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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Selbstgebaute USV für importierte Transceiver. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Zivile Funkkommunikation Vielen Funkamateuren ist wahrscheinlich folgender Gedanke in den Sinn gekommen: „Wie absurd das ist! Transceiver nehmen immer mehr an Größe und Gewicht ab, aber die Stromversorgungen bleiben immer noch schwer und sperrig.“ Der Autor dieses Artikels dachte über dasselbe nach. Das Ergebnis dieser Überlegungen war die Entwicklung eines Netzteils, das mittlerweile bei vielen Funkexpeditionen und Kundgebungen zum Einsatz kommt und dort unter ziemlich rauen Bedingungen, ohne tagelang abzuschalten, importierte Transceiver von mehr als zehn verschiedenen Modellen mit Strom versorgt volle Ausgangsleistung sowohl von einem stationären Beleuchtungsnetz als auch von Benzingeräten. Wenige Beobachtungen Interessante Schlussfolgerungen können durch kreatives Verständnis der Parameter importierter Transceiver gezogen werden, die in deren „Benutzerhandbuch“ und im „Servicehandbuch“ angegeben sind und die selbst ein erfahrener Funkamateur oft übersieht. Urteile selbst. Ist eine Spannungsstabilisierung für einen Transceiver erforderlich, dessen Versorgungsspannung laut Passdaten innerhalb von ±15 % des Nennwerts von 13,8 V schwanken kann; gemäß GOST kann die Netzspannung innerhalb von ±10 % schwanken? Befürwortern einer strikten Stabilisierung von Netzteilen bis zu Millivolt kann empfohlen werden, Schwankungen der Versorgungsspannung direkt am Transceiver-Anschluss zu messen, also den Spannungsabfall an den Leitungen zu berücksichtigen, und auch zu versuchen, den Transceiver über eine Autobatterie mit Strom zu versorgen . Im ersten Fall ist ein Spannungsabfall von ca. 0,5 V zu erkennen, im zweiten Fall bei einer Batterie sogar noch mehr, wobei die Spannung sowohl negativ als auch positiv schwanken kann. Lohnt es sich nach solchen Auseinandersetzungen, die Spannung im Netzteil so gründlich zu stabilisieren? Wenn Sie sich den Schaltplan des Transceivers ansehen, können Sie noch mehr davon überzeugt werden, dass es sich nicht lohnt, zusätzlichen Aufwand für die Stabilisierung zu betreiben. Der Transceiver selbst verfügt über ein eigenes effizientes internes Stromversorgungssystem für einzelne Knoten. Im Allgemeinen lässt es sich in drei Zweige unterteilen: einen +5-V-Spannungsstabilisator zur Versorgung aller digitalen Mikroschaltungen, einen +9-V-Spannungsstabilisator zur Versorgung der Vorstufen des Transceiverpfads und schließlich das Stromversorgungssystem für den Sender Ausgangsstufe. Nur der Leistungsverstärker des Transceivers erhält die volle Spannung vom Stromanschluss, und selbst dann durchläuft sie interne Filter und Sicherungen. Der Schutz vor Überschreitung erfolgt durch eine leistungsstarke Zenerdiode, die für eine etwas höhere Spannung als die maximal zulässige Spannung ausgelegt ist und nach den Sicherungen parallel zum Versorgungskreis geschaltet ist. Das ALC-System sorgt für eine konstante Leistungsabgabe. In Schaltnetzteilen können Welligkeiten mit der Wandlungsfrequenz leicht herausgefiltert werden, indem Kondensatoren mit geringer Kapazität und entsprechend kleiner Größe verwendet werden, die nach dem Ausgangsgleichrichter geschaltet werden. Technische Aufgabe Alle oben genannten Überlegungen bildeten die Grundlage für die Idee des Designs, das nun den Transceiver des Autors antreibt. Die Idee ist ungewöhnlich, unkonventionell und bestand darin, einen Konverter von Netzwechselspannung in Gleichspannung nahe der Nennspannung (13,8 V) mit der erforderlichen Belastbarkeit, aber ohne Stabilisierungsverluste zu