnetkernen K12x8x3 aus 2000-NM-Ferrit. Die Primärwicklung ist gleichmäßig über den gesamten Ring gewickelt und enthält 320 Windungen PEV-2 0,08. Die Wicklungen II und III enthalten 40 Drahtwindungen PELSHO 0,15; sie sind „in zwei Drähten“ gewickelt. Wicklung IV besteht aus 8 Windungen PELSHO 0,25-Draht. Der Transformator T2 ist auf einem Ringmagnetkreis K28x16x9 aus 3000NN-Ferrit aufgebaut. Wicklung von 1-120 Windungen PELSHO-Draht 0,15 und II und III - 6 Windungen PELSHO-Draht 0,56, gewickelt „in zwei Drähten“. Anstelle des PELSHO-Drahts können Sie auch den PEV-2-Draht mit dem entsprechenden Durchmesser verwenden, gleichzeitig müssen jedoch zwei oder drei Lagen lackiertes Tuch zwischen die Wicklungen gelegt werden. Der Induktor L4 enthält 25 Windungen PEV-2 0,56-Draht, der auf einen K12x6x4,5-Ringmagnetkreis aus 100NN1-Ferrit gewickelt ist. Geeignet ist auch jede fertige Drossel mit einer Induktivität von 30 ... 60 μH für einen Sättigungsstrom von mindestens 3 A und einer Betriebsfrequenz von 20 kHz. Alle Festwiderstände sind MLT. Widerstand R4 – Trimmer, jeder Typ. Kondensatoren C1-C4, C8 - K73-17, C5, C6, C9, C10-K50-24, der Rest - KM-6. Die Zenerdiode KS212K kann durch KS212Zh oder KS512A ersetzt werden. Die Dioden VD8, VD9 müssen auf Strahlern mit einer Verlustfläche von jeweils mindestens 20 cm2 installiert werden. Um die Einheit aufzubauen, ist es notwendig, parallel zum Widerstand R1 einen temporären Widerstand mit einem Widerstand von 1 kΩ und einer Leistung von 0,25–1 W zu schalten und ohne Anschluss der Last eine konstante oder Wechselspannung mit einer Amplitude von anzulegen 15 ... 20 V am Eingang des Gerätes und eine konstante Spannung von 5 V am Ausgang in richtiger Polarität. Stellen Sie den Schieberegler des Widerstands R4 gemäß Diagramm auf die untere Position. Der Y-Eingang des Oszilloskops ist mit dem Kollektor und Emitter des Transistors VT2 verbunden. Auf dem Bildschirm sollten Rechteckimpulse mit einem Tastverhältnis von 2 („Mäander“) mit einer Amplitude von 14 ... 19 V und einer Frequenz von 20 kHz sichtbar sein. Wenn beim Verschieben des Schiebers des Widerstands R4 nach oben die Frequenz abnimmt und die Schwingungen dann zum Stillstand kommen, funktioniert die Stabilisierungseinheit normal. Nachdem Sie die Frequenz mit dem Widerstand R4 auf 3 ... 5 kHz eingestellt haben, schalten Sie den Eingang und Ausgang aus und entfernen Sie den temporären Widerstand. An den Ausgang des Blocks ist ein Lastäquivalent angeschlossen, der Eingang ist an das Netzwerk angeschlossen und die Ausgangsspannung wird über den Widerstand R4 eingestellt. Die Effizienz beider Blöcke kann erhöht werden, wenn statt KD213A-Dioden Schottky-Dioden verwendet werden, beispielsweise eine beliebige Diode der KD2997-Serie. In diesem Fall sind keine Kühlkörper für die Dioden erforderlich. Литература:
Autor: E. Konovalov
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Kommentare zum Artikel: Alexander Belomestnykh Ich habe diesen Konverter einmal gesammelt. Das einzige Problem ist, dass er nicht startet. Zu Beginn musste ich einen Schaltkreis auf einem kt315g-Transistor hinzufügen. Und so funktioniert das Schema.
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