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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK CONTEST-Transceiver. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Zivile Funkkommunikation Der Name Vladimir Rubtsov (UN7BV) – ein Ingenieur, Künstler, ehemaliger Pilot und Besatzungskommandant – ist den Lesern von KV Zhurnal gut bekannt, wo er 1993 mit der Veröffentlichung begann. Vladimir widmet seine gesamte Freizeit dem Entwurf und der Arbeit an Amateur-Kommunikationsgeräten die Luft. Er ist Autor von mehr als einem Dutzend Zeitschriftenpublikationen, dem Buch „Amateur Radio Transceiver Equipment UN7BV“. Heute präsentieren wir eine seiner neuesten Entwicklungen – den Transceiver „CONTEST“. Funkamateure, die an der Entwicklung von Amateur-Transceivern beteiligt sind, sind bei der Auswahl eines Gerätekonstruktionsschemas, insbesondere seiner Zwischenfrequenz, zusammen mit den traditionellen Faktoren, die diese Wahl bestimmen, ebenfalls nicht ganz gewöhnlich. Dazu gehören die Kosten für Funkkomponenten, die Verbreitung einiger davon in den GUS-Staaten und die Möglichkeit, sie zu erwerben, oder allgemein die Möglichkeit (unter Berücksichtigung des Preises), ein gutes importiertes Gerät zu kaufen und damit das angegebene Problem zu lösen Problem. In dem den Lesern angebotenen Transceiver „CONTEST“ wird eine ZF von 10,7 MHz verwendet. Seine Verwendung in einem Gerät, das für den Betrieb auf allen Amateurbändern, einschließlich WARC, ausgelegt ist, ist aufgrund des Vorhandenseins betroffener Punkte in den 5,5- und 14-MHz-Bändern und der Komplexität der Konstruktion nicht optimal (z. B. im Vergleich zu einer 21-MHz-ZF). der VFO. Allerdings waren die Verbreitung von Quarzfiltern mit einer Frequenz von 10,7 MHz in den GUS-Staaten und ihr niedriger Preis ein gewichtiges Argument für die getroffene Wahl. Die oben genannten „Minuspunkte“ bei der Verwendung einer solchen ZF wurden im Transceiver durch den Einsatz geeigneter Schaltungslösungen beseitigt, nämlich: Wahl der GPA-Frequenz oberhalb der ZF in den oben genannten Bereichen, gefolgt von einem Seitenband-„Flip“ im ZF-Pfad. Die wichtigsten technischen Eigenschaften des Transceivers:
Das Blockschaltbild des Transceivers, kombiniert mit dem Anschlussplan der Knoten, ist in Abb. dargestellt. 1, schematische Diagramme der Knoten - in Abb. 2-17. Das Gerät ist ein Superheterodyn mit einer festen Zwischenfrequenz und umgekehrten Verstärkungspfaden. Die Betriebsspannungen +12 V (RX) und +12 V (TX) werden von den Kathoden der VD68- bzw. VD69-Dioden abgenommen (Abb. 1). Die Relais K11, K12, K16 und K17 dienen zum Umschalten des Transceivers vom Empfangsmodus in den Sendemodus und umgekehrt. Die HL2-Glühlampe mit blauem Farbfilter soll anzeigen, dass der Transceiver eingeschaltet ist, und die Smeter PA1-Skala beleuchten. Die HL1-Lampe mit rotem Farbfilter zeigt an, dass sich das Gerät im Sendemodus befindet.
Die Relais K13, K14 und der Schalter SB2 („UP“) sorgen für die Umschaltung des Quarzfilters in den Schmalbandmodus, der Druckknopfschalter SB4 („CW“) schaltet den Transceiver in den Telegraphenmodus und SB5 („VOX“) für die Telefon-Sprachsteuerung Modus. Die Taste SB6 („RX“) wird im Empfangsmodus verwendet. Wenn es nicht gedrückt ist (d. h. es befindet sich in der in Abb. 1 gezeigten Position), ist es möglich, SSB mit dem SA6 Push-to-Talk zu übertragen (er wird verwendet, um den Transceiver in allen Modi in den Sendemodus zu versetzen). wenn SB6 nicht gedrückt ist). Wird die Taste gedrückt, dann befindet sich der Transceiver ebenfalls im Empfangsmodus, ein Senden über die PTT im SSB-Modus ist nicht möglich, Sie können jedoch über das VOX-System mit dem Telegrafen über den Tongenerator der elektronischen Telegrafentaste arbeiten. Taste SB7 „Anpassen.“ („Setup“) wird der Transceiver in den Setup-Modus versetzt. Gleichzeitig wechselt es in den TX-Modus (ohne Drücken der PTT), gleichzeitig wird der Telegraph-Lokaloszillator im Konstantstrahlungsmodus eingeschaltet. Aus dem Lautsprechertreiber BA1 ist ein Ton mit einer Frequenz von etwa 1 kHz zu hören. Mit der SB8-Taste wird der Transceiver ohne PTT in den Sendemodus geschaltet, wobei sowohl CW als auch SSB betrieben werden kann. Der Verstimmungsmodus wird mit der Taste SB1 eingeschaltet, die Frequenz wird mit einem variablen Widerstand R203 geändert. Die Relaiskontakte K17.1 dienen zur Ansteuerung eines zusätzlichen Leistungsverstärkers, K17.2 – zur Erzeugung von Betriebsspannungen von +12 V (RX) und +12 V (TX), die Relaiskontakte K15.2 und K15.3 – zur Ansteuerung der umkehren, WENN. Der Schalter SB9 dient zur Deaktivierung des AGC-Systems. Der variable Widerstand R204 regelt den Selbsthörpegel des Tongenerators im CW-Modus, der Widerstand R201 - Verstärkung für die Übertragung.
Im Empfangsmodus gelangt das HF-Signal von der XW1-Antennenbuchse (Abb. 1) über das SWR-Messgerät (Abb. 2, Klemmen 40, 41) in die P-Schleife L16 (Abb. 3, Klemme 52) und dann über die Klemme 6, Relaiskontakte K11.1, Kondensator C55 und Abschnitt SA1.3 des Bereichsschalters (Abb. 4) - zum L8C63-Kreis und dann durch eine bidirektionale (umkehrende) Kaskade auf den Transistoren VT7, VT8 verstärkt.
Im betrachteten Modus verläuft das HF-Signal in Richtung von L8 nach C67 durch den Transistor VT8, im Übertragungsmodus - von C67 nach L8 durch den Transistor VT7. Der Übergang der Kaskade vom RX-Modus in den TX-Modus erfolgt durch Anlegen einer Spannung von +12 V an die Pins 10 (RX) und 9 (TX). In diesem Fall ist der Transistor VT8 gemäß der Schaltung mit einer gemeinsamen Quelle und VT7 mit einer gemeinsamen Basis verbunden. Dadurch sind die Eingangs-/Ausgangswiderstände der Stufen in beiden Modi auf der Seite der L8C63-Schaltung hoch und auf der Seite des Kondensators C67 und des darauf folgenden diodensymmetrischen Mischers niedrig, was sich günstig auf die Anpassung der Eingangs-/Ausgangswiderstände auswirkt. Ausgangswiderstände benachbarter Stufen.