schaffen. Offensichtlich sollte dieses Gerät das Prinzip der Hochfrequenzumwandlung der gleichgerichteten Netzspannung nutzen. Weitere Anforderungen an das Design sind möglichst Einfachheit der Schaltung, der Verzicht auf knappe, importierte teure Teile, maximale Effizienz und möglichst geringes Impulsrauschen. Basierend auf den bisherigen Erfahrungen war klar, dass es unwahrscheinlich ist, dass Impulsgeräusche bei der Selbstherstellung vollständig von der Quelle entfernt werden können. Daher wurde beschlossen, eine Quarzstabilisierung der Konvertierungsfrequenz zu verwenden und diese Frequenz so hoch wie möglich zu machen. Eine hohe Wandlungsfrequenz ermöglicht es, Störungen besser herauszufiltern und gleichzeitig die Größe des Netzteils zu reduzieren. Durch die Quarzstabilisierung mit einem „runden“ Konvertierungsfrequenzwert, beispielsweise 50 kHz, war es möglich, die betroffenen Bereiche in einem schmalen Band zu konzentrieren. Nach dem Einbau des funktionsfähigen Prototyps in ein perforiertes Stahlgehäuse war der von der Quelle ausgehende Lärm völlig unmerklich. Aber denken Sie nicht, dass sie vollständig verschwunden sind. Tatsächlich ist ihr Pegel so niedrig, dass er vom Luftschall überdeckt wird. Das Ergebnis war ein Gerät mit den folgenden Parametern: Versorgungsspannung – 220 ±10 % V; Spannung ohne Last - 15,2 V; Spannung im Empfangsmodus - 14,7 V; Sendespannung im SSB-Modus (100 W, Kompression 25 dB) – 13,5 V, im CW-Modus (100 W) – 12,5 V; Der Mindestwirkungsgrad beträgt 85 %. Das Netzteil hat die Abmessungen 100x60x80 mm und wiegt ca. 350 g. Arbeitsprinzip Auf den ersten Blick auf das Blockschaltbild des Netzteils (Abb. 1) ist darin im Vergleich zu den bereits bekannten Blockschaltbildern ähnlicher Geräte nichts Neues zu erkennen, und das ist eine absolut richtige Schlussfolgerung. Dieses Design nutzt seit langem bekannte Schaltungslösungen, die Elementbasis ist jedoch neu.
Wie bei anderen gepulsten Quellen, beispielsweise bei jedem modernen Fernseher oder Computer, wird die Netzspannung über einen Filter zugeführt und dann durch eine Diodenbrücke gleichgerichtet. Die Wellen werden durch einen Elektrolytkondensator herausgefiltert. Die gleichgerichtete Spannung an diesem Kondensator beträgt etwa 310 V. Diese Spannung wird durch eine H-förmige Brückenschaltung mit vier Feldeffekttransistoren geschaltet. Experten bezeichnen dieses Gerät als „Wechselrichter“. Von der Diagonale der Brücke wird eine Rechteckspannung einem Abwärtstransformator zugeführt, gleichgerichtet, gefiltert und dem Ausgang des Geräts zugeführt. Durch den Einsatz neuer Transistoren konnte die Flankensteilheit am Wechselrichterausgang deutlich erhöht werden, was wiederum eine Verkürzung der Zeit ermöglichte, in der der Durchgangsstrom zum Zeitpunkt seines Schaltens durch die Brückenzweige fließt. Dieser Umstand wiederum ermöglichte es, einen großen Effizienzgewinn der Kaskade zu erzielen und die Umwandlungsfrequenz zu erhöhen. Der Wirkungsgrad der Schlüsselstufe ist so stark gestiegen, dass auf die Strahler durch Transistoren komplett verzichtet werden konnte. Zudem bleibt das Netzteilgehäuse bei einer maximalen Wandlerleistung von ca. 250 W über längere Zeit leicht warm. Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate haben im Gegensatz zu bipolaren Transistoren nicht den Effekt der Akkumulation von Minoritätsträgern im Basisbereich – eine Sättigung, die ihre Schaltgeschwindigkeit nicht verzögert. Darüber hinaus sind sie in der Lage, ihren Drainstrom an die steigende Gehäusetemperatur anzupassen. Eine weitere erstaunliche Eigenschaft ist, dass sie im statischen Modus eine unendlich große Leistungsverstärkung haben, d. h. ohne Strom über die Gate-Schaltung zu verbrauchen, sind sie in der Lage, erhebliche Leistungen in der Kanalschaltung (Drain-Source-Abschnitt) zu schalten. Daher wird im dynamischen Modus Energie hauptsächlich für die Kompensation der Ladung aufgewendet, die sich während der vorherigen Halbwelle der Steuerspannung auf der Gate-Source-Zwischenelektrodenkapazität angesammelt hat. Der Wert dieser Kapazität beträgt ca. 1000 pF und bestimmt die Anforderungen an den Treiber – er muss beim Betrieb einer kapazitiven Last eine gute Flankensteilheit und eine konstante Amplitude der den Gates der Schalter zugeführten Impulse gewährleisten. Auch hier hat die moderne Elementbasis geholfen. Digitale Mikroschaltungen der Serie KR1554 (74NS) meistern die Aufgabe perfekt. Das schematische Diagramm eines Schaltnetzteils ist in Abb. 2 dargestellt. XNUMX.
Die 220-V-Netzspannung wird über den Ballastkondensator C1 und den Widerstand R1 der Brückenbaugruppe VD2 des Treibernetzteils zugeführt, wodurch der Anlaufstromimpuls gedämpft wird. Um ihre dynamische Kapazität zu neutralisieren, sind alle Dioden dieser Baugruppe mit kleinen Kondensatoren C2–C4 überbrückt. Der Widerstand R1 entlädt den Kondensator C1, nachdem das Gerät ausgeschaltet wurde. Der Treiber besteht aus einem Quarzoszillator mit einer Frequenz von 50 kHz und einer leistungsstarken Kaskade. Die Spannungen an den Gates in den erforderlichen Phasen werden über eine Leistungssummierungstransformatorschaltung auf zwei Ferritringen geliefert. Die Stromversorgung des Treibers erfolgt über ein separates Netzteil über einen Ballastkondensator im Netzstromkreis. Die gleichgerichtete pulsierende Spannung von der Brücke wird direkt der Zenerdiode VD2 zugeführt. Normalerweise ist in solchen Schaltungen in der Zenerdiodenschaltung in Reihe ein Begrenzungswiderstand angeordnet, in diesem Fall spielt jedoch der Kondensator C1 selbst seine Rolle. Der maximale Strom, der aus dem Gleichrichter gewonnen werden kann, hängt von der Kapazität dieses Kondensators ab. Ohne einen zusätzlichen Widerstand erhält die Schaltung zudem eine Reihe nützlicher Eigenschaften: Effizienz und Belastbarkeit steigen. Betrachtet man die Spannungswellenform an der Zenerdiode VD2, wenn der Filterkondensator C7 und der Spannungsregler DA1 noch nicht verlötet sind, sieht die Spannungsform im Vergleich zur Ausgangsspannungsform eines einfachen Vollweggleichrichters mit Filtern aus ungewöhnlich. Anstelle der üblichen „Buckel“ sehen wir eine nahezu konstante, gleichmäßige Spannung, durchzogen von dünnen negativen Impulsen, die in dem Moment auftreten, in dem die Sinuswelle der Netzspannung den Nullpunkt durchläuft. Die Amplitude der Impulse entspricht der Stabilisierungsspannung der Zenerdiode +10 V. Für den Kondensator C7 ist es viel einfacher, diese Impulse zu filtern als für eine vollwellengleichgerichtete Sinusspannung. Nach der Installation des Stabilisators DA1 und des Kondensators C11 können die ersten Tests durchgeführt werden. Schalten Sie die Netzspannung mehrmals in kurzen Abständen ein und aus. Wenn nichts explodiert ist, können Sie das Netzwerk eingeschaltet lassen und die Spannung am Ausgang des +5-V-Stabilisators überprüfen. Anschließend müssen Sie die Belastbarkeit der Treiberstromversorgung überprüfen. Dieses Gerät hat überhaupt keine Angst vor einem Kurzschluss, daher kann seine Belastbarkeit grob beurteilt werden, indem einfach ein als Milliamperemeter eingeschalteter Tester an den Ausgang des Stabilisators angeschlossen wird – parallel zu den Anschlüssen des Kondensators C11. In diesem Fall sollte der Pfeil des Gerätes einen Strom von mindestens 25 mA anzeigen. Achtung! Die Schaltungselemente stehen unter der Spannung des Beleuchtungsnetzes und Experimente (Abstimmung, Vorversuche) sollten über einen Trennnetztransformator mit einem Übersetzungsverhältnis von 1:1 und einer Leistung von etwa 100 W durchgeführt werden. Den Treiber-Mikroschaltungen DD5, DD1 wird eine stabilisierte Spannung von +2 V zugeführt. Der erste von ihnen (DD1) ist ein von ATMEL entwickelter Mikrocontroller der AVR-Familie. Für den Betrieb muss dieser Chip vorprogrammiert werden. Der Firmware-Maschinencode-Dump wird in der Tabelle angezeigt.
