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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Transceiver DM-2002. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Zivile Funkkommunikation „In einem guten Design gibt es keine „Kleinigkeiten“, und selbst die Stromversorgung erfordert die gleiche Aufmerksamkeit wie der Hauptpfad“, sagt Cyrus Pinelis (YL2PU), der Autor dieses Transceivers. Viele kennen seine früheren Kurzwellen-Transceiver-Designs „Largo-91“ und „D-94“. Bei seiner Neuentwicklung ist es dem Autor gelungen, die Eigenschaften des Empfangspfads vergleichbar und in mancher Hinsicht sogar besser als die Eigenschaften der besten professionellen Empfänger zu erreichen. Die Erfahrung hat gezeigt, dass es möglich ist, einen guten Transceiver zu Hause herzustellen. Die langjährige Arbeit des Autors wird einem mittelqualifizierten Funkamateur dabei helfen, einen guten Funkempfangspfad aufzubauen. Bevor Sie beginnen, diesen Transceiver zu wiederholen, sollten Sie noch einmal einige der theoretischen Voraussetzungen [1-3] auffrischen, die die Grundlage für die Konstruktion seines Empfangspfads bildeten. Das Hauptaugenmerk des Autors lag auf der Erzielung hoher dynamischer Eigenschaften des Empfängers, da diese angesichts der aktuellen Auslastung des Amateurfunks (leider nicht nur der Amateursender) und der hohen Senderdichte in einigen Städten im Vordergrund standen. Die vorgeschlagene Version des Transceivers wurde vom Autor auf der Grundlage der in [1, 2] dargelegten Empfehlungen zum Aufbau eines hochwertigen Empfangspfads entwickelt, nämlich: a) Aufbau eines Pfades mit nur einer Frequenzumsetzung; b) vor dem ersten Filter der Hauptauswahl muss die minimal notwendige Verstärkung bereitgestellt werden, während die Linearität über den gesamten Signalbereich erhalten bleibt; c) keine Anpassungen und nichtlinearen Elemente vor dem ersten FOS; d) nur passive symmetrische Hochpegelmischer; e) der Rauschpegel des eigenen lokalen Oszillators muss mindestens 3 dB niedriger sein als die Rauschspur des Empfangspfads; f) hochwertige Filter für die Hauptauswahl und am Empfängereingangsband ebenfalls hochwertige Filter mit einem Frequenzverhältnis von weniger als 1:2 verwenden; g) Um hohe Parameter in Bezug auf die Dynamik sicherzustellen, stellen Sie eine gleich hohe Selektivität (>140 dB im Nachbarkanal) sicher, vorausgesetzt, dass das Phasenrauschen minimal ist und die sequentielle Auswahl erfolgt. Beim Testen und Messen der Hauptparameter des Transceivers, die von Peter Brecht (DL40BY) und Uwe Löbel (DL1DSL) im Labor der Stabo Elektronik GmbH & KoG in Hildesheim (Deutschland) durchgeführt wurden, wurden Empfehlungen zum Einsatz eines gegeben Ultrahochleistungsmischer und die Merkmale seiner Installation, die eine Erhöhung der Blockierungsparameter ermöglichten. Mit dem Transceiver „DM-2002“ können Sie auf jedem der neun Amateur-KB-Bänder per Telefon (SSB) und Telegraf (CW) arbeiten. Technische hauptsächlichdaten:
Ein kleiner theoretischer Exkurs... Laut [3] charakterisiert der Einzelsignal-Dynamikbereich (DB0) den Betrieb des Empfängers unter realen Bedingungen am besten, da er die Abschätzung des maximalen Interferenzpegels ermöglicht, der den Empfang beeinträchtigt, und die Stabilität des Empfängers gegenüber den Phänomenen zeigt „Clogging“ (Blockierung) und Kreuzmodulation. DB1 wird von unten durch das minimale Empfängerrauschen begrenzt: Prf = (-174) + Frx + (101 g Bp), wobei Frx - Eigenrauschen des Empfängers <10 dB; Вp ist die Bandbreite des Filters der Hauptauswahl des Empfängers in Hz; und von oben - die Grenzen des linearen Teils der Eigenschaften seiner Kaskaden IP3, d. h. der Punkt, an dem das Signal am Empfängerausgang abzunehmen beginnt (um 3 dB), wenn das Störsignal seinen maximalen Pegel erreicht. Schauen wir uns zur Verdeutlichung Abb. 1 entnommen aus [2].
Das Intervall, das den IP3-Punkt vom Empfängerrauschen Prf trennt, sollte so groß wie möglich sein, da es zwei Parameter definiert – den DB-Blockierungsdynamikbereich und den DB3-Intermodulationsdynamikbereich. DB1 ist der Linearitätsbereich der dynamischen Reaktion des Empfängers; DB3 – Bereich der „intermodulationsfreien“ Verarbeitung eines symmetrischen Zweitonsignals. Die untere Grenze beider Dynamikbereiche liegt bei Prf. Der IM-Dynamikbereich ist wichtiger, da er durch den Leistungspegel Ps3 des unvermeidlichen IM-Rauschens 3. Ordnung des Empfängers bestimmt wird, der mit Prf identisch ist. Bei Ps3 = Prf erhöht sich der Störpegel (Rauschen und Intermodulation) um 3 dB, was zu einer Verschlechterung der Schwellenempfindlichkeit des Empfängers um diese XNUMX dB führt. Erläuterungen zu Abb. eines:
Der Transceiver ist nach dem Superheterodyn-Schaltkreis mit einer Frequenzumsetzung aufgebaut. Sein Blockdiagramm ist in Abb. dargestellt. 2. Das Gerät besteht aus vierzehn strukturell vollständigen Funktionseinheiten A1 -A14.
Beim Empfang gelangt das Signal von der Antenne über einen der Tiefpassfilter im Knoten A1 und ein zweiteiliges Dämpfungsglied im Knoten A2 in den Knoten A3. Im Knoten A3 gibt es gemeinsame Bandpassfilter, ähnlich einem Tiefpassfilter, sowohl für den Empfang als auch für das Senden. Als nächstes gelangt das Signal in den A4-1-Knoten, wo sich der erste Transceiver-Mischer, zwei Vor-ZF-Stufen, der erste Hauptauswahlfilter sowie die Pufferstufen der ZF, des lokalen Oszillators und des Übertragungspfads befinden. Der erste Mischer des Transceivers ist reversibel und für den Empfangs- und den Sendepfad gemeinsam. Je nach Wahl des Betreibers kann es in einem von zwei Modi betrieben werden: passiv oder aktiv, mit einer Verstärkung von bis zu +4 dB. Über einen Breitbandverstärker wird eine sinusförmige Lokaloszillatorspannung (VFO) an den Mischer angelegt. Warum nicht mäandern? Ja, ein idealer Mäander mit Fronten unter 4 wäre nicht schlecht, wenn ... Hier ist der Stolperstein! Das Erhalten von Fronten von 4 oder weniger mit einem Arbeitszyklus von eins ist ein großes technisches Problem, und jede Mini-Induktivität oder Mini-Reaktivität führt zu Problemen mit dem Front-Creep (das ist Installation und vieles mehr ...). Vergessen Sie auch nicht das Austreten von Oberwellen aus diesen „steilen“ Fronten. Auch wenn keine direkte Leckage vorliegt, trägt dies zweifellos zum Lärm des Trakts bei. Natürlich kann das alles unter industriellen Bedingungen gelöst werden, aber nicht zu Hause, auf dem Knie ... Hallo! Besonderes Augenmerk wird im Empfangspfad des Transceivers auf die optimale Verteilung des Signalpegels über die Kaskaden und die Erzielung maximaler Werte des Signal-Rausch-Verhältnisses gelegt. Zwei Kaskaden von Vorverstärkern, die dem ersten FOS zugewandt sind, kompensieren die Gesamtdämpfung im LPF, DFT und Mischer. Der Transceiver verwendet ein sequentielles ZF-Signalauswahlschema. Ein starkes Argument für eine solche Lösung ist die Empfehlung in [3]: „In einem richtig ausgelegten Empfänger sollte die FOS-Dämpfung außerhalb des Durchlassbandes gleich dem Wert eines Einzelsignal-DD-Empfängers sein.“ Erhöhen eines dieser Werte.