Die Verbindung des Emitters des Transistors VT7 über die Induktivität L9 und den Widerstand R33 mit der Quelle VT8 trägt zum Schließen des nicht arbeitenden Transistors VT7 im RX-Modus bei, da ihm von der Quelle eine kleine positive Spannung zugeführt wird des VT8, der in diesem Modus arbeitet. Im Sendebetrieb erfolgt der Schließvorgang umgekehrt. An das zweite Gate VT8 wird im RX-Modus die AGC-Spannung und im TX-Modus eine Schließspannung negativer Polarität angelegt. Vom Drain des Transistors VT8 wird das verstärkte HF-Signal über den Kondensator C67 einem symmetrischen Doppelbrückenmischer zugeführt (Abb. 5). Es besteht aus zwei Diodenbrücken (VD18-VD21 und VD22-VD25), Transformatoren T3, T4 und Widerständen R40, R41. Das Vorhandensein letzterer ermöglicht es, den Schaltmodus von Dioden bei einer relativ hohen Lokaloszillatorspannung (Effektivwert 4 V) zu realisieren und den Strom durch die Dioden während der Öffnungshalbwelle der Spannung auf die maximal zulässigen Werte zu begrenzen.
Der beschriebene Knoten ist eine der Optionen für einen Hochleistungsmischer, der aufgrund der hohen lokalen Oszillatorspannung einen großen Dynamikbereich sowie eine hohe Unterdrückung des Eingangssignals bieten kann. Zu den positiven Eigenschaften eines solchen Mischers gehören auch eine gute Entkopplung der Eingangs- und Überlagerungsschaltungen sowie seine Reversibilität, also die Möglichkeit, in unterschiedlichen Signalwegrichtungen zu arbeiten. Das GPA-Signal wird einer der Wicklungen des Transformators T3 (Pin 20) zugeführt, und das HF-Signal wird über Pin 26 und den Kondensator C100 dem Verbindungspunkt der beiden Wicklungen des Transformators T4 zugeführt. Das 10,7-MHz-ZF-Signal im Empfangsbetrieb wird seiner dritten Wicklung entnommen, die zusammen mit dem Kondensator C102 ein ZF-Vorselektionsfilter bildet. Von diesem Filter wird das ZF-Signal über den Kondensator C101 dem Eingang eines bidirektionalen Verstärkers zugeführt, der aus den Transistoren VT9-VT11 besteht. Im Empfangsmodus (Durchgang des Signals vom Kondensator C101 zu C103) arbeitet der Kaskodenverstärker an den Transistoren VT9 und VT10 (der erste ist gemäß der Schaltung mit gemeinsamer Quelle verbunden, der zweite - gemäß der Schaltung mit gemeinsamer Basis), in der Übertragungsmodus (Signalfluss von C103 nach C101) - ein Transistor VT11. Mit einem solchen Schaltungsdesign können Sie in beiden Modi (RX und TX) die erforderliche Verstärkung des ZF-Signals erzielen. Im ersten Fall wird dem zweiten Gate des VT9-Transistors eine Steuerspannung entweder vom AGC-System oder vom Widerstand R131 (über die Kaskade am VT26-Transistor) zugeführt, um die ZF-Verstärkung anzupassen. Im TX-Modus empfängt dieses Gate VT9 über den Widerstand R202 eine Schließspannung negativer Polarität, die von einem Generator auf Basis der Transistoren VT41, VT42 erzeugt wird, die sich auf einer digitalen Skala befinden. Die gleiche Schließspannung wird im RX-Modus an das zweite VT11-Gate angelegt. Im Sendemodus empfängt er eine Verstärkungssteuerspannung (DSB) vom Widerstand R201 (siehe Abb. 1). Das vom Filter L11C106 (Abb. 5) ausgewählte ZF-Signal gelangt über die Koppelspule L12 und den Kondensator C103 (von Pin 21) in den Achtkristall-Leiterfilter (Abb. 6, a, Pin 17). Im SSB-Modus (Kontakte K13.1, K14.1 offen) beträgt seine Bandbreite 2,4 kHz, im CW-Modus (Kontakte geschlossen) - 0,8 kHz. Um den „Glocken“-Effekt zu eliminieren, werden die Widerstände R38, R39 verwendet.
Als Hauptauswahlelement können Sie Quarzfilter verwenden, die nach anderen in Abb. gezeigten Schemata hergestellt wurden. 6: zum Beispiel Sechs-Kristall-Leiter mit einer Bandbreite von 2,5 kHz (Abb. 6, b), Vier-Kristall-Brücke (Abb. 6, c) oder Acht-Kristall-Leiter (Abb. 6, d). In den letzten beiden Filtern können Quarzresonatoren auch für eine andere Frequenz (nahe 10,7 MHz) verwendet werden, allerdings müssen folgende Bedingungen erfüllt sein: Die Frequenzen aller oberen (je nach Schaltung) Resonatoren müssen gleich sein und sich voneinander unterscheiden die tieferen Frequenzen (auch gleich) um 2 ...3 kHz. Vom Ausgang des Quarzfilters (Pin 19) wird die ZF-Spannung an das Gate des Feldeffekttransistors VT12 (Abb. 5) angelegt, der Teil des bidirektionalen Verstärkers (VT12, VT13) ist. Diese Kaskade funktioniert ähnlich wie die oben beschriebene (in beiden Modi) und unterscheidet sich von dieser nur durch das Fehlen eines dritten (bipolaren) Transistors. Das vom L13C114-Filter über die Koppelspule L14 ausgewählte ZF-Signal wird dem zweiten symmetrischen Ringdiodenmischer (VD26-VD30) zugeführt, der ebenfalls in beiden Modi (RX und TX) verwendet wird. Ein Signal mit einer Frequenz von 10,7 MHz von einem Referenz-Lokaloszillator auf einem VT30-Transistor (Abb. 7) wird über Klemme 24 und die Elemente C122, R63, R61, R64 mit dem Mischer verbunden. Der Abgleich erfolgt mit einem Trimmwiderstand R63 (grob) und der Wahl der Kapazität des Kondensators C121.
Vom Mischerausgang wird die vom Filter C123R65C124 gefilterte NF-Spannung über den Kondensator C126 und Pin 30 dem Eingang (Pin 32) des NF-Kaskoden-Vorverstärkers zugeführt, der aus den Transistoren VT14, VT15 besteht (Abb. 8).