Es muss gesagt werden, dass die erste Version des Netzteils überhaupt ohne Verwendung eines Mikrocontrollers zusammengebaut wurde: ein separater 100-kHz-Quarzoszillator, ein Teiler in zwei und eine Startverzögerungseinheit auf einer RC-Kette. Das Gerät war voll funktionsfähig. Beim Start kam es jedoch zu unangenehmen Transienten. Bei einem Mikroprozessor gibt es dieses Phänomen nicht. Der Controller DD1 führt drei relativ einfache Aufgaben aus: eine garantierte Softwareverzögerung von zwei Sekunden nach dem Einschalten, die Erzeugung von gegenphasigen Rechteckimpulsen an seinen Pins 6 und 7 und die Erzeugung von Gate-Impulsen an Pin 5. Taktintervalle im Mikrocomputer werden durch eingestellt ein ZQ1-Quarzresonator mit einer Frequenz von 10 MHz. Um einen Mikrocontroller auf der Platine zu installieren, empfiehlt es sich, einen Stecker vorzusehen. Die Funktion des programmierten DD1-Chips sollte mit einem Oszilloskop überprüft werden. Die Pins 6 und 7 sollten eine gegenphasige Rechteckwelle mit einer Frequenz von 50 kHz haben und Pin 5 sollte kurze negative Impulse haben. Die Amplitude der Signale muss der Versorgungsspannung der Mikroschaltung +5 V entsprechen und die Fronten müssen steil sein, ohne Blockaden und Überspannungen. Der Stromverbrauch des DD1-Chips beträgt ca. 6 mA. Von den Controller-Ausgängen werden Impulse an die Eingänge des DD2-Chips geliefert. Dabei handelt es sich um vier D-Flip-Flops mit gemeinsamen Takt- und Reset-Eingängen. Seine bemerkenswerten Eigenschaften verdankt das Netzteil der Verwendung der DD1-Mikroschaltung. Die KR1554-Serie (ihr importiertes Analogon 74NS) wurde vor ziemlich langer Zeit entwickelt und wurde meiner Meinung nach von Funkamateuren zu Unrecht ignoriert. Hier nur einige seiner Eigenschaften aus dem Nachschlagewerk: Versorgungsspannung - +1 ... 7 V, Stromaufnahme im statischen Modus - nicht mehr als 80 μA, Ausgangsstrom an einem separaten Pin - bis zu 86 mA, maximal Taktfrequenz - 145 MHz. Die letzten beiden Parameter gewährleisten die höchste Schaltgeschwindigkeit der Schalter VT1–VT4, minimieren die Zeit, in der Durchgangsströme durch die Brückenzweige dieser Transistoren fließen, und sorgen somit für einen hohen Wirkungsgrad und das Fehlen von Funkstörungen. Die Kette C22, R4, VD7 dient dazu, die Auslöser DD2 automatisch zurückzusetzen, sobald die Netzstromversorgung eingeschaltet wird. Kondensatoren C16, C17 - Sperrung. Sie müssen in der Nähe der Stromanschlüsse der Mikroschaltungen DD1, DD2 installiert werden. Nach der Installation der Mikroschaltungen auf der Platine sollten die nächsten elektrischen Messungen durchgeführt werden. Der Gesamtstromverbrauch des Prozessors und der Flip-Flops ohne angeschlossene Transformatoren T3 und T4 sollte etwa 6,5 mA betragen und die Signalform an den DD2-Ausgängen sollte rechteckig sein, ohne Überspannungen und Blockaden beim Anstieg und Abfall der Impulse. Die beiden Treiber-Ausgangsübertrager T3 und T4 sind baugleich und mit PEV-0,1-Draht auf Ferritringe der Marken NM1000, .. NM2000 mit einem Außendurchmesser von ca. 10 mm gewickelt. Die Wicklung besteht aus einem „Pigtail“ aus acht Kupferleitern mit Lackisolierung. Davon bilden vier Leiter die Primärwicklung und sind von Anfang bis Ende