“ ohne das andere zu erhöhen, ist es praktisch nutzlos. ... Außerdem muss die Gesamtverstärkung der ZF geringer sein als die Dämpfung des FOS außerhalb des Durchlassbands, sonst werden starke Out-of-Band-Signale zusammen mit schwachen nützlichen Signalen verstärkt und den Empfang stören. Mit anderen Worten: Um einen Signalblockierungspegel (Einzelsignal-Dynamikbereich) von 130 bis 140 dB zu erreichen, muss der FOS auch eine Dämpfung über den Durchlassbereich von 130 bis 140 dB hinaus bereitstellen (zumindest auf Kanälen von ±). 5...10 kHz vom Signal entfernt). Dementsprechend gilt: Je größer die Sperrziffer, desto besser sind die DB3-Werte. Wie Sie sehen, ist es unrealistisch, dieses Problem mit einem Filter zu lösen. Der Ausweg ist wie folgt: Stellen Sie die ZF-Verstärkung auf nicht mehr als 50 ... 60 dB ein und platzieren Sie am Ausgang des Pfades als Kommunikationselement zwischen der ZF und dem Detektor einen zweiten Filter und keinen Durchschnitt "Cleanup", aber ein vollwertiges, ähnlich dem ersten FOS. Es ist ganz natürlich, dass die Eigenschaften der Filter identisch sein sollten. Nach groben Berechnungen bleiben bei einer Außerbandfilterdämpfung von beispielsweise 80 dB und einer ZF-Verstärkung = 50 dB nur noch 30 dB von der Auswahl des ersten Filters übrig, was für den Pfad deutlich klein ist. Wenn wir jedoch einen weiteren solchen Filter einschalten, erhalten wir 30 + 80 = 110 dB. Beim Transceiver mit vom Autor hergestellten Filtern betrug die Selektivität im Nachbarkanal (bei einer Abweichung von ±5 kHz vom Band) 150 dB. Diese Praxis des Aufbaus des IF-Pfades wird vom Autor bereits in der dritten Entwicklung verwendet. Nach dem ersten FOS und dem folgenden Breitbandverstärker, der die Verluste im Filter ausgleicht, gelangt das empfangene Signal in den Knoten A4-2. Knoten A4-2 enthält das Haupt-IF, das zweite FOS für SSB und CW, den Detektor und das vorläufige ULF. Das Signal des Referenzfrequenzgenerators wird dem Detektor vom Knoten A6-2 zugeführt. Als nächstes gelangt das empfangene Signal in den Knoten A5, wo es verstärkt und bei niedriger Frequenz verarbeitet wird. Der A5-Knoten enthält einen passiven Tiefpassfilter mit einer Bandbreite von etwa 3 kHz und einen aktiven Filter mit einer Bandbreite von 240 Hz, um die Auswahl im CW-Modus zu erhöhen. Dort befinden sich auch der End-ULF und der AGC-Verstärker. Das AGC-System steuert nur die Haupt-ZF. In den Vorstufen des IF gibt es keine Anpassungen, da diese den Gesetzmäßigkeiten der Konstruktion eines linearen Pfades widersprechen. Im Sendemodus wird das Signal vom Mikrofon an Knoten A6-1 gesendet. Es umfasst einen Mikrofonverstärker und einen „Speech“-Prozessor mit zwei EMFs. Darüber hinaus gelangt das Signal in den Knoten A6-2, wo sich die Referenzgeneratoren des oberen und unteren Bandes, der Former und einstellbare Verstärker des DSB-Signals sowie der CW-Signalformer befinden. Vom Ausgang des Knotens A6-2 gelangt das erzeugte DSB- oder CW-Signal in den Knoten A4-2. Hier durchläuft das Signal einen der Filter – entweder Breitband mit Auswahl des SSB-Signals oder Schmalband-CW. Anschließend gelangt das Signal in den Mischerknoten A4-1, wo es auf eine der Betriebsfrequenzen des Transceivers übertragen wird. Nach dem Durchlaufen der DFT, Knoten A3, wird das Signal durch den Transceiver-Leistungsverstärker am Knoten A2 verstärkt. Darüber hinaus gelangt das Signal über den Tiefpassfilter des Knotens A1 in die Antenne. Das Schalten der Schaltelemente der Bereiche in den Knoten A1, A3 und den Lokaloszillatorblöcken wird vom Knoten A9 gesteuert. Knoten A7 enthält VOX, Anti-VOX und Tasten, die die Steuersignale für die Empfangs- (RX) und Sendemodi (TX) des Transceivers bilden. Ein moderner hochwertiger Transceiver beinhaltet als Lokaloszillator einen Frequenzsynthesizer. Derzeit ist es für einen Empfänger mit großem Dynamikbereich und hoher Empfindlichkeit äußerst schwierig, zu Hause einen Synthesizer mit geringem Phasenrauschen zu bauen. Es ist Phasenrauschen, das die Selektivität im Nachbarkanal beeinflusst, und für unseren Transceiver sollte dieser Wert bei einem Wert von > -140 dB/Hz liegen, was nicht ganz realistisch ist. Als Alternative bietet sich die Verwendung herkömmlicher LC-Überlagerungen in Verbindung mit einem Frequenzstabilitätserhaltungssystem (FLL + DPKD) an, was eine einfache Wiederholung zu Hause ermöglicht. Die angegebenen Parameter des Transceiver-Empfängers wurden mit herkömmlichen LC-Lokaloszillatoren ermittelt, die ein minimales Phasenrauschen aufweisen. Danach wurden Niederfrequenzfilter mindestens 5. Ordnung verwendet. Es gibt zwei solcher Lokaloszillatoren im Transceiver, die Knoten A12 und A13. Die Verwendung eines proportionalen Steuerungssystems für die Frequenz eines der lokalen Oszillatoren, Knoten A10, ermöglichte eine Stabilität von besser als 10 Hz/h. Im Knoten A8 befindet sich ein Frequenzteiler des Lokaloszillators A12 und gemeinsam für beide LPF-Generatoren. Knoten A11 – digitale Waage. Der Transceiver wird vom Knoten A14 mit Strom versorgt. Die digitalen und analogen Teile des Transceivers werden von separaten Quellen und Reglern gespeist. Außerdem werden auf den Transceiver-Boards lokale Stabilisatoren mit geringem Stromverbrauch verwendet. Alle Transceiver-Knoten werden in den entsprechenden Abschnitten detaillierter beschrieben. Knoten A1. Tiefpassfilter Die Schaltung (Abb. 3) besteht aus fünf LPFs 5. Ordnung. Für die Bereiche 7..28 MHz werden elliptische Tiefpässe verwendet, da diese eine erhöhte Steilheit der Flanken aufweisen.
Knoten A2. Sendeleistungsverstärker. Breitband-Transceiver-Leistungsverstärker (Abb. 4) – zweistufig. Am Eingang des Verstärkers ist ein Dämpfungsglied R2-R4 mit einer Dämpfung von -3 dB enthalten. Die Betriebsart des Transistors VT2 wird durch den Trimmerwiderstand R12 eingestellt.
Um eine Selbsterregung des Transistors VT2 zu verhindern, ist an seinem Drain-Ausgang ein Ferritring angebracht. Die Relais K1 und Kurzschluss verbinden im Sendebetrieb den Ein- und Ausgang des Verstärkers mit dem Signalweg. Die Relais K4 und K5 enthalten Dämpfungsglieder -10 dB (R19-R21) und -20 dB (R22-R24) im Signalkreis im Empfangsmodus. Die Dämpfungsglieder sind durch eine Abschirmwand von der PA getrennt. Elemente R17, VD3, R18, C16, C17 – Schaltkreise zur Anzeige der Ausgangsleistung des Transceivers. Der Autor hat den Verstärker mit zwei parallel geschalteten KP907A-Transistoren sowie mit zwei KP901A getestet. In beiden Fällen betrug die Ausgangsleistung etwa 40 W bei einem Ausgangsstufenstrom von etwa 1 A. Die Verwendung von KP901A ist nicht wünschenswert, da damit kein gleichmäßiger Frequenzgang des Verstärkers erzielt werden kann. Die Blockierung des Frequenzgangs oberhalb von 15 MHz eliminiert nicht einmal die Auswahl von Transistoren und Korrekturelementen in der ersten Stufe. Drei auf KP907A hintereinander hergestellte Verstärker zeigten eine gute Wiederholgenauigkeit und der Frequenzgang musste nicht korrigiert werden. Knoten A3. Eingangsfilter (DFT). Zur Abdeckung aller Bereiche wurden sieben Filter der 3m-Struktur eingesetzt [5]. Das Filterschema ist in Abb. dargestellt. XNUMX.