Die Kaskade stimmt gut mit der Ausgangsimpedanz des symmetrischen Mischers und der Eingangsimpedanz des NF-Leistungsverstärkers überein und sorgt gleichzeitig für eine ausreichend große Verstärkung. Vom Kollektor des Transistors VT14 über den Lautstärkeregler – einen variablen Widerstand R74 – wird das NF-Signal dem Eingang des NF-Leistungsverstärkers zugeführt, der auf dem DA1-Chip montiert ist. Im Empfangsmodus wird der Widerstand R77 durch die Kontakte des Relais K17.1 (siehe Abb. 1) geschlossen, wodurch die Verstärkung der Kaskade maximal ist. Beim Umschalten in den Sendemodus öffnen sich die Relaiskontakte und der Widerstand R77 wird mit dem Emitterkreis des Transistors der Ausgangsstufe der Mikroschaltung verbunden. Dadurch sinkt der Gewinn. Die erforderliche Verstärkung im RX-Modus wird durch Auswahl des Widerstands R78 eingestellt, im TX-Modus durch den Widerstand R77. Über Pin 35 wird der Eingang des Leistungsverstärkers mit Spannung von der Telegrafentaste zum Selbsthören versorgt (seine Lautstärke wird durch einen variablen Widerstand R204 geregelt, siehe Abb. 1). Vom Ausgang des Verstärkers (Pin 38) gelangt das NF-Signal entweder zu den Kopfhörern oder gleichzeitig zu den Kopfhörern und dem BA1-Lautsprecherkopf (je nach Stellung des SB3-Schalters) sowie zur AGC-Einheit (via). der SB9-Schalter) und das Anti-VOX-System (Abb. 9, Schlussfolgerung 60). Der Lastwiderstand R81 verhindert, dass die Mikroschaltung ausfällt, während der Lautsprecherkopf und die Telefone ausgeschaltet werden, sobald am Eingang ein Signal mit hohem Pegel auftritt. Im Übertragungsmodus gelangt das NF-Signal vom BM1-Mikrofon (Abb. 10) über die Drossel L17 und den Kondensator C191 zum Widerstand R148 und von dessen Motor zum nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers DA2. Der Induktor verhindert, dass hochfrequente Störungen an seinen Eingang gelangen. Über die Kontakte K16.1 wird das verstärkte Signal dem symmetrischen Mischer (von Pin 80 bis 31) sowie dem VOX-Sprachsteuergerät (von Pin 79 bis Pin 58) zugeführt, dessen Schaltung in Abb. dargestellt ist. 9. In einem symmetrischen Mischer (siehe Abb. 5, VD26-VD30) wird die Trägerfrequenz unterdrückt, das von der DSB-Schaltung L13C114 ausgewählte Signal wird durch eine Kaskade auf einem VT13-Transistor verstärkt. Der Hauptauswahlfilter (siehe Abbildung 6) wählt ein Seitenband aus und unterdrückt den Rest des Trägers. Die von der ZF weiter entfernten Umwandlungsnebenprodukte werden durch die L11C106-Schaltung unterdrückt. Das erzeugte Einseitenbandsignal wird durch eine Kaskade auf einem VT11-Transistor verstärkt und von seinem Drain einem symmetrischen Doppelbrückenmischer (VD18-VD21, VD22-VD25) zugeführt. In diesem Modus funktioniert es genauso wie im RX-Modus, allerdings ist die Signalflussrichtung umgekehrt. Das von Pin 26 abgenommene Signal wird vom VT7-Transistor verstärkt (siehe Abb. 4) und von der L8C63-Schaltung gefiltert.
Darüber hinaus wird das Signal der Betriebsfrequenz (abhängig vom mit Schalter SA1 gewählten Bereich) über den Kondensator C57 und Ausgang 8 dem Eingang des Sendeleistungsverstärkers zugeführt (siehe Abb. 3). Es besteht aus drei Stufen: einem Vorverstärker (VT17), einem Ausgangskaskodenverstärker (VT19, VT20) und einem Emitterfolger (VT18), der diese aufeinander abstimmt. Die Kaskoden-Ausgangsstufe hat bekanntermaßen eine hohe Ausgangsimpedanz, die in diesem Fall durch den T6-Transformator noch erhöht wird. Eine solche Schaltungslösung ermöglichte die Verwendung einer relativ kleinen Kapazität im Ausgangs-P-Kreis des KPI (C158, C159), um eine höhere spektrale Reinheit des Ausgangssignals sowie eine geringere Kritikalität der Anschlussdrähte zu erzielen der genannten Strecke auf ihre Länge. Das HF-Signal von der Wicklung II des Transformators T6 über die Klemmen 50, 7 (siehe Abb. 4), den Kondensator C56, die Relaiskontakte K11.1, die Klemmen 6, 51 (siehe Abb. 3) gelangt in den P-Kreis L16C158-C166 , und von dort - über Pin 52, das SWR-Meter (siehe Abb. 2, Pins 41, 40) und Buchse XW1 (siehe Abb. 1) - in die Antenne. Mit dem verwendeten SWR-Meter (siehe Abb. 2) können Sie den Betriebsmodus des Feeders steuern und die Ausgangsleistung des Transceivers anhand der Gleichwellenspannung bewerten. Es kann mit einer Sendeleistung von 10 bis 200 W eingesetzt werden, wobei der Energieverlust dabei 1 % nicht überschreitet. Ein wichtiger Vorteil eines solchen SWR-Meters ist die gleiche Empfindlichkeit auf allen HF-Bändern. Im SWR-Meter wird eine Steuerspannung erzeugt, um den Sendeleistungsverstärker vor einem hohen SWR an der Antennenzuleitung zu schützen. Diese Spannung wird vom Widerstand R86 abgenommen und über die Klemmen 43, 45 der Basis des Regeltransistors VT16 zugeführt (siehe Abb. 3). Bei einer hohen Sperrspannung öffnen sich die Zenerdiode VD33 und der Transistor VT16, die Spannung am Kollektor des letzteren und am zweiten Gate des damit galvanisch verbundenen Feldeffekttransistors VT17 sinkt und die Verstärkung des Leistungsverstärkers sinkt auf fast Null. Das schematische Diagramm des GPA ist in Abb. dargestellt. 11. Der Generator selbst basiert auf dem Transistor VT1. Der parametrische Spannungsregler VD2R9 und die Entkopplungselemente C22, R1, C24, C242 verhindern den Verlust von HF-Spannung im Stromkreis und sorgen für eine erhöhte Stabilität der Ausgangssignalparameter bei kleinen Schwankungen der Versorgungsspannung, die bei Transienten auftreten (Umschalten von Empfang auf Senden, und umgekehrt). Der Widerstand R4 verbessert die Entkopplung des Generators von der Folgestufe. Auf dem Transistor VT2 ist ein Breitband-HF-Verstärker montiert. Die geringe Kapazität der Torschaltung und die hohe Eingangsimpedanz der Kaskade tragen zu einer guten Entkopplung des Generators von anderen Kaskaden bei. In den Bereichen 1,8; Bei 14 und 21 MHz ist der GPA-Verstärker mit einem elliptischen Tiefpassfilter siebter Ordnung L5-L7C37-C43 mit einer Bandbreite von 11,3 ... 18,8 MHz ausgestattet, im Übrigen mit einem ähnlichen Filter L2-L4C30-C36 mit einer Bandbreite von 7 ... 10,5 MHz. Die Filterumschaltung erfolgt gleichzeitig mit der Bereichsänderung durch den Schalter SA1. Alle Störsignalanteile werden um mehr als 35 dB unterdrückt. Von den Ausgängen der Filter wird das Signal über die Transistoren VT3, VT4 dem Eingang des Verdopplerverstärkers zugeführt. Die Umschaltung der Betriebsarten dieser Kaskade erfolgt über die Kontakte des Relais K9.1, gesteuert von der Schalteinheit (Abb. 12).