in Reihe geschaltet. Die übrigen vier sind sekundär und wie im Diagramm dargestellt angeschlossen. Somit stellt sich heraus, dass jeder Transformator ein Abwärtstransformator mit einem Übersetzungsverhältnis von 4:1 ist. Vor dem Aufwickeln des Drahtes wird der Stoff gedreht (4 – 6 Drehungen pro Zentimeter). Alle scharfen Kanten der Ringe, sowohl außen als auch innen, müssen abgerundet sein. Durch den Einsatz einer Schaltung aus zwei Ringtransformatoren mit getrennten Magnetflüssen konnte die erforderliche Treiberleistung erzielt werden. Auf den ersten Blick schien es, dass es ausreichen würde, alle Ausgänge der DD2-Mikroschaltung gleichphasig anzuregen und zu parallelisieren, aber das hilft nicht viel. Die Belastbarkeit des Knotens hängt vom Innenwiderstand der Ausgänge des DD2-Chips ab. Bei Parallelschaltung der Ausgänge verringert sich ihr äquivalenter Innenwiderstand in einem arithmetischen Verlauf, bei Verwendung eines Abwärtstransformators verringert er sich in einem geometrischen Verlauf. Dieser Schaltungsaufbau ermöglichte es, die erforderliche Belastbarkeit des Treibers zu erreichen und gleichzeitig die ursprüngliche Steilheit der Impulsanstiege und -abfälle beizubehalten. Ich möchte Sie daran erinnern, dass die Treiberleistung hauptsächlich für das Aufladen der Gate-Source-Zwischenelektrodenkapazität der Transistoren VT1 - VT4 aufgewendet wird. Auf Wunsch kann diese Art der Leistungseinspeisung auch in der Endstufe eingesetzt werden. Wie ermittelt man die richtige Windungszahl der Transformatoren T3, T4? Das Kriterium ist der Grad der Erhöhung des Treiberstromverbrauchs beim Anschluss der Primärwicklungen von Transformatoren an die Ausgänge der DD2-Mikroschaltung. Die Sekundärwicklungen werden nicht belastet. Das Experiment sollte mit einer relativ großen Anzahl von Windungen beginnen – 30...40 – und deren Anzahl schrittweise reduzieren, um den Treiberstrom zu steuern. Zunächst steigt der Strom nur geringfügig an, aber ab einem bestimmten Punkt führt jede entfernte Windung zu einem starken Anstieg des Stroms. Die Windungszahl muss so belassen werden, dass der Leerlaufstrom des Treibers nahezu ansteigt. In diesem Fall wird die maximale Belastbarkeit und Effizienz der Transformatoren erreicht. Der Einfachheit halber können Experimente mit einem einzigen Draht durchgeführt werden. Diese Technik kann auch verwendet werden, um die Anzahl der Windungen eines beliebigen Transformators zu klären – sowohl Netzwerk- als auch Hochfrequenztransformatoren. Für die beschriebene Stromversorgung sollte der Gesamtstromverbrauch der Mikroschaltungen DD1, DD2 mit Transformatoren T3 und T4 im Leerlauf ohne Last etwa 8 mA betragen. Die Belastbarkeit des Treibers wird mit Widerständen mit einem Widerstandswert von ca. 100 Ohm überprüft, die vorübergehend an die Sekundärwicklungen der Transformatoren T3, T4 angeschlossen werden. Ein Oszilloskop kontrolliert die Amplitude und Form der Impulse. Wie bei den vorherigen Messungen sollte es keine Rechteckverzerrung geben und die Impulsamplitude sollte etwa 5 V betragen. Nach dem Anschluss der Sekundärwicklungen der Transformatoren an die Gate-Schaltkreise der Transistoren VT1–VT4 erhöht sich der Stromverbrauch des Treibers auf etwa 12 mA . Der Aufbau der Endstufe erfolgt über eine Brückenschaltung. Die Vorteile dieser Schaltung im Vergleich zur üblicheren Halbbrücke liegen auf der Hand: Sie vervierfacht die Ausgangsleistung und verbessert den Wirkungsgrad sowohl der Transistoren selbst als auch des Ausgangsleistungstransformators T2. Die in der Leistungsstufe verwendeten Feldeffekttransistoren KP707A mit isoliertem Gate weisen eine „rechte“ Charakteristik der Abhängigkeit des Drain-Stroms von der Gate-Spannung