Bei der Implementierung von Eingangsfiltern sollte sehr verantwortungsvoll vorgegangen werden, da die Dämpfung im Band und damit das Signal-Rausch-Verhältnis von der Qualität ihrer Herstellung und Abstimmung abhängt. Der Qualitätsfaktor aller Spulen sollte nicht niedriger als 200 sein, vorzugsweise höher ... Aus Designgründen ist der Hauptfunkpfad des Transceivers in zwei Knoten unterteilt: A4-1 und A4-2. Knoten A4-1 (Abb. 6) enthält den ersten Mischer, ZF-Vorverstärker, den ersten Hauptselektionsfilter, den Lokaloszillator-Signalverstärker, den Signalverstärker des Übertragungspfads und den Signalschalter. Der Gesamtgewinn dieses Teils der Funkstrecke überschreitet nicht 10 dB. Alle Stufen des Knotens verwenden 50-Ohm-Technologie.
Im Empfangsmodus wird das Signal vom DFT (siehe Abb. 5 im ersten Teil des Artikels) dem Pin 1 des Knotens A4 - 1 zugeführt. Am Eingang des Pfades werden Funkstörungen bei der Zwischenfrequenz des Transceiver (8,862 MHz) ist der Sperrfilter L1C1, ZQ1 - ZQ3 eingeschaltet. Der erste Mischer des Transceivers ist reversibel und für den Empfangs- und den Sendepfad gemeinsam. Es wird nach einer symmetrischen Schaltung auf Breitbandtransformatoren T1 - TZ und einem DA1-Chip vom Typ KR590KN8A hergestellt, wie in Abb. 6 dargestellt. 590 als zwei Transistoren. Die Mikroschaltung KR8KN6A ist ein Hochgeschwindigkeits-Analogschalter mit vier Kanälen. vier Feldeffekttransistoren mit gleichen Eigenschaften auf einem gemeinsamen Substrat. Die Transistoren der Mikroschaltung sind parallel zur Mischschaltung geschaltet, zwei in jedem Arm (in Abb. 905 sind die Pinnummern der Mikroschaltung in Klammern angegeben). Eine solche Einbeziehung ermöglichte es, einen niedrigen Widerstand des offenen Drain-Source-Kanals von Transistoren zu erhalten, der beispielsweise geringer ist als bei KP3, was die Verluste im Mischer im passiven Modus erheblich reduzierte. Wie bereits erwähnt, kann der Mixer in zwei Modi arbeiten – passiv und aktiv. Der aktive Mischermodus mit einer Verstärkung von +4 ... 15 dB wird durch Anlegen einer Versorgungsspannung von +2 V an Pin 4 des Knotens A1 - XNUMX eingeschaltet. Den Gates der Mischertransistoren wird über einen Balun-Transformator TZ ein sinusförmiges Lokaloszillatorsignal zugeführt, das zuvor von einem Breitbandverstärker auf Basis eines VT3-Transistors auf einen Pegel von 4 ... 2 V verstärkt wurde. Die Spannung des lokalen Oszillatorsignals, das am Eingang des Verstärkers, Pin 4 des Knotens A4 - 1, angelegt wird, sollte 200 mV nicht überschreiten. An den Mischerausgang ist eine Anpassschaltung L2, C17, R17, L3, C16, der sogenannte Diplexer, angeschlossen. Seine Aufgaben bestehen darin, den Dynamikbereich des Mischers zu verbessern, das Zwischenfrequenzsignal zu isolieren und die nachfolgenden Kaskaden der ZF so weit wie möglich vom „Blumenstrauß“ an Konvertierungsprodukten zu befreien. Das ausgewählte ZF-Signal wird über einen Schalter an der VD2-Diode hochlinearen, rauscharmen Vorverstärkern zugeführt, die auf den Transistoren VT3, VT4 gemäß der Verstärkerschaltung mit reaktiver Gegenkopplung [1] aufgebaut sind. Verstärker dieser Art verfügen über eine hohe Empfindlichkeit und einen großen Dynamikbereich. Um die Betriebsstabilität zu erhöhen, werden die Verstärkerstufen durch den Basisstrom stabilisiert. Um eine Anregung bei Mikrowellenfrequenzen zu verhindern, werden außerdem Ferritringe an den Anschlüssen der Kollektoren der Transistoren VT3, VT4 angebracht (siehe Diagramm - FR). Um den Signalrückkopplungskoeffizienten zu schwächen, werden die Verstärker durch ein Dämpfungsglied voneinander entkoppelt Widerstände R25 - R27 mit Dämpfungswert - 3 dB. Ein Filter der Hauptauswahl ZQ4 ist über einen Aufwärtstransformator T8 mit dem Ausgang des Verstärkers am Transistor VT4 verbunden. Der Filterkreis ist in Abb. dargestellt. 7.
Es ist nach dem Schema eines Multi-Link-Ladder-Filters auf sieben Quarzresonatoren ZQ1 – ZQ7 aufgebaut. Der Prototyp wurde nach den Schemata alter Armeeempfänger vom Typ R-154 („Amur“, „Molybdän“) „geguckt“, bei denen alte minderwertige Quarze bei 128 kHz verwendet wurden. Bei modernen Resonatoren, die für PAL/SECAM-Fernsehdecoder ausgelegt sind, wiesen die Filter folgende Eigenschaften auf:
Die im Diagramm durch eine gestrichelte Linie dargestellten Resonatoren können eingebaut werden, wenn die Steilheit der Filterflanken nicht ausreicht. Nach dem Filter wird das Signal über einen Abwärtstransformator T9 einem Breitbandverstärker auf Basis eines VT5-Transistors zugeführt. Der Transistor ist gemäß der Common-Gate-Schaltung angeschlossen, arbeitet mit einem relativ großen Drain-Strom, weist ein geringes Eigenrauschen und einen großen Dynamikbereich auf. Seine Aufgabe besteht darin, die Dämpfung im Filter und im Transformator zu kompensieren. Von der Anzapfung des T10-Transformators über den Kondensator C3O und den Ausgang 8 des Knotens wird das empfangene Signal der Haupt-ZF, Knoten A4-2, zugeführt. Im Übertragungsmodus wird das im Knoten A4 - 2 CW oder SSB gebildete Signal dem Pin 3 des Knotens A4 - 1 zugeführt, dem Eingang des Breitbandverstärkers des Übertragungspfads, der am Transistor VT1 erfolgt. Vom Ausgang des Verstärkers wird das Signal über den Kondensator C5 und den Schalter an der Diode VD1 dem Mischer T1 - T1 DA1 zugeführt, wo es auf eine der Betriebsfrequenzen des Transceivers übertragen wird. Über Pin 4 des Knotens A1-3 wird das Signal dem Knoten AXNUMX (DFT) zugeführt. Der Signaldurchgang in den den Empfangs- und Sendemodi entsprechenden Richtungen wird durch einen Schalter an den Pin-Dioden VD1VD2 vom Typ KA507A gesteuert. Die Dioden werden entsperrt, wenn eine Steuerspannung an Pin 6 (RX) oder Pin 7 (TX) vom Knoten A9 des Transceivers angelegt wird. Die Wahl dieser Dioden ist kein Zufall. Im geöffneten Zustand beträgt ihr Widerstand 0,1 ... 0,4 Ohm und sie können eine Leistung von bis zu 500 Watt übertragen. Dieselben Schaltkreise versorgen die Verstärkerstufen des Knotens mit Spannung und arbeiten in den entsprechenden Modi. Das Diagramm des Haupt-ZF-Verstärkers, Knoten A4 - 2, ist in Abb. dargestellt. 8. Die Ausgangsimpedanz des Knotens A4 - 1 und des Eingangsknotens A4 - 2 beträgt etwa 50 Ohm, sodass Sie sie mit einem koaxialen HF-Kabel verbinden können. Die nach der Common-Gate-Schaltung angeschlossene Eingangsstufe der Transistoren VT1, VTV weist eine geringe Verstärkung, geringes Rauschen und einen großen Dynamikbereich auf. Die Kaskade wird auf den auf die ZF-Frequenz abgestimmten L1C3-Resonanzkreis geladen.