In den Bereichen 1,8 und 18 MHz fungiert die Kaskade als Verstärker, im übrigen als Verdoppler. Beim Umschalten in den Verstärkungsmodus wird der VT3-Kollektor ausgeschaltet und der VT4-Transistor in den linearen Verstärkungsmodus (Klasse A) geschaltet, da dem Basiskreis aufgrund der Parallelschaltung des Widerstands R19 eine zusätzliche Spannung positiver Polarität zugeführt wird R18. Im Frequenzverdopplungsmodus gelangt das Signal vom Eingangstransformator T1 gegenphasig in die Basen beider Transistoren. Gleichzeitig werden ihre Kollektoren miteinander verbunden und mit der Eingangswicklung des Transformators T2 belastet. Das GPA-Ausgangssignal wird der Hälfte der Sekundärwicklung T2 entnommen und der Kabelentkopplungsverstärker mit digitaler Skala an den Transistoren VT5 und VT6 ist mit der gesamten Wicklung verbunden. Die Verstärkung dieser Kaskade im Frequenzband von 100 kHz ... 50 MHz beträgt etwa 10. Sie ist über ein Segment des RK-75-Koaxialkabels mit der Digitalwaage verbunden. Der Widerstand R29 ist in der Digitalwaage verbaut (am Koaxialstecker). Durch den Einsatz eines solchen Verstärkers sowie durch Maßnahmen zur Modernisierung der Digitalwaage konnte die Obergrenze der Frequenzmessung auf bis einschließlich 33 MHz verschoben werden, was beim Betrieb im 14- und 21-MHz-Bereich notwendig wurde Bänder mit dem gewählten Transceiver-Aufbauschema. Tabelle 1
Das Verstimmungssystem enthält einen VD1-Varicap, Widerstände R7, R8 und Kondensatoren C16, C18 und C19. Das Einschalten erfolgt mit der Taste SB1 (siehe Abb. 1) und die Frequenz wird mit einem variablen Widerstand R203 geändert. Der erforderliche Dehnungsgrad wird automatisch über das Relais K5 aufrechterhalten, gesteuert durch einen Bereichsschalter in der Schalteinheit (Abb. 12). Die Frequenzintervalle der vom GPA in verschiedenen Bereichen erzeugten Schwingungen sind in der Tabelle angegeben. 1. Mit der Schalteinheit (Abb. 12) werden die Bereiche im GPA umgeschaltet (Relais K1-K4, K6, K8, K10), die L1-Spule wird geschaltet, um in verschiedenen Bereichen (K5) den entsprechenden Betriebsmodus zu erreichen Der Verdopplerverstärker wird im GPA verändert (K9), Quarzresonatoren geschaltet, um ein Arbeitsseitenband in den Bereichen 14 und 21 MHz im Referenz-Quarzlokaloszillator zu erhalten (siehe Abb. 7, K7), die Bildung einer logischen 0 Steuersignal, das beim Umschalten der Digitalwaage verwendet wird, um verschiedene Zahlen in die Zähler zu schreiben. Ein schematisches Diagramm der VOX- und Anti-VOX-Sprachsteuerungssysteme ist in Abb. dargestellt. 9. Das Eingangssignal von Pin 79 des Mikrofonverstärkers über Pin 58 und den Abstimmwiderstand R118 (sie regulieren die Empfindlichkeit des VOX-Systems) wird dem Eingang des NF-Verstärkers zugeführt, der am Transistor VT23 erfolgt. Auf den Dioden VD36, VD37 ist ein Signalgleichrichter montiert, auf den Transistoren VT22, VT21 - ein elektronischer Schlüssel. Das Befehlsrelais K21 ist im VT15-Kollektorkreis enthalten. Das Anti-VOX-Signal vom Ausgang des NF-Verstärkers (Pin 58) über den Kondensator C240 (siehe Abb. 1) wird dem Eingang (Pin 60) des NF-Verstärkers zugeführt, der über den Transistor VT24 erfolgt. Die von den Dioden VD38, VD39 über den Teiler R120R119 gleichgerichtete Spannung wird der Basis des VT22-Transistors zugeführt. Im Empfangsmodus ist der untere (gemäß Diagramm) Ausgang des Kondensators C177 über die Kontakte des Relais K15.1 mit der gemeinsamen Leitung des Geräts verbunden. Wenn der Transceiver in den Sendemodus geschaltet wird, wird dieser Kondensator ausgeschaltet, was dazu beiträgt, das Prellen der Kontakte des K15-Relais bei Vorhandensein von Steuersignalen ähnlicher Größe an den Eingängen beider Systeme (VOX und Anti-VOX) zu verhindern. . Auf Abb. 13 zeigt schematische Diagramme des AGC-Systems, des S-Meters und des Leistungsmessers (PM).
Das Signal vom Ausgang des NF-Verstärkers (Pin 58) über den AGC-Schalter SA13 (siehe Abb. 1) wird dem Eingang (Pin 68) des AGC-Gleichrichters zugeführt, der gemäß der Spannungsverdopplungsschaltung auf den Dioden VD41, VD42 aufgebaut ist. Die Verzögerungszeit des AGC-Betriebs wird durch die Kapazität des Kondensators C135 und den Widerstandswert des Widerstands R134 bestimmt. Die gleichgerichtete Spannung über den Widerstand R132 wird dem Eingang des Gleichstromverstärkers am Transistor VT26 zugeführt. Sein Emitterkreis umfasst ein PA1-Mikroamperemeter, einen Shunt-Widerstand R135, einen Sperrkondensator C183 und eine VD40-Diode, die die Messgrenzen aufgrund des resultierenden nichtlinearen Abschnitts am Ende der Skala erweitert (dies ist zur Steuerung hoher Pegel erforderlich). Signale). Der Transceiver-Ausgangsleistungsmesser ist auf dem VT25-Transistor montiert. Ein Signal vom Ausgang von 44 SWR-Metern wird seiner Basis zugeführt (siehe Abb. 2). Wenn der Schalter SA2 in die obere Position (gemäß Diagramm) gestellt wird, zeigt das RA1-Gerät die Größe der Rückwellenspannung an. Im Verstimmungssystem werden die Widerstände R136-R138 verwendet. Die Referenz-Quarz-Lokaloszillatorschaltung ist in Abb. dargestellt. 7. Der Aufbau erfolgt auf einem VT30-Transistor nach einer kapazitiven Dreipunktschaltung. Einer der Quarzresonatoren ZQ7.1, ZQ10 ist in seiner Grundschaltung mit den Kontakten des Relais K11 eingebunden. Dadurch erzeugt der Generator in den Bereichen 14 und 21 MHz Sinusschwingungen mit einer Frequenz von 10,703 und im Rest von 10,7 MHz. Die L18C207-Schaltung ist im Kollektorkreis des Transistors enthalten. Das Ausgangssignal der Koppelspule L19 über Pin 88 wird dem Eingang (Pin 24) des symmetrischen Mischers VD26-VD30 zugeführt (Abb. 5). Auf Abb. In Abb. 14 zeigt ein schematisches Diagramm eines Telegraphen-Quarz-Lokaloszillators, der auf einem VT28-Feldeffekttransistor montiert ist. Der ZQ9-Resonator mit einer Frequenz von 10,701 MHz ist zwischen dem Gate und dem gemeinsamen Draht in Reihe mit dem Abstimmkondensator C196 geschaltet. Letzteres dient dazu, die Frequenz des lokalen Telegrafenoszillators auf die Mitte des Durchlassbandes des Hauptauswahl-Quarzfilters einzustellen. Der Kondensator C201 wählt die Verbindungstiefe des Generators mit der nachfolgenden Kaskade, die erforderlich ist, um im Telegraphenmodus die erforderliche Sendeleistung zu erhalten.
Auf dem VT29-Transistor wird ein elektronischer Schlüssel hergestellt. Die Kondensatoren C199 und C200 glätten die Vorder- und Rückseite von Telegrafennachrichten. Die Basis des Transistors (Pin 85) ist mit dem Ausgang (Pin 74) des elektronischen Schlüssels verbunden (Abb. 15). Schlussfolgerung 84 (Abb. 14) dient zum Einschalten des Generators im Einstellmodus sowie zur Manipulation des Generators bei Betrieb mit der Handtaste SA5 (siehe Abb. 1). Der elektronische Telegrafenschlüssel (Abb. 15) wird nach dem bereits klassischen Schema auf CMOS-DD1-DD3-Mikroschaltungen und einem VT27-Transistor hergestellt. Auf dem DD1-Chip ist ein gesteuerter Impulsgenerator mit einstellbarer Wiederholungsrate (R140 ist ein Übertragungsratenregler) montiert, auf den Triggern DD2.1 und DD2.2 – Punkt- bzw. Strichformer, auf dem DD3.1-Element – ein Additionsgerät, bei DD3.2-DD3.4 - AF-Signalgenerator, bei VT7 - Emitterfolger.