auf. Das bedeutet, dass Strom durch den Kanal, den Drain-Source-Abschnitt, nur fließt, wenn die Spannung zwischen Source und Gate positiv ist. Und selbst dann, wenn die Gate-Spannung weniger als 3 V beträgt, bleibt der Transistor geschlossen. Daher empfiehlt es sich, die Amplitude der Aufbauimpulse über das Nullniveau „anzuheben“. Andernfalls wären die negativen Halbwellen dieser Impulse verschwendet – die Transistoren sind immer noch geschlossen! Diese Aufgabe wird durch RC-Ketten R6 – R9, C31 – C34 und Dioden VD10 – VD13 in den Gate-Schaltungen VT1 – VT4 erfüllt. Durch diese Technik konnte die Amplitude der Aufbauspannung um die Hälfte reduziert werden. Übrigens sorgt die „tote Zone“ der Gate-Spannung automatisch für einen Schutzabstand zwischen dem Ausschalten eines Arms der Brücke und dem Einschalten des anderen, wodurch die Menge des Durchgangsstroms durch die Transistorpaare reduziert wird Moment ihres Wechsels. Die Ausgangstransistoren werden von einem Netzspannungsgleichrichter gespeist, der in einer Brückenschaltung mit den Dioden VD3 - VD6 aufgebaut ist. Die Kondensatoren C18 - C21 verhindern das Auftreten modulierender Störungen aus dem Netzwerk. Der Kondensator C23 glättet die Welligkeit der gleichgerichteten Spannung. Auf Wunsch kann die Kapazität leicht erhöht werden. Der Widerstand R5 entlädt diesen Kondensator beim Abschalten der Stromversorgung und dient vor allem der Sicherheit derjenigen, die gerne unter die Restladung von Hochspannungs-Elektrolytkondensatoren geraten. Der Widerstand R3 (Thermistor mit negativem Temperaturkoeffizienten) sorgt für die Dämpfung des Ladestromimpulses des Kondensators C23 im Moment des Einschaltens der Netzstromversorgung. In dem Moment, in dem das Gerät an das Netzwerk angeschlossen wird, hat R3 Umgebungstemperatur und sein Widerstand entspricht dem Nennwiderstand – 10 Ohm. Mit steigender Leistung in der Last erhöht sich auch die Verlustleistung dieses Elements und es beginnt sich zu erwärmen. Dadurch sinkt sein Widerstand. Es ist, als würde er sich selbst kurzschließen. Die Verwendung eines Thermistors führt zusätzlich zu einer gewissen Stabilisierung der Ausgangsspannung des Netzteils. Er kann durch einen herkömmlichen Widerstand mit einer Leistung von etwa 10 W und einem Nennwert von 5 Ohm ersetzt werden. Am Eingang des Netzteils befindet sich ein zweistufiger Filter L1 und T1, C6, C8 – C10. Der Vorfilter L1 besteht aus einem Ferritring mit einem Durchmesser von etwa 20 mm und einer Permeabilität von 1000...2000 und enthält drei Wicklungen, die entlang des Radius in einem Winkel von 120 Grad zueinander angeordnet sind und drei Windungen haben. Die Wicklung erfolgt mit einem Netzwerkdraht mit PVC-Isolierung, bis der gesamte Umfang des Magnetkreises gleichmäßig in einer Schicht ausgefüllt ist. Für den Filtertransformator T1 wird ein Ferritring ähnlich L1 verwendet. Beide Wicklungen enthalten 30 Windungen, bestehen aus isoliertem Netzdraht und liegen auf diametral gegenüberliegenden Seiten des Magnetkreises. Der Nennwert der vom Ausgang des Netzgleichrichters an die Endstufe gelieferten Spannung beträgt +310 V, und der Strom, der ohne angeschlossenen Ausgangstransformator T2 durch beide Brückenzweige fließt, sollte die vom Treiber gelieferte Steuerspannung nicht überschreiten 12 mA, also jeweils 6 mA pro Arm. Die Widerstände R10, R11 dämpfen Stromimpulse durch die Transistorpaare VT1, VT2 und VT3, VT4. Sie können auch verwendet werden, um die Amplitude und Form dieser Impulse auf einem Oszilloskop zu beobachten. Für den ersten Schritt können wir nach Abschluss der Installation der Endstufe und dem Einschalten der Stromversorgung eine reduzierte Versorgungsspannung von 10...15 V