Die Haupt-ZF-Verstärkung erfolgt durch einen vierstufigen Verstärker auf den Zwei-Gate-Feldeffekttransistoren VT2 - VT4, VT10. Die Spannung an den ersten Gates der Transistoren wird durch die Zenerdiode VD3 auf +1 V stabilisiert. Die zweiten Gates der Transistoren ermöglichen eine manuelle oder automatische (AGC) Verstärkungsregelung sowie eine automatische Blockierung der ZF während der Übertragung. Dazu wird den Transistor-Gates über Anschluss 2 des Knotens eine Steuerspannung von 0 bis +8 V vom Knoten A5 zugeführt. Die Verstärkung des ZF-Pfades des Knotens A4 - 2 überschreitet 60 dB nicht. Kaskaden auf den Transistoren VT2, VT3, VT10 haben einen Ku von jeweils etwa 16 dB, eine Kaskade auf VT4 - etwa 6 dB. Die Wahl dieser Verstärkungsverteilung ist wichtig, und der Modus dieser Stufen wird auf der Grundlage vieler Anforderungen ausgewählt. Die wichtigsten sind eine sehr lineare Reaktion der AGC-Steuerung am zweiten Tor und ein sanfter Rauschmodus des Verstärkers. Aus den gleichen Gründen der Aufrechterhaltung der Linearität verwendete der Autor im UFC KP350-Transistoren und nicht die „exotischen“ BF981, die eine kurze Steuercharakteristik für das zweite Gate haben, obwohl sie bessere Rauschparameter haben. Zwischen der dritten (VT4) und vierten (VT10) Stufe der ZF sind die Filter ZQ1 (SSB) und ZQ2 (CW) enthalten. Beim Empfang eines Signals fungieren sie als zweites FOS und beim Senden als Hauptsignalbildner. Die Filter werden durch die Relaiskontakte K1 und K2 geschaltet. Die Schaltung und die Parameter des ZQ1-Filters sind identisch mit dem ZQ4-Filter im Knoten A4 - 1. Der Schmalband-Quarzfilter für den Telegrafenbetrieb ZQ2 ist nach der in Abb. 9 dargestellten Schaltung aufgebaut. XNUMX und weist folgende Eigenschaften auf:
Der Ausgangswiderstand der Kaskade am Transistor VT4 und der Eingangswiderstand an VT5, VT10 betragen ungefähr 5 kOhm. Die niedrigen Eingangs- und Ausgangswiderstände der ZQ1- und ZQ2-Filter werden über reaktive Verbindungen (P-Kreise) L8–L11, C23–C30 an diese Stufen angepasst. Durch diese Anpassungsmöglichkeit konnte die Dämpfung in den Filtern deutlich reduziert werden. Von der Last der letzten Stufe der ZF, der L4L5-Schaltung, gelangt das Signal zum Schlüsseldetektor, dem VT12-Transistor. Das Referenzfrequenzsignal wird dem Gate des Transistors über Pin 8 vom Knoten A6 zugeführt. Das im Detektor durch den Tiefpassfilter C57L15C58 isolierte Niederfrequenzsignal gelangt zur ersten ULF-Stufe, die an den Transistoren VT13, VT14 erzeugt wird, und dann über den Kondensator C61 zum Ausgang des Knotens, Pin 7. Diese Stufe sollte betont werden. Da die gesamte Signalumwandlung und -verarbeitung im A4-Knoten bei niedrigen Pegeln (von 0,1 bis 300 μV) erfolgt, verfügt der Bassverstärker des Transceivers über eine sehr hohe Empfindlichkeit und eine große Verstärkung, etwa + 74 dB. Und hier wiederum entstehen Interferenzprobleme. Die Kaskade der Transistoren VT13, VT14 wird als zusammengesetzter komplementärer Shiklai-Emittfolger bezeichnet. Es weist für unseren Fall bemerkenswerte Eigenschaften auf. Sein Übertragungskoeffizient liegt im gesamten Niederfrequenzbereich nahe bei Eins, die Eingangsimpedanz beträgt etwa 1 MΩ, der Ausgang beträgt jedoch nur 1,5 Ω, d. h. er belastet die nachgeschaltete Verstärkerstufe nicht. Toll! Es stellt sich heraus, dass das Signal sicher in den Haupt-ULF gelangt, und welche Störungen kann es geben, wenn die Signalquelle Rout = 1,5 Ohm hat, oder mit anderen Worten, der ULF-Eingang kurzgeschlossen ist! Im Übertragungsmodus wird das vom A6-DSB- oder CW-Knoten kommende Signal (über Pin 10) der geschalteten Kaskade am VT8-Transistor zugeführt. Der Betrieb der Kaskade wird durch eine Taste am Transistor VT9 gesteuert. Anschließend durchläuft das Signal einen der Filter: entweder ZQ1 mit SSB-Signalextraktion oder Schmalband-CW ZQ2. Der den Filtern folgende resonante Kaskodenverstärker auf Basis der Transistoren VT5, VT6 weist eine niedrige Eingangskapazität, eine gute Ein-/Ausgangsentkopplung und einen Ku von ca. 16 dB auf. Auf dem Transistor VT7 befindet sich eine Taste, die den Betrieb der Kaskade während der Übertragung steuert. Das Signal kommt von der Koppelspule L4 des Kaskodenverstärkers zur Mischerplatine A1 - 7. Beim Senden wird nur einer der Filter von Knoten A4 - 2 verwendet. Der Versuch, bei der Übertragung mit den Filtern zweier in Reihe geschalteter Knoten zu arbeiten, spiegelte sich nicht im Design des Transceivers wider, da das Signal von den Korrespondenten schlecht gelesen wurde . Die Kaskade des VT11-Transistors dient dazu, das Signal während der Übertragung abzuhören. Der Pegel des Hörersignals wird durch Anlegen einer Steuerspannung an das zweite Gate des Transistors über Pin 9 des Knotens reguliert. Das Signal wird von der Koppelspule L7 der Ausgangsstufe des Sendepfads des Knotens A4 2 über die Kondensatoren C40 und C53 abgenommen. Die Kette VD2 - VD4, R20, C32, C3Z, L12 sowie die VD5-Diode ermöglichen eine vollständige Entkopplung leistungsgeschalteter Stufen und eliminieren Schaltgeräusche, insbesondere bei Stufen mit einer Induktivität von mehr als 100 μH. Knoten A5. Das Haupt-ULF und AGC Das Niederfrequenzsignal vom Ausgang des Knotens A4-2 wird dem Eingang des Knotens A5 an Pin 1 zugeführt (Abb. 10).