Der Schlüssel funktioniert wie folgt. In der neutralen Position des SA3-Manipulators werden der untere (gemäß Diagramm) Eingang des Elements DD1.2 (Pin 6) und der obere DD1.3 (Pin 8) über den Widerstand R141 mit einem Logikpegel von 1 bestromt , also ist der Generator gesperrt (am Eingang C des Triggers DD2.1 - Logikpegel 0). Aufgrund des Vorhandenseins des Logikpegels 2.2 am Eingang R des Triggers DD1 hat die Spannung an seinem inversen Ausgang (Pin 12) den gleichen Pegel. Wenn der Manipulator in die linke Position (gemäß Diagramm) („Punkte“) bewegt wird, werden die obigen Eingänge der Elemente DD1.2, DD1.3 mit einem gemeinsamen Draht verbunden (dies entspricht dem Anlegen einer logischen 0). , der Generator wird erregt und seine Impulse werden dem Eingang C des Triggers DD2.1 .3.1 zugeführt. Die von diesem durch das DD27-Element gebildeten „Punkte“ gelangen in die Basis des Transistors VT29 und von seinem Emitter in die Basis des Schlüsseltransistors VT14 des lokalen Telegraphenoszillators (Abb. 8). Gleichzeitig werden die „Punkte“ dem Eingang (Pin 3.3) des DD2.2-Elements zugeführt und ermöglichen so den Betrieb des NF-Generators. Der Trigger DD1 wird zu diesem Zeitpunkt durch den Logikpegel 147, der über den Widerstand R3.1 an seinen Eingang R angelegt wird, in seinem ursprünglichen Zustand gehalten. Element DDXNUMX ermöglicht die Übertragung eines „Punktes“ von normaler Dauer auch bei kurzer Verbindung der entsprechenden Kontakte des Manipulators. Wenn der Manipulator in die rechte (gemäß dem Schema) Position („Strich“) bewegt wird, funktionieren der Impulsgenerator und der Trigger DD2.1 auf die gleiche Weise wie beim Bilden von „Punkten“. Allerdings wird am Eingang R des Triggers DD2.2 in diesem Fall der Pegel logisch 0 eingestellt und dieser ändert seinen Zustand unter Einwirkung der Impulse des Triggers DD2.1. Impulse von den Ausgängen beider Flip-Flops werden vom Element DD3.1 zu einem „Strich“ zusammengefasst. Wie im vorherigen Fall gewährleistet DD3.1 die Übertragung eines Strichs auch bei kurzzeitigem Schließen der Manipulatorkontakte. Der Schlüssel generiert Standard-Morsecode-Pakete bei allen Übertragungsgeschwindigkeiten. Das schematische Diagramm der elektronischen Digitalwaage ist in Abb. dargestellt. 16. Tatsächlich handelt es sich hierbei um eine leicht modifizierte Version des von V. Krinitsky in [1] beschriebenen Geräts. Die Modernisierung betraf hauptsächlich den Eingangsteil: Die Werte einiger Widerstände wurden geändert, Schutzdioden wurden entfernt, die Mikroschaltung K155LA3 wurde durch K131LA3 (DD4) ersetzt. Diese Maßnahmen führten zur Bildung „klarerer“ Impulse (Mäander) am Eingang der DD5-Mikroschaltung, wodurch die Obergrenze des Betriebsfrequenzbereichs auf 33 MHz anstieg.
Der Quarzoszillator (DD6.3) verwendet einen 100-kHz-Resonator, was nicht nur die Anzahl der Mikroschaltungen im Teiler reduzierte, sondern auch zu einer Verringerung der Störemissionen während des Betriebs der Digitalwaage und damit zu einer Verringerung der Gesamtgeräuschpegel des Transceivers. Die Zähler enthalten die Zahlen 107000, wenn an Pin 101 ein logischer 0-Pegel anliegt, und 893000, wenn dieser auf einen logischen 1-Pegel geändert wird, was für die korrekte Frequenzablesung bei einer ZF von 10,7 MHz notwendig ist. Der Spannungswandler (VT41, VT42) und der Stabilisator (VT40) verwenden leistungsstärkere Transistoren KT630B und KT608A. Darüber hinaus wurde in das erste dieser Geräte eine Spannungsquelle mit negativer Polarität von -10 V eingeführt, bestehend aus der V-Wicklung des T8-Transformators, der Gleichrichterbrücke VD64-VD67 und dem parametrischen Spannungsregler R194VD63. Diese Spannung wird zum Schließen nicht arbeitender Stufen des Transceivers (Pin 105) verwendet. Die Stromversorgung des Transceivers (Abb. 17) umfasst einen T7-Transformator, zwei Gleichrichter (VD47-VD50 und VD51-VD54) und zwei Spannungsregler (DA1, VT31-VT33 und VT34, VT35). Das Gerät erzeugt vier Spannungen: unstabilisierte +40 und +20 V zur Versorgung des Sendeleistungsverstärkers bzw. der Relaiswicklungen, stabilisierte +9 V zur Versorgung der Digitalwaage und des Telegrafenschlüssels und stabilisierte +12 V zur Versorgung aller anderen Stufen. Über die VD55-Diode (Pin 96) wird von einer externen Gleichstromquelle eine Spannung von 20 ... 30 V zugeführt.
Der Transceiver verwendet weit verbreitete Teile: Festwiderstände MLT, Variablen SP3-9a und SPO-0,5, Kondensatoren KT, KM, K50-6. Der Doppelblock KPE S158S159 - vom Transistorradio "Alpinist", der Kondensator C63 - KPV-125 oder KPV-140. Schalter SA1 – Keks 11P7N-PM, SA2 – Mikroschalter MP9 (MP10, MP11), SA4 – Mikro-Kippschalter MT1, SB1-SB9 – P2K. Relais K1-K4, K6, K8, K10 - RES60 (Pass RS4,569.436 oder RS4.569.435-00), K5, K13, K14 - RES49 (RS4.569.423 oder RS5.569.421-00), K7, K9, K11, K12, K16 – RES15 (RS4.591.001 oder RS4.591.007), K15 – RES22 (RF4.500.131, RF4.521.225, RF4.523.023-00, RF4.523.023-07, RF4.523.023-09), K17 – Reed-Schalter RES54 A (HP4.500.011-01). Anstelle von KP350B können Sie Transistoren der KP306-Serie verwenden, anstelle von KT316B - KT339A oder ähnliche mit einer minimalen Durchsatzkapazität. Die Transistoren KT660B sind mit KT603B, KT608B austauschbar. Im Leistungsverstärker können anstelle von KT603B auch KT608B, KT660B verwendet werden. KT201A-Transistoren sind austauschbar mit Geräten der Serien KT208, KT306A, KT306B – mit KT342 (mit beliebigem Buchstabenindex), KT312B – mit Transistoren der Serien KT306, KT342 und P216 – mit P217. Anstelle von D223 können Sie Dioden der Serien KD503, KD522 verwenden. Chips der K176-Serie sind mit Analoga der K561-Serie austauschbar. Anstelle von K131LA3 in der Digitalwaage können Sie auch den K155LA3-Chip verwenden, dieser muss jedoch entsprechend der maximalen Betriebsfrequenz ausgewählt werden (die Waage sollte zuverlässig funktionieren). 21-MHz-Bereich). Der Transceiver verwendet Miniaturglühlampen mit einer Nennspannung von 10 V. Der VA1-Lautsprecherkopf ist 2GD-36 (8 Ohm). Die Wicklungsdaten der Spulen und Trafos des Transceivers sind in Tabelle angegeben. 2.