empfehlen, die von einer separaten Quelle geliefert wird. Die Funktionsweise der Transistoren VT1 - VT4 ist so, dass sie überhaupt keine Heizkörper benötigen - auf der Platine sind sie vertikal in einer Reihe angeordnet und werden von einem 40 x 40 mm großen Zwölf-Volt-Lüfter, der vom Computer stammt, leicht angeblasen. Die Leistung des Lüfters wird vom Ausgang des Netzteils abgenommen und über den Stabilisator auf dem DA2-Chip dem Motor zugeführt. In diesem Fall wird das Gerät ausreichend gekühlt und der Lüfter ist nicht hörbar. Der Ausgangstransformator T3 ist auf einen topfförmigen Ferritmagnetkern der Marke M2000NM1 mit einem Durchmesser von 30 mm gewickelt. Es ist darauf zu achten, dass der Magnetkreis im Kern keine Lücke aufweist. Die Primärwicklung enthält 60 Windungen PELSHO-Draht, die Wicklung erfolgt in großen Mengen, die Windungen sind gleichmäßig über den Rahmen verteilt. Die Verwendung eines geteilten Rahmens ist strengstens inakzeptabel – die Primär- und Sekundärwicklungen sind in zwei Lagen übereinander gewickelt. Andernfalls wird die Breitbandigkeit des Transformators gestört, es kommt zu Schwingungsvorgängen und der Gesamtwirkungsgrad des Gerätes sinkt stark. Die Sekundärwicklung ist durch einen Streifen Kupferfolienisolierung von der Primärwicklung abgeschirmt. Der Schirm bildet eineinhalb offene Windungen. Für die Sekundärwicklung wird ein Bündel aus einer geraden Anzahl miteinander verdrillter Leiter mit einem Durchmesser von etwa 0,1 mm verwendet. Diese selbstgemachte Litze ist in einen Schrumpfschlauch mit einem Durchmesser von 4...6 mm gesteckt. Diese Röhre macht drei Windungen über der Primärwicklung. Dann werden die Leiter der Anzahl nach in zwei gleiche Gruppen aufgeteilt. Die Anfänge der ersten Gruppe werden mit den Enden der zweiten Gruppe verbunden. Auf diese Weise entsteht eine Wicklung mit sechs Windungen, deren Ausgang vom Mittelpunkt ausgeht. Nachdem der Transformator T1 hergestellt und installiert wurde, wird ein traditioneller Test durchgeführt: die Messung des Stroms der Ausgangstransistoren im Leerlaufmodus. Bei einer vollen Versorgungsspannung von +25 V sollte sie etwa 310 mA betragen. Die Sekundärwicklung wird über die Dioden VD8, VD9 auf einen Vollweg-Halbbrückengleichrichter geladen. Die Dioden befinden sich auf einem gemeinsamen Strahler – einer 30x40 mm großen Aluminiumplatte. Der Kühler, der Transformator T1 und die Ausgangstransistoren werden von einem Lüfter angeblasen. Die gleichgerichtete Spannung wird über die Filter T2, C5 – C25O dem Ausgangsanschluss XS3 zugeführt. Der Transformator T5 ähnelt im Design dem T1, besteht jedoch aus einem dickeren Draht. Als Netzteil wurden Kondensatoren K73-17 mit einer Kapazität von 0,68 Mikrofarad für eine Spannung von 400 V (C1) und ein importiertes Rubicon-Unternehmen mit einer Kapazität von 100 Mikrofarad für eine Spannung von 400 V (C23) verwendet. Um die Zuverlässigkeit zu erhöhen, empfehlen wir, die Widerstände R1 und R5 mit einem Widerstand von 100 kOhm und einer Leistung von mindestens 1 W zu installieren und die Dioden KD2998 (VD8, VD9) durch 2D252A oder 2D252B oder importierte 30CPQ060 zu ersetzen. Strukturell war das Netzteil „geboren“ und existiert bis heute in Form eines recht gut gemachten, aber immer noch nachgebauten Modells. Sein Aussehen ist in Abb. dargestellt. 3.
Die Teile werden auf einer Platte aus doppelseitiger Glasfaserfolie im Oberflächenmontageverfahren ohne Löcher an ausgeschnittenen „Punkten“ montiert. Die Verbindungen werden mit fluorkunststoffisolierten Drähten hergestellt. Die Metapisierung auf der anderen Seite der Tafel bleibt erhalten. Autor: S.Makarkin (RX3AKT), Moskau
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