Die erste ULF-Stufe basiert auf dem DA1-Chip (KR538UNZA), einem rauscharmen Verstärker, der speziell für den Betrieb mit niederohmigen Audiosignalquellen entwickelt wurde. Bei der verwendeten typischen Schaltoption sorgt die Mikroschaltung für eine Signalverstärkung bis zu +47 dB. Die darauf folgende Kaskade auf den Transistoren VT1 und VT2 (der uns bereits bekannte Emitterfolger von Shiklai) lädt ihn nicht. Vom Ausgang des Repeaters gelangt das Signal zum Tiefpass-Bandpassfilter L1-L5C11-C15, der das Frequenzband von 250...300 Hz bis 3500...4000 Hz mit einer Dämpfung an den Rändern besser als 30 auswählt dB. Mit anderen Worten: Es entsteht etwas Ähnliches wie EMF, jedoch nur in den niedrigen Frequenzen. Solche Eigenschaften des Filters werden nur bei exakter Anpassung seiner Eingangs- und Ausgangsimpedanz von 204 Ohm erreicht, und der Toleranzwert der LC-Filterelemente beträgt weniger als 5 % [4]. Der Filtereingang ist über einen in Reihe geschalteten Widerstand R1 von 2 Ohm mit der Kaskade der Transistoren VT5, VT200 verbunden, und da der Rout des Emitterfolgers 1,5 Ohm beträgt, ist die Anpassung nahezu perfekt! Am Filterausgang ist außerdem ein Lastwiderstand R6 enthalten. Nach dem Filter gelangt das Signal (Punkt A in Abb. 1) über die normalerweise geschlossenen Kontakte des Relais K10 in die Eingänge des zweikanaligen Niederfrequenzsignalschalters - der DA4-Mikroschaltung. Dort wird im Übertragungsmodus vom Knoten A6 ein Telegrafensignal-Selbststeuerungssignal zugeführt. Das Umschalten des Schalters erfolgt, wenn ein Steuersignal vom Knoten A4 des Transceivers an Pin 7 angelegt wird, d. h. beim Umschalten von Empfang auf Senden. Vom Ausgang von Kanal 1 der DA4-Mikroschaltung wird das Signal dem Eingang des AGC-Verstärkers (Punkt B) zugeführt. Vom Ausgang von Kanal 2 - zum Eingang eines Leistungsverstärkers (Punkt C), hergestellt nach einem typischen Schaltkreis auf einem DA5-Chip. Am PA-Eingang ist eine Fernlautstärkeregelung installiert, die auf einem Optokoppler U1 erfolgt. Trotz des geringen Regelbereichs ist diese Option eine gute Alternative zum klassischen Potentiometer mit seinen langen Anschlussdrähten und oft Stör- und Hintergrundquelle. Um die Auswahl beim Empfang von Telegrafen- und Digitalsignalen zu erhöhen, ist im Knoten A5 ein aktiver Tiefpassfilter installiert, der auf den Mikroschaltungen DA2 und DA3 basiert. Die Filterbandbreite für die Pegel -6 dB und -20 dB beträgt 240 bzw. 660 Hz. Dies reicht selbst für den PSK-Betrieb völlig aus, da der A4-2-Knoten auch über einen Quarzfilter mit einem Band von 800 Hz verfügt. Die Verbindung des Filters mit dem Niederfrequenzpfadkreis erfolgt über die Relaiskontakte K1 (K1.1 und K1.2), wenn am Ausgang 2 des Knotens eine Spannung von +15 V anliegt. Grundsätzlich können im aktiven Filter Doppelpotentiometer eingebaut werden um seine Abstimmfrequenz in kleinen Grenzen zu ändern oder nach etwas komplizierter Schaltung eine Kerbe zu machen, ähnlich dem „Mot.sp“-Filter [1,2]. Der AGC-Verstärker besteht aus den Transistoren VT3-VT8. Das Signal, verstärkt durch Kaskaden auf VT3VT4, über Spannungsverdopplungsdetektoren und ein „UND“-Element aus VD3-VD7-Dioden, lädt zwei RC-Schaltungen mit unterschiedlichen Zeitkonstanten – R18C36 und R19C35. Im Gleichstromverstärker des VT5VT6 wird das AGC-Steuersignal erzeugt. Der Bauwiderstand R7 am Eingang des Verstärkers dient zur Einstellung des AGC-Betriebspegels. Der Autor im Transceiver hat diesen Pegel - etwa 2 μV. Der Bauwiderstand R22 regelt die Steilheit der Regelkennlinie des AGC-Systems. Der Transistor VT5 sollte nicht mit hoher Flankensteilheit verwendet werden. Die Spannung am Widerstand R21 an der Source des Transistors darf 1,2 V (Referenz zur Steuerung) nicht überschreiten. Die Steuerspannung der AGC wird vom Kollektor des Transistors VT6 entfernt und ein S-Meter ist an den Emitter des Transistors angeschlossen. Kaskaden auf den Transistoren VT7 und VT8 sorgen für eine kleine Verzögerung, um Transienten beim Übergang vom Empfang zum Senden und umgekehrt zu erzeugen. Praktische Tests des AGC zeigten folgende Ergebnisse: Als sich das Signal am Transceiver-Eingang von 2 μV auf 1 V änderte, änderte sich das Ausgangssignal um nicht mehr als 5 dB und bei sorgfältigerer Abstimmung um nicht mehr als 3 dB. Der AGC-Einstellbereich betrug ca. 114 dB, was für einen guten Empfangsweg völlig ausreicht. Es empfiehlt sich, einen 1-Ohm-Widerstand in den Basiskreis des Transistors VT6 einzuführen (Abb. 560) und ihn zwischen dem Basisanschluss und dem gemeinsamen Draht zu verbinden. Dadurch wird die Einstellung des Ruhestroms dieses Transistors weiter vereinfacht. Der Sendepfad des Transceivers beginnt am Knoten A6, der strukturell in zwei Teile unterteilt ist – die Knoten A6-1 und A6-2. Um die Effizienz der Signalübertragung im SSB-Modus zu erhöhen, verwendet der Transceiver einen Signalbegrenzer, den sogenannten „Sprachprozessor“, der es ermöglicht, die durchschnittliche Leistung des SSB-Signals um das 4...6-fache (6...) zu erhöhen. 8 dB). Bei der Durchführung eines DXQSO oder unter QRM (QRN)-Bedingungen hat ein begrenztes Signal eine höhere Qualität und eine gute Verständlichkeit. Knoten A6-1 ist ein solches Gerät, das zwischen dem Mikrofon und dem DSB-Treiber des Transceivers angeschlossen ist. Das schematische Diagramm des Knotens ist in Abb. 11 dargestellt.
Das Audiosignal vom Mikrofon wird an Pin 1 des Knotens angelegt. Anschließend wird das Signal über den Kondensator C2 und einen Pegelregler (einen variablen Widerstand, der zwischen den Anschlüssen 2 und 3 des Knotens A6-1 angeschlossen ist) einem Mikrofonverstärker zugeführt, der auf dem DA1-Chip aufgebaut ist. Mit dem Transceiver wird ein Elektretmikrofon verwendet, das über die Kette R1 – R3C1 mit Strom versorgt wird. Der Tiefpassfilter L1C4 dämpft hochfrequente Störungen vom eigenen Sender bis zum Eingang des Mikrofonverstärkers und verringert dadurch das Risiko seiner Selbsterregung. Die Kontakte des Relais K1 schalten die Korrekturschaltungen des Verstärkers, um den Frequenzgang im Bereich von 300 ... 3000 Hz auf bis zu +16 dB anzuheben. Der Pegel des ausgegebenen Niederfrequenzsignals des Verstärkers (150 ... 200 mV) wird mit einem Trimmwiderstand R9 eingestellt. Über den Emitterfolger am Transistor VT1 gelangt das Signal in die von B. Larionov (UV9DZ) [5] entwickelte Begrenzerschaltung. Transistor VT5 ist der erste wichtige RF-Limiter-Mischer. Das VT5-Gate empfängt ein Signal mit einer Amplitude von etwa 0,7 V von einem Referenzquarzoszillator, der auf den Transistoren VT3-VT4 aufgebaut ist. Der L2C25-Schaltkreis im VT5-Quellenschaltkreis ist auf eine Frequenz von 500 kHz abgestimmt. Das vom elektromechanischen Filter ZB1 ausgewählte Einseitenbandsignal wird einem Begrenzungsverstärker zugeführt, der aus einem VT6-Feldeffekttransistor und VD3VD4-Dioden besteht. Der Grad der Begrenzung ist definiert als das Verhältnis der HF-Spannung am Drain des Transistors VT6 bei ausgeschalteten Dioden VD3VD4 zur Spannung am gleichen Punkt nach dem Anschließen der Dioden. Dieser Wert beträgt 7...8 dB. Der Trimmerwiderstand R24 stellt die Verstärkung der Kaskade auf VT4 ein, wodurch der optimale Pegel des SSB-Signals mit minimaler Einschränkung aufrechterhalten wird. Dies ist wichtig, wenn das Sendesignal eines Funkgeräts bei minimalem und maximalem Clipping-Pegel verglichen wird. Um die erhöhte Anzahl an Oberwellen und Kombinationsfrequenzen zu unterdrücken, wird das Signal durch einen zweiten EMF ZB2 geleitet, der mit dem ersten identisch ist. Die Kaskade am Feldeffekttransistor VT7 (Ku = 6 ... 10 dB) gleicht die Dämpfung in den Filtern aus, darf aber bei guter EMF nicht eingebaut werden. Dem zweiten Tastenmischer-Detektor wird über einen VT8-Feldeffekttransistor ein begrenztes Einseitenbandsignal zugeführt, dessen Gate außerdem mit einem 500-kHz-Referenzoszillatorsignal versorgt wird. Das erkannte und gefilterte Signal wird vom Operationsverstärker auf dem DA2-Chip verstärkt und über den Emitterfolger auf dem VT2-Transistor der A6-2-Formationseinheit zugeführt. Der Ausgangssignalpegel des Sprachprozessors wird durch den Abstimmwiderstand R35 eingestellt. Die Relais K2 und Kurzschluss ermöglichen es, den Sprachprozessor vom Sendepfad auszuschließen. Diese Option kann bei lokalen QSOs erforderlich sein, da der Signalpegel am Empfangspunkt oft hoch ist und die Einschränkung die Verständlichkeit beeinträchtigen kann. Das Diagramm des A6-2-Knotens, des DSB- und CW-Signalspannungstreibers, ist in Abb. 12 dargestellt. XNUMX.