Zeichnungen, die den Aufbau der Spulen L8, L16 (sie sind auf Keramikrahmen gewickelt) und des HF-Transformators T6 erläutern, sind in Abb. 18 dargestellt. 19, 20 und 2. Spulenschneider L7-L11, L14-L18, L19, L19725 – Ferritgewinde GOST 74-6. Der Magnetkreis des HF-Transformators T2 besteht aus zwei identischen Teilen 20 (Abb. 10), die jeweils aus zehn Ferritringen der Größe K6x5x20 bestehen, die mit einem mit Marskleber geschmierten Kabelpapierstreifen befestigt sind. Von oben (gemäß Abb. 1) wird mit dem gleichen Kleber ein Clip 3 auf die entstandenen Papierröhrchen gesteckt, von unten Clip 0,35 und anschließend die Wicklungen mit MGTF 2 mm 4 Draht umwickelt. Dann wird Block 5 auf den unteren Clip geklebt, nachdem zuvor die Wicklungsleitungen durch die darin gebohrten Löcher geführt wurden, und Platte 3 daran (unterscheidet sich von Clip 10,5 durch das Fehlen von Löchern mit einem Durchmesser von 1,5 mm und einer geringeren Dicke - 1 mm). Die Details 3, 5-9 bestehen aus Fiberglas. Induktivitäten L10, L30 (Induktivität – 5 μH + 15 %), L20 und L22-L160 (5 μH + 0,2 %) – einheitliches DM-7. Netzwerktransformator T40 - TS-2-0.470.025 (af220TU) mit einer Primärwicklung von 18 V und zwei Sekundärwicklungen von XNUMX V.
Überprüfen Sie beim Einrichten des Transceivers sorgfältig alle Knoten und die Verbindungen zwischen ihnen auf Kurzschlüsse. Das Setup beginnt im Empfangsmodus mit der Überprüfung der Funktionsfähigkeit des Netzteils und dem Einstellen der erforderlichen Ausgangsspannungen im Leerlauf (alle Knoten sind deaktiviert). Danach werden alle Verbindungen wiederhergestellt und mit der Abstimmung der lokalen Oszillatoren fortgefahren. Die Abstimmung des Referenz-Quarz-Lokaloszillators (siehe Abb. 7) reduziert sich auf die Auswahl der Induktivität der L18-Spule, bis wiederum mit beiden Resonatoren ZQ10 und ZQ11 eine stabile Erzeugung und die maximale Schwingungsamplitude am Ausgang erreicht werden. Zur Kontrolle wird ein hochohmiges Hochfrequenzvoltmeter oder besser ein Breitbandoszilloskop sowie ein Frequenzmesser verwendet. Die Leistung des Quarztelegraphen-Lokaloszillators wird im CW-Modus überprüft (in diesem Fall wird die Versorgungsspannung an Pin 82 angelegt (siehe Abb. 14). Wenn Klemme 84 mit Masse verbunden ist, sollte der Generator mit Strom versorgt werden. Steuern Sie die Ausgangsspannung mit den gleichen Instrumenten wie im vorherigen Fall und stimmen Sie den Generator mit dem Kondensator C196 auf die Mittenfrequenz des Durchlassbandes des Hauptauswahl-Quarzfilters ab (siehe Abb. 6). Der Trimmerkondensator C201 passt die Ausgangsleistung im CW-Modus an, nachdem die vollständige Abstimmung des Transceivers abgeschlossen ist. Die Abstimmung des Smooth-Range-Generators (siehe Abb. 11) beginnt mit der Festlegung des 21-MHz-Bereichs (Tabelle 1), indem die Kapazität des Abstimmkondensators C12 geändert und ggf. der Kondensator C5 ausgewählt wird. Ähnlich, aber durch Auswahl der Kapazität der Kondensatoren C1 und C8, C2 und C9 usw. passen diese in die erforderlichen Grenzen und andere Bereiche. Um die Temperaturstabilität der Frequenz zu erhöhen, wird empfohlen, dass jeder der Kondensatoren C1-C7 sowie C5, C15, C17, C20, C21, C23 aus zwei Kondensatoren mit ungefähr gleicher Kapazität, jedoch unterschiedlicher Kapazität besteht (negativ und positiv) TKE. Als nächstes bauen Sie eine Kaskade auf dem Transistor VT2 auf. Ersetzen Sie den Widerstand R11 vorübergehend durch einen variablen Wert von 1 kOhm (die Anschlussdrähte sollten so kurz wie möglich sein) und wählen Sie seinen Widerstand, bis die maximale Signalspannung am Transistor-Drain erreicht ist. Danach wird der Widerstand des eingeführten Teils des variablen Widerstands gemessen und durch einen konstanten mit einem ähnlichen Nennwert ersetzt. Die Einstellung der Tiefpassfilter (LPF) L2-L4C30-C36 und L5-L7C37-C43 beschränkt sich auf die Auswahl (durch Drehen der Trimmer) der Induktivität der darin enthaltenen Spulen, bis im ersten Fall ein gleichmäßiger Frequenzgang erreicht wird Fall im Frequenzband 7 ... 10,5 und im zweiten - 11,3 ... 18,8 MHz. Die Grenzfrequenz des ersten LPF sollte 11 betragen, die des zweiten 19,3 MHz. Zur Kontrolle wird ein Frequenzgangmesser oder ein Oszilloskop mit kalibrierter Wobbeldauer verwendet. Der Aufbau eines Verdopplerverstärkers an den Transistoren VT3, VT4 beginnt im Verdoppelungsmodus im Bereich von 21 MHz. Durch die Wahl des Widerstands R18 erreichen sie die maximale Amplitude des Signals am Kondensator C48 (Pin 6) mit minimaler Verzerrung seiner Form (sie sollte nahezu sinusförmig sein). Anschließend wird der Generator auf den 1,8-MHz-Bereich (oder 18-MHz-Bereich) umgeschaltet, in dem die Kaskade im Verstärkungsmodus arbeitet, und das gleiche Ergebnis wird durch Auswahl des Widerstands R19 erreicht. Der Aufbau einer Kaskade am Transistor VT5 reduziert sich auf die Auswahl des Widerstands R26, bis die maximale Schwingungsamplitude am Kondensator C54 erreicht ist (Pin 4). Bei einer großen ungleichmäßigen Amplitude des Ausgangssignals von Bereich zu Bereich ist es notwendig, R14-R17 durch 1-kΩ-Widerstände zu ersetzen, und wenn die Amplitude nicht ausreicht, diese ganz auszuschließen. Dadurch treten Unregelmäßigkeiten in Form von Buckeln und Senken im Frequenzgang des Generators auf. Durch Drehen der Trimmer der Spulen beider LPFs ist es notwendig, eine Verschiebung der Buckel in die Bereiche der Bereiche zu erreichen, in denen zuvor Signale mit kleiner Amplitude beobachtet wurden, und Einbrüche – in die Bereiche, in denen Signale mit einem Maximum auftraten Amplitude vor. Die Höhe der Höcker und die Tiefe der Senken werden durch Auswahl der angegebenen Widerstände eingestellt. Wenn die Ausgangswellenform stark verzerrt ist (ähnlich einer Rechteckwelle) oder ihre Spannung 4 V (Effektivwert) überschreitet, muss der Widerstandswert des Widerstands R4 erhöht werden. Beim Einrichten des Verstimmungssystems wird der Schieberegler des variablen Widerstands R203 (siehe Abb. 1) auf die mittlere Position gestellt und der Abstimmwiderstand R137 (siehe Abb. 13) wird verwendet, um beim Drehen der Verstimmung die gleiche Frequenz zu erreichen an und aus. Die Überprüfung der Leistung des NF-Verstärkers (siehe Abb. 8) beschränkt sich auf die Messung im Spannungsempfangsmodus an Pin 12 des DA1-Chips. Sie sollte etwa die Hälfte der