Der Referenzquarzoszillator des oberen Bandes besteht aus VT1VT2-Transistoren. Der Induktor L1, der in Reihe mit dem Quarzresonator ZQ1 (8862,7 kHz) geschaltet ist, ermöglicht die Feinabstimmung des Generators auf die Frequenz, die dem -20-dB-Pegelpunkt auf der unteren Steigung des Frequenzgangs des Hauptauswahlfilters entspricht. Vom Emitter des Transistors VT2 wird das Referenzoszillatorsignal über einen Pufferverstärker am Transistor VT3 einem symmetrischen Modulator zugeführt, der aus VD2VD3-Varicaps und dem Transformator T1 besteht. Außerdem wird das Signal vom Emitter VT2 über den Ausgang 2 des Knotens dem Knoten A4-2 zum Schlüsseldetektor zugeführt. Der Modulator verfügt über eine hohe Linearität und ermöglicht eine Unterdrückung des Trägers um mindestens 56 dB (vom Autor mehrfach bestätigt). Der Modulator wird über die Trimmwiderstände R20 und R24 abgeglichen. Über den Verstärker am Transistor VT8 (Ku = 6 dB) wird die Spannung des Audiofrequenzsignals vom Knoten A6-1 an den Mittelpunkt der Primärwicklung des Transformators des symmetrischen Modulators angelegt. Die Kaskade funktioniert nur, wenn die Versorgungsspannung vom Transceiver-Betriebsmodusschalter an die Klemmen 15 und 16 angelegt wird. Im gleichen Stromkreis ist das Relais K1 eingebaut, das mit seinen Kontakten den Ausgang des symmetrischen Modulators mit der Übertragungsstrecke verbindet. Vom Trimmerwiderstand R50 im VT8-Emitterkreis wird das NF-Signal dem VOX-Schaltkreis am Knoten A7 zugeführt. Auf dem VT9-Transistor wird ein manipulierter CW-Signal-Quarzoszillator hergestellt. Die Frequenz des Quarzresonators ZQ3 (8863,5 kHz) ist um 1 Hz höher als die Frequenz des ZQ800-Resonators, d. h. sie fällt in das Transparenzband des Hauptselektionsfilters des Transceivers. Der CW-Generator wird über die Basisschaltung des Transistors VT9 über die Widerstände R43, R44 unter Verwendung einer Schlüsselschaltung im Knoten A7 gesteuert, die die erforderlichen Anstiegs- und Abfallzeitparameter des Telegraphensignals von 5 bzw. 7 ms bildet. Abhängig von der Betriebsart SSB oder CW wird der Basis des Transistors VT4 über die Kontakte des Relais K1 ein Signal entweder von einem symmetrischen Modulator oder von einem lokalen Telegraphenoszillator zugeführt. Auf dem VT3-Transistor ist ein einstellbarer DSB- und CW-Sendersignalverstärker montiert. Die Kaskadenverstärkung wird durch Ändern der Spannung am zweiten Gate des Transistors vom manuellen Signalleistungsregler (über Klemme 5 des Knotens A6-2) und vom ALC-Steuerkreis am VT10-Transistor eingestellt. Die Kaskadenlast ist die L4L5C26-Schaltung, die auf die ZF-Frequenz abgestimmt ist. Von der Koppelspule L5 wird ein Ausgangssignal mit einem Pegel von etwa 1 V abgenommen, das dem ZF-Vorverstärker und dem Hauptselektionsfilter im Block A4-2 zugeführt wird. Der Referenzoszillator auf VT6VT7-Transistoren wird zum Abhören des Rückwärtsbandes verwendet. Die Frequenz seines Quarzresonators ZQ2 (8865,8 kHz), die dem -20-dB-Punkt auf der oberen Flanke des FOS-Frequenzgangs entspricht, wird durch den Kondensator C45 feinabgestimmt. Auf dem DA1-Chip ist ein RC-Tongenerator zur Signalselbstüberwachung beim Telegrafenbetrieb und zum Einrichten des Transceivers im SSB-Modus (Betriebsart - „TUNE“) montiert. Das Signal dieses Generators mit einer Frequenz von 800 Hz und einem Pegel von etwa 50 mV wird über Klemme 11 des Knotens dem ULF-Transceiver, Knoten A5, zugeführt. Sie können den Signalpegel verringern oder erhöhen, indem Sie den Widerstand R60 auswählen. Beim Betrieb als Telegraf wird der Tongenerator eingeschaltet, indem synchron mit dem Generator an VT9 positive Signale entlang der „TX/KEY“-Schaltung zugeführt werden. Beim Abstimmen des Senders im SSB-Modus („TUNE“) wird das Tongeneratorsignal über einen externen Teiler und Schaltkreise dem Mikrofoneingang von Knoten A6-1 zugeführt. Knoten A7 steuert den Transceiver mithilfe des VOX-Sprachsteuerungsgeräts oder durch Drücken der Telegraphentaste oder des Pedals in den Sendemodus. Das Knotendiagramm ist in Abb. dargestellt. 13.