Versorgungsspannung betragen. Nachdem dies sichergestellt ist, wird ein Oszilloskop an den Ausgang (Pin 38) angeschlossen und vom Tonfrequenzsignalgenerator eine Sinusspannung von 32 mV mit einer Frequenz von 20 kHz an den Eingang (Pin 1) angelegt. Durch Einstellen des Schiebereglers des variablen Widerstands R74 auf die obere Position (gemäß Diagramm) und Auswahl des Widerstands R68 wird die maximale Amplitude des Ausgangssignals ohne optisch wahrnehmbare Verzerrung erreicht. Stellen Sie durch Veränderung der Frequenz des Generators sicher, dass es im gesamten Audiobereich zu keiner merklichen Verzerrung des Ausgangssignals kommt. Die Verstärkung des NF-Verstärkers im Empfangsmodus wird durch die Auswahl des Widerstands R78 reguliert, im Sendemodus durch den Widerstand R77. Bei Bedarf kann der Frequenzgang des Verstärkers in den höheren Frequenzen durch Auswahl der Kondensatoren C138, C140 angepasst werden. Der reversible (bidirektionale) ZF-Verstärker (siehe Abb. 5) ist im Empfangsmodus abgestimmt. Einschalten des Quarzfilters im „UP“-Modus (Schmalband) und Einstellen des variablen Widerstands R131 „UHF“-Schieberegler (siehe Abb. 13) auf die Position, die der maximalen Verstärkung am Eingang des ZF-Verstärkers entspricht (links – entsprechend zum Diagramm - Ausgang des Kondensators C 101) vom Normsignalgenerator (GSS) über einen Kondensator mit einer Kapazität von 5 ... 10 pF wird eine unmodulierte HF-Spannung von 10 mV mit einer Frequenz von 10,7 MHz zugeführt. Durch Ändern der Kapazität des Trimmerkondensators C102 und abwechselndes Drehen der Trimmer der Spulen L11 und L13 erreichen sie die maximale Amplitude des Signals am Ausgang des NF-Verstärkers (bei Annäherung an die maximalen Messwerte sollte die Eingangsspannung allmählich ansteigen). reduziert). Anschließend stellt der Abstimmkondensator C205 (C202) im Referenz-Quarz-Lokaloszillator (siehe Abb. 17) die Tonfrequenz des NF-Signals auf ca. 1 kHz ein. Nachdem der Transceiver vollständig abgestimmt ist, wird die Frequenz dieses lokalen Oszillators endgültig eingestellt und der Quarzfilter angepasst. Als nächstes wird das GSS mit dem beweglichen Kontakt des SA1.3-Abschnitts des Bereichsschalters verbunden (siehe Abb. 4). Die Signalfrequenz wird abhängig vom enthaltenen Frequenzbereich des Transceivers eingestellt. Durch Änderung der Kapazität des Kondensators C63 wird das maximale Signal am Ausgang erreicht. Im 1,9-MHz-Bereich kann die Auswahl des Kondensators C61 erforderlich sein. Dann werden Signale gleicher Frequenz der Antennenbuchse XW1 zugeführt und mit Hilfe der Kondensatoren C158C159 der P-Schleife wird auch das maximale Signal am Ausgang erreicht. Fahren Sie anschließend mit dem Einrichten des Quarzfilters fort. Durch Anlegen eines GSS-Signals mit einer Spannung von 1 mV und einer Frequenz, die dem ausgewählten Bereich entspricht, an die XW0,5-Buchse wird der Transceiver reibungslos abgestimmt, indem er die Messwerte des S-Meters und die entsprechenden Messwerte der Digitalskala erfasst und aufschreibt unten in einem Tisch. Anschließend wird der Frequenzgang des Filters erstellt: Die Frequenzwerte werden entlang der horizontalen Achse in Schritten von 200 Hz aufgetragen, und die S-Meter-Messwerte in relativen Einheiten werden entlang der vertikalen Achse aufgetragen. Bei Einbrüchen und Höckern im Frequenzgang sowie bei einer kleinen (weniger als 2 kHz) Bandbreite oder einem unbefriedigenden Rechteckfaktor (schlechter als 1,4 bei Pegeln von -80 / -3 dB) muss das Filter um angepasst werden Wählen Sie nacheinander die darin enthaltenen Kondensatoren aus (Abb. 6, a) und nehmen Sie dabei jedes Mal den Frequenzgang auf die beschriebene Weise auf. Wenn es nicht möglich ist, einen akzeptablen Frequenzgang zu erreichen, sollten die Quarzresonatoren ausgetauscht werden. Im Schmalbandmodus wird der Filter durch Auswahl der Kondensatoren C88 und C91 abgestimmt, wodurch eine Verengung der Bandbreite erreicht wird. Die Bandbreite von 0,8 kHz für diesen Filter (siehe Abb. 6a) kann als optimal angesehen werden. Die Einrichtung eines Quarzfilters wird durch die Verwendung eines Frequenzgangmessers vereinfacht. Nach der Abstimmung des Quarzfilters wird die Frequenz des Referenz-Quarz-Lokaloszillators schließlich mit einem Abstimmkondensator C202 in den Bereichen 14 und 21 MHz und einem Kondensator C205 in allen übrigen Bereichen korrigiert. Im ersten Fall wird die Erzeugungsfrequenz außerhalb des Filtertransparenzbandes hinter der oberen Frequenzgangssteigung eingestellt, im zweiten Fall vor der unteren. Der Aufbau des AGC-Systems (siehe Abb. 13) besteht in der Auswahl des Kondensators C 184, dessen Kapazität die Betriebszeit bestimmt. Dies erfolgt im SSB-Empfangsmodus entsprechend der besten Übereinstimmung zwischen den Schwankungen des Pfeils des PA1-Geräts und Änderungen im Signal und ausreichender Zeit, um es auf den maximalen Messwerten zu halten. In diesem Fall wird die notwendige Glätte der Änderung der Verstärkung des ZF-Verstärkers erreicht. Wenn der Pfeil bei den Signalspitzen „aus dem Maßstab geht“, muss der Widerstandswert des Widerstands R135 verringert werden. Die Digitalwaage (siehe Abb. 16) erfordert in der Regel keine Justierung und beginnt sofort nach dem Anlegen der Spannung zu arbeiten. Die Erfassung der erforderlichen Zahlen in den Zählern wird durch die Anzeiger HG1-HG6 visuell überprüft, indem das Koaxialkabel vom Eingang des Gerätes getrennt und die Bereiche mit dem Schalter SA1 umgeschaltet werden. In den Bereichen 1,8; 3,5; 7, 10, 1 4 und 21 MHz sollte die Zahl 893 auf dem Display angezeigt werden, im Rest - 000. Wenn die Skala anders anzeigt, überprüfen Sie die Funktionsfähigkeit der Dioden der Schalteinheit (siehe Abb. 107). Nach dem Anschließen des Koaxialkabels sollte die Digitalwaage den tatsächlichen Wert der Empfangsfrequenz im ausgewählten Frequenzbereich anzeigen. Sollte es beim Umschalten des Transceivers in den Sendemodus im 21-MHz-Bereich zu einer Abweichung zwischen der angezeigten Frequenz und ihrem tatsächlichen Wert kommen (in der Regel ist der angezeigte Wert geringer), müssen Sie zunächst die Widerstände R179, R181, Ersetzen Sie sie vorübergehend durch Variablen und erhöhen Sie dann (falls die Auswahl der Widerstände nicht hilft) die Kapazität des Kondensators C49 (siehe Abb. 11), bis ein stabiler Messwert auf der Skala erhalten