Im Empfangsmodus liegt die Versorgungsspannung von +15 V, die ständig an Pin 11 des Knotens anliegt, nur am Ausgang der gesteuerten Taste an den Transistoren VT13 und VT14, Pin 13 (RX), an. Der Eingang des VOX-Systems (Pin 1 von Knoten A7) ist mit dem Ausgang des Mikrofonverstärkers des Transceivers (Pin 7 von Knoten A6-1) verbunden. Die Arbeit mit VOX ist möglich, wenn es über den entsprechenden +3-V-Versorgungsspannungsschalter an Pin 7 des Knotens A15 angelegt wird. Das durch eine Kaskade am Transistor VT1 verstärkte NF-Signal wird einem Begrenzungsverstärker am Transistor VT2 zugeführt. Die Signalbegrenzungsspannung, oder mit anderen Worten die Schwelle für den Betrieb des VOX-Systems, wird durch einen abgestimmten Widerstand R4 eingestellt. Ein begrenztes Signal wird von den Dioden VD1, VD2 erkannt und mit einem Pegel von mehr als zwei Volt der Steuerkette C7R9 zugeführt. Der Trimmerwiderstand R9 stellt die Verzögerungszeit für den Betrieb des Sprachsteuerungssystems innerhalb von 0,2 ... 2 s ein. Darüber hinaus startet dieses Signal einen Einzelvibrator an den Transistoren VT5, VT6 und über die invertierenden Kaskaden an den Transistoren VT7, VT8 schließt die Schlüsselkaskade an VT13 und VT14 und die Kaskade an den Transistoren VT11, VT12 öffnet und eine Spannung von + An Klemme 12 des Knotens (TX) erscheinen 15 V. Die Spannung von diesem Ausgang wird an die Transceiver-Schaltkreise geliefert, die im Sendemodus arbeiten. Wenn nach einer durch die RC-Schaltung C7R9 festgelegten Zeit kein Signal vom Mikrofonverstärker anliegt, gehen diese Tastenstufen in den „Reverse“-Zustand, an Pin 13 erscheinen +15 V (RX) und die Spannung an Pin 12 wird Null. Um zu verhindern, dass der Übertragungsmodus durch Geräusche eingeschaltet wird, die vom Lautsprecher des Transceivers in das Mikrofon gelangen, ist an den Transistoren VT3, VT4 eine „Anti-VOX“-Vorrichtung angebracht, die den Betrieb von VOX blockiert, solange das Signal des Korrespondenten vorhanden ist . Der „Anti-VOX“-Eingang (Pin 2 von Knoten A7) ist mit dem ULF-Ausgang verbunden. Das Signal vom ULF wird vom Transistor VT3 verstärkt, von den Dioden VD3, VD4 gleichgerichtet und lädt den Kondensator C14. Die Schlüsselstufe des Transistors VT4 überbrückt den Hauptzeitschaltkreis des VOX-C7R9-Systems. Der Trimmerwiderstand R10 legt den Schwellenwert für das „Anti-VOX“-System fest. Kaskaden auf den Transistoren VT9 und VT10 steuern das Umschalten des Transceivers auf Senden jeweils über die Telegrafentaste (KEY) oder über das Pedal (PTT). Das Steuerungsschema im CW-Modus ermöglicht einen „Halbduplex“-Betrieb. Wenn Sie die Telegraphentaste (Pin 8) drücken, erscheint am Kollektor des VT9-Transistors (Pin 6, Schaltung TX / KEY) eine konstante Spannung, die über die Kette R32C19VD5 den Einzelvibrator an VT5, VT6 startet und dann umschaltet die wichtigsten Etappen der Rennstrecke. Die Pausenzeit im CW-Modus wird durch den Wert des Abstimmwiderstands R18 bestimmt, der parallel zum Widerstand R9 geschaltet ist, und kann 0,1 ... 0,6 s betragen, sodass das entsprechende Signal während dieser Pausen abgehört werden kann. Dieser Modus ist praktisch, wenn Sie in Tests arbeiten. Um im CW-Modus ohne Pausen zu arbeiten, genügt es, das Pedal für die Dauer der Übertragung zu betätigen. Bei ausgeschaltetem VOX-System erfolgt die Umschaltung auf Übertragung im SSB-Modus ebenfalls über das Pedal. Das Steuersignal vom Pedal (PTT) vom Tastenausgang des VT10-Transistors über die R36C22VD6-Schaltung wird dem Eingang des Einzelvibrators zugeführt. Im Transceiver-Tuning-Modus (TUNE) werden +5 V an Pin 7 des Knotens A15 angelegt, die auch über die R40C25VD7-Schaltung dem Eingang des One-Shot zugeführt werden, um den Übergang des Transceivers zur Übertragung sicherzustellen. Die Schlüsselstufe der Transistoren VT15 und VT16 dient zur Steuerung des Kurzschlussantennenrelais im Knoten A2. Der Transceiver-Bereichsumschaltknoten A9 wird gemäß dem in Abb. 14 gezeigten Diagramm hergestellt. 1,8. Wenn Sie den Transceiver einschalten, wird das XNUMX-MHz-Band automatisch eingeschaltet.
Auf dem DD1-Chip ist ein Oszillator mit einer Taktfrequenz von etwa 1 Hz montiert, dessen Signal dem Eingang der Taktimpulse des umkehrbaren Zählers, dem DD2-Chip, zugeführt wird. Die Richtung der sequentiellen Zählung wird über externe Schaltkreise (Tasten DOWN und UP) gesteuert, die an die Klemmen 2 und 3 des Knotens A9 angeschlossen sind. Der ausgegebene binär codierte Dezimalcode des Zählers DD2 wird mithilfe eines Decoders – Chip DD3 – in einen Dezimalcode umgewandelt. Steuertasten an den Transistoren VT3 -VT1 sind mit den Ausgängen der Mikroschaltung DD18 verbunden, über die die Versorgungsspannung des Bereichsumschaltrelais an die Knoten A1, A3, A8, A10 und A11 geliefert wird. Der Lokaloszillator des Transceivers basiert auf einem industriellen UKW-Generator (Knoten A12) und einem Frequenzteiler mit variablem Teilungsverhältnis (Knoten A8-1). Vor dem Eintritt in den Transceiver-Mischer wird das Signal im A8-2-Knoten vorgefiltert. Um eine hohe Stabilität der lokalen Oszillatorfrequenz beim Arbeiten mit digitalen Modi zu gewährleisten, verwendet der Transceiver ein Frequenzstabilisierungssystem mit Frequenzregelkreis (FLL), Knoten A10. Knoten A12 - Smooth-Range-Generator vom HF-VHF-Radiosender R-107M. Das schematische Diagramm ist in Abb. dargestellt. 15. Der Betriebsfrequenzbereich des Generators beträgt 30,15 ... 63,7 MHz. Der Generator ist eine hermetisch verschlossene Einheit. Es wird nicht empfohlen, ihn zu öffnen und Änderungen an seinem Stromkreis vorzunehmen, um seine Frequenz-Zeit-Eigenschaften nicht zu beeinträchtigen.
Die vom Autor im Transceiver mittels passiver Temperaturregelung eingestellte Drift der GPA-Frequenz überschritt nach einer 50-minütigen Aufwärmphase bei keiner Frequenz 15 Hz. Das Diagramm des A8-1-Knotens, eines Teilers mit variablem Teilungsverhältnis, ist in Abb. dargestellt. 16. Das Signal vom R107M-Generator wird dem Eingang des Shapers zugeführt, der über die Transistoren VT1, VT2 und die Mikroschaltung DD1 erfolgt. Das erste Element des D1.1-Chips arbeitet im linearen Modus als Verstärker.
Vom Shaper wird das Signal den Mikroschaltungen DD2 und DD3 zugeführt – einem binären Drei-Bit-Frequenzteiler. Abhängig von der eingeschlossenen Reichweite des Transceivers wird die Wahl des Teilungsverhältnisses des Teilers (2-4-8) durch den Relaisschalter K1-KZ und den logischen Schalter auf dem DD4-Chip bestimmt. Das Frequenzspektrum des lokalen Oszillators, das am Ausgang des DPKD bei Fp von 8,862 MHz je nach Betriebsbereich erhalten wird, ist in der Tabelle angegeben. 1.
Die Addierer- und Pufferstufen sind auf dem DD5-Chip ausgeführt. Vom Ausgang des ersten Elements DD5 wird das Signal dem Eingang des Frequenzstabilisierungssystems FLL (über Pin 11 des Knotens A8-1) zugeführt, vom Ausgang des zweiten zum Eingang der Digitalwaage (Pin 12 von der Knoten). Das Lokaloszillatorsignal für den ersten Mischer des Transceivers sollte möglichst sauber und monochrom sein. Dazu wird das Rechtecksignal nach dem Element DD5 3 unter Verwendung des Chips DD6 und des Transformators T1, der als Umformerschaltung fungiert, in ein Sinussignal umgewandelt. Der Breitbandverstärker auf Basis des VT3-Transistors hat eine Verstärkung von ca. +14 dB und einen gleichmäßigen Frequenzgang bis zu einer Frequenz von 40 MHz. Die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters L1C14C15C16L2 beträgt 25 MHz. Bei Frequenzen von 19 ... 20 MHz sollte der Ausgang des Knotens A8-1 eine reine Sinuskurve mit einer Amplitude von 200 ... 250 mV bei einer Last von 50 Ohm sein. In Bereichen mit niedrigeren Frequenzen kommt es zu einer Verzerrung der Sinuskurve und einem Anstieg ihrer Amplitude. Das Diagramm des FLL-Frequenzstabilisierungsgeräts (Knoten A10) ist in Abb. 17 dargestellt. XNUMX.