wird. Abschließend müssen Sie prüfen, ob an Pin 10 eine Spannung von -105 V anliegt. Der nächste Schritt besteht darin, den Transceiver im Sendemodus einzurichten (für den Autor begann er unmittelbar nach der beschriebenen Einrichtung im Empfangsmodus mit der Arbeit an der Übertragung). Ein Antennenäquivalent, das zwischen der XW1-Buchse und dem gemeinsamen Kabel des Transceivers angeschlossen wird, kann ein nichtinduktiver Widerstand mit einem Widerstand von 75 Ohm (wenn eine Zuleitung mit der gleichen Impedanz verwendet wird) oder 50 Ohm (bei einer 50-Ohm-Zuleitung) sein ) mit einer Verlustleistung von mindestens 10 Watt. Sie können auch eine 28 V 10 W Glühlampe verwenden. Die Einstellung erfolgt im Modus „Einstellung“. Durch Drücken der Taste SB7 wird das Vorhandensein des HF-Signals durch ein HF-Voltmeter, Oszilloskop oder durch das Leuchten einer Glühlampe in allen Positionen des Bereichsschalters SA1 kontrolliert. Das Einrichten eines Leistungsverstärkers (siehe Abb. 3) beschränkt sich auf die Auswahl des Widerstands R100 und die Position des Trimmerwiderstands R96, bis das maximale Sinussignal an der Antenne äquivalent ist. Anschließend wird durch Drücken der Taste SB4 (siehe Abb. 1) der Transceiver in den Telegrafenmodus geschaltet und die Funktion der Telegrafentaste (siehe Abb. 15) und des Telegrafen-Lokaloszillators (siehe Abb. 14) überprüft. Bei gedrückter SA6-Taste (siehe Abb. 1) wird der SA3-Manipulator (siehe Abb. 15) in die äußerste linke Position (gemäß Diagramm) bewegt. Der Schlüssel sollte bei einer Geschwindigkeit „Punkte“ ausgeben, die von der Position des variablen Widerstands des R140-Motors abhängt. Wenn Sie den Manipulator nach rechts bewegen, sollte er einen „Strich“ bilden. Durch Ändern des Widerstandswerts des Abstimmwiderstands R144 wird der beste Selbsthörton und durch den variablen Widerstand R204 (siehe Abb. 1) ein akzeptabler Schallpegel des Telegraphensignals vom BA1-Lautsprecherkopf erreicht. Die Steilheit der Ausfälle von Telegrafenpaketen wird durch die Auswahl des Kondensators C199 reguliert, der das Signal mit einem Oszilloskop auf dem Äquivalent der Antenne steuert. Überprüfen Sie anschließend die Funktion des Transceivers im SSB-Übertragungsmodus (Tasten SB4-SB8 in der im Diagramm gezeigten Position). Der Mischer VD26-VD30 (siehe Abb. 5) wird durch die Trimmer R63 und C121 bei gedrückter SA6-Tangente ausgeglichen (siehe Abb. 1) und das Mikrofon ist ausgeschaltet. Nachdem sie ein Mikrofon angeschlossen haben, sagen sie ein langes „a ... a ... a“ und stellen durch Überwachung des Signals auf dem Antennenäquivalent sicher, dass es sich um ein Einseitenbandsignal (SSB) handelt. Seine Amplitude wird durch einen Abstimmwiderstand R148 reguliert (siehe Abb. 10). Anschließend wird der Betrieb des Transceivers im Sprachsteuerungsmodus (VOX) überprüft. Durch Drücken der SB5-Taste bei losgelassener PTT sagen sie vor dem Mikrofon ein langes „a ... a ... a“ und erreichen durch Bewegen des Trimmerwiderstands R 118 (siehe Abb. 9) einen stabilen Übergang von den Transceiver auf den SSB-Übertragungsmodus um. Die erforderliche Haltezeit im TX-Modus (ca. 0,2 s) wird durch Auswahl des Widerstands R 112 und des Kondensators C170 eingestellt. Dann wird der Transceiver auf einen lautstarken Sender abgestimmt (mit angeschlossenem BA1-Kopf) und der Trimmwiderstand R126 wird verwendet, um sicherzustellen, dass das VOX-System mit diesem Signal nicht funktioniert. Die Einstellung des SWR-Meters erfolgt im Setup-Modus (Taste SB7 „Setup“ drücken) bei angeschlossener Dummy-Antenne. Wenn Sie den Transceiver auf den 14-MHz-Bereich umschalten, stellen Sie die Kondensatoren C63 (siehe Abb. 4) und C158, C159 (siehe Abb. 3) ein, bis das maximale Signal am Ausgang erreicht wird, und verwenden Sie dann den Abstimmwiderstand R86 (siehe Abb. 2). ), um den Pfeil des Geräts PA1 (siehe Abb. 1) auf die letzte Skalenmarkierung zu stellen. Ist dies nicht möglich, wird der Widerstand R127 gewählt (siehe Abb. 13). Danach wird das SWR-Messgerät in den Modus zur Messung der reflektierten Welle geschaltet (der Mikroschalter SA2 wird gedrückt) und mit Hilfe des Kondensators C145 (siehe Abb. 2) werden Nullwerte des Gerätes erreicht. Um die angegebenen Ergebnisse zu erhalten, ist es möglich, dass die Leitungen der Wicklung des HF-Transformators T5 vertauscht werden müssen. Als nächstes werden die Anschlüsse 40 und 41 vertauscht und auf die gleiche Weise mithilfe des Trimmerkondensators C1 Nullwerte des RA142-Geräts erreicht, wonach die Anschlüsse in ihre ursprüngliche Position zurückgebracht werden. Das Feeder-SWR einer realen Antenne wird wie folgt gemessen. Indem Sie den Schalter SA2 in die Position bringen, die der Messung der Direktwelle entspricht, schalten Sie den Transceiver im Setup-Modus ein (drücken Sie die Taste SB7) und stellen Sie mit dem variablen Widerstand R201 „DSB“ (siehe Abb. 1) den Pfeil PA1 ein bis zur letzten Markierung der Skala (dieser Wert wird als 100 % angenommen). Dann wird SA2 in die Position zur Messung der reflektierten Welle bewegt und die Messwerte von Instrument A werden erfasst (ebenfalls in relativen Einheiten). Das SWR wird durch die Formel SWR = (100 + A) / (100 – A) bestimmt. Weitere Details zum Aufbau eines solchen SWR-Meters finden Sie in [2]. Beim Aufbau einer Leistungsverstärker-Schutzeinheit wird der Widerstand des Antennenäquivalents so verändert, dass das SWR gleich 3 wird. Der Trimmwiderstand R86 (siehe Abb. 2) dient zum Schließen des Verstärkers. Ist dies nicht möglich, werden die Widerstände R88, R90 und eine Zenerdiode VD33 (Abb. 3) mit einer anderen Stabilisierungsspannung gewählt. Die Funktionsfähigkeit der Schutzeinheit wird durch kurzes Ausschalten der Antenne während des Sendevorgangs des Transceivers überprüft – der Leistungsverstärker muss geschlossen sein. Um auf Sendung zu arbeiten, kann der beschriebene Transceiver in einem beliebigen Modus (RX oder TX) konfiguriert werden. Wenn es im Empfangsmodus auf den maximalen Wert des S-Meters für einen funktionierenden Radiosender eingestellt ist, müssen Sie es im Sender-Setup-Modus (bei gedrückter SB7-Taste) nicht konfigurieren. Wenn das Gerät hingegen in diesem Modus konfiguriert ist, ist es auch für den Empfang konfiguriert. Literatur
Autor: V.Rubtsov (UN7BV), Astana, Kasachstan
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