Das GPA-Signal wird einer Reihe von Binärzählern der Mikroschaltungen DD1 und DD2 mit unterschiedlichen Teilungsverhältnissen (M) zugeführt. Die Auswahl des gewünschten Teilungsfaktors DD1 erfolgt über die Relais K1-K4. Die Teilungskoeffizienten des DD2-Zählers werden konstant gewählt: 1024 und 4096. Auf dem DD3-Chip wird ein digitaler Mischer hergestellt. Der Eingang D des DD3-Chips wird mit einem Referenzfrequenzsignal von einem 4-MHz-DD50-Quarzoszillator versorgt. Die Taktfrequenz wird am Eingang C des DD3-Chips angelegt, d.h. die Frequenz des GPA, geteilt durch die Zahl M mit Hilfe von DD1 und DD2. Korrekturimpulse, die vom Ausgang Q12 der DD2-Mikroschaltung abgenommen werden, werden dem Transistorschalter VT2 zugeführt. Diese Frequenz unterscheidet sich um zwei binäre Ordnungen und wird von demselben DD2 vom Ausgang von Q10 übernommen. Die Tasten VT1 und VT2 steuern den Betrieb des Integrators auf dem DA1-Chip. Vom Ausgang des Integrators wird die Steuerspannung dem GPA-Varicap zugeführt. Das Schema ist aus [6] entlehnt, unterscheidet sich jedoch in einigen Modifikationen von der Originalquelle. Insbesondere ist am Ausgang des ersten Binärzählers des DD1-Chips ein Relaisschalter zur Auswahl des Teilungsverhältnisses in Abhängigkeit von der Reichweite des Transceivers installiert. Der DD3-Digitalmischer verwendet einen Hochgeschwindigkeits-74AC74-Chip und die Schlüsseltransistoren VT1 und VT2 werden durch solche mit höherer Frequenz ersetzt. Außerdem wurde ein zusätzlicher Operationsverstärker DA2 in das Gerät eingebaut. Die Hälfte des Operationsverstärkers DA2.1 verfügt über einen Addierer, dessen Aufgabe es ist, den Steuerspannungshub am Ausgang des Integrators DA1 relativ zur Referenzspannung von +7,5 V zu reduzieren. Wenn am Ausgang des DA1-Chips, am Anschluss Punkt der Widerstände R7 und R15 kann die Steuerspannung innerhalb von 0 +11 V variieren, dann beträgt diese Spannung am DA2-Ausgang bereits +5,5 ... 9,5 V. Dies geschieht, um den hermetisch verschlossenen GPA von R nicht zu öffnen -107M und nicht den Kondensator C9 mit einem Nennwert von 270 pF zu wählen, der in Reihe mit dem Varicap VD1 geschaltet ist. Die Untergrenze der Steuerspannung sollte nicht kleiner als +5,5 V sein, da am Varicap im GPA R-107M bereits (intern) eine Vorspannung in gleicher Höhe angelegt wurde (siehe Abb. 15). Das Verhältnis der Werte der Widerstände R14 und R15 bestimmt die Grenzen der Ausgangsspannungsänderung und kann für eine bestimmte Instanz des Generators von R-107M ausgewählt werden. Mit dem auf DA2.1 hergestellten Wechselrichter können Sie die Polarität der Steuerspannung relativ zum Ausgang von DA1 speichern. Als Quelle der beispielhaften Frequenz DD4 wurde ein integrierter Quarzoszillator СХО-43В mit einer Frequenz von 50 MHz von einem alten Computer mit TTL-Ausgangspegel verwendet. Die Schlussfolgerungen 14 und 15 des Knotens A10 sind über einen externen Schalter (z. B. einen Druckknopf) miteinander verbunden, der sich auf der Vorderseite des Transceivers neben dem Abstimmknopf befindet. Bei geschlossenem Schalter ist der Transceiver abgestimmt, bei geöffnetem Schalter wird die Frequenz erfasst. Mit den im Diagramm angegebenen Werten der Widerstände R5 und R12 beträgt die Zeit eines vollständigen Zyklus des DA1-Integrators (vom minimalen bis zum maximalen Ausgangsspannungspegel) 50 ... 60 s. Dies entspricht einem Oszillator mit geringer Frequenzdrift (Stickout). Wenn der GPA eine Driftzeit von mehr als 600 Hz/min aufweist (es gibt auch solche Exemplare, die offenbar eine Verletzung der Dichtigkeit aufweisen oder Stoßbelastungen ausgesetzt sind), sollten die Nennwerte von R5 und R12 auf 1 MΩ reduziert werden, d. h. Dadurch lässt sich die Zykluszeit des Integrators drastisch auf wenige Sekunden verkürzen. Für den Betrieb von SSB und CW darf das FLL-Stabilisierungssystem praktisch nicht verwendet werden und sollte nur für digitale Kommunikationsmodi eingeschaltet werden. Die Genauigkeit beim Halten der erfassten Frequenz während des Betriebs des P1_1_-Systems ist über mehrere Stunden besser als ± 10 Hz. Knoten A8-2 (Abb. 18) enthält Tiefpassfilter 5. Ordnung, die dazu dienen, die spektrale Reinheit des lokalen Oszillatorsignals des Transceivers zu verbessern. Filtergrenzfrequenzen: L1C1-C3L2 – 6 MHz; L3C4-C6L4 – 11,3 MHz; L5C7-C9L6 – 13,5 MHz; L7C10-C12L8 – 17 MHz. Der LPF der 10- und 28-MHz-Bereiche befindet sich auf der DPKD-Platine, stattdessen ist im A8-2-Knoten ein passendes Dämpfungsglied angeschlossen. Am Ausgang des Knotens A8-2 entsprechen Amplitude und Form des Signals (Sinuskurve) bei allen Betriebsfrequenzen des Lokaloszillators der Norm.
Relais K1 und K2 - lokaler Oszillatorschalter (Haupt- oder Hilfsschalter). Die digitale Waage des Transceivers, Knoten A11 (Abb. 19), weist keine Funktionen auf und ihre Schaltung und ihr Design können von den vorgeschlagenen abweichen.
Der zweite GPA des Transceivers, Knoten A13, wird gemäß dem in Abb. gezeigten Schema hergestellt. 20. Eine ähnliche Option wurde einst in früheren Entwicklungen des Autors verwendet, beispielsweise im Transceiver „Largo-91“. Und mit einem solchen GPA wurden die Hauptparameter des Transceivers gemessen. Die Installation eines zweiten GPA im Transceiver ist nicht erforderlich, kann aber alternativ durchgeführt werden, wenn beim R-107M kein Generator vorhanden ist (kaum genug für alle!).
Der GPA besteht aus sechs Generatoren mit identischer Schaltung, die sich jedoch in den Parametern der Frequenzeinstellschaltungen und im Fehlen eines Widerstands im Emitterkreis der Pufferstufentransistoren unterscheiden. Der Widerstand R11 ist allen sechs Generatoren gemeinsam. Die Generatoren sind mit einem sechsteiligen variablen Kondensator umgebaut. Auf Abb. 20 zeigt ein Diagramm eines der sechs Generatoren. Die Nennwerte der Widerstände und Kondensatoren für jeden Generator sind in der Tabelle angegeben. 2.
Das Schalten der Generatoren erfolgt durch Anlegen einer Versorgungsspannung von +5,6 V an die Klemmen 2-7 des Knotens A13. Der Generatorausgang sollte über einen Tiefpassfilter, ähnlich L8C2C1C14L15 auf der DPKD-Platine, mit dem A16-2-Knoten verbunden werden. Die digitale Waage, wie in Abb. 19. Das FLL-System ist auch für den zweiten GPA geeignet, jedoch sollte die Mikroschaltung DA2 aus der Schaltung ausgeschlossen werden und das Steuersignal für die GPA-Verstimmungsvaricaps vom Verbindungspunkt des Widerstands R7 und des Kondensators C12 entfernt werden. Literatur
Autor: Kir Pinelis (YL2PU), Daugavpils, Lettland. Speicher YL2HS
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