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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Aktive Filter auf Feldeffekttransistoren. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Audio Der Artikel schlägt einfache aktive Filter vor, die auf Quell-Followern basieren. Die für solche Filter charakteristische geringe Verzerrung und ihre niedrige Ordnung tragen dazu bei, die Klangreinheit spektral reicher Musiksignale zu erreichen. Dadurch können sie erfolgreich mit aktiven Filtern auf Basis von Operationsverstärkern konkurrieren. Zu den Vorteilen von Audiogerätekomponenten, die auf Feldeffekttransistoren basieren, gehört der geringe Grad an harmonischen und Intermodulationsverzerrungen, die sie in die verstärkten Signale einbringen. Aufgrund dieses Umstands verwenden Entwickler diese Transistoren zunehmend in den Ausgangsstufen von UMZCH. Allerdings werden solche Geräte nur selten in Vorstufen eingesetzt, hauptsächlich in Amateurentwicklungen. Und vergebens! Ihre Verwendung ermöglicht es, Geräte mit einfachem Design ohne allgemeine Rückkopplungen zu erstellen, die einen warmen „Röhren“-Sound erzeugen. Der harmonische Koeffizient von Verstärkern überschreitet selbst bei lokalem OOS nicht 0,1...0,3 %, Oberwellen höherer Ordnung fehlen praktisch. Die Vorteile von Feldeffekttransistoren kommen insbesondere bei einfachen Bauformen zum Tragen. In diesem Fall macht sich zwar ihr Hauptnachteil bemerkbar – eine ziemlich große technologische Streuung ihrer eigenen Parameter. Daher ist in der Regel eine individuelle Anpassung jedes einzelnen Produkts erforderlich. Für Funkamateure stellt das zwar kein Hindernis dar, für die Massenproduktion taugen Geräte mit einfachster Schaltung aber kaum. Allerdings kann auch dieser Umstand berücksichtigt werden: Bei der Kleinserienfertigung eines gut funktionierenden Designs reicht es aus, Transistoren aus derselben Charge zu verwenden; Innerhalb eines Pakets ist die Streuung der Parameter nicht so groß. Die Hauptbedingung, die bei der Entwicklung der vorgeschlagenen Filter festgelegt wurde, war eine hohe Linearität für Signale mit Pegeln bis zu Hunderten von Millivolt in einem breiten Frequenzband bei extremer Einfachheit des Geräts. Wenn Sie p-Kanal-Transistoren mit einer Sperrspannung unter -3 V (KPZ0ZG, KPZ0ZE) verwenden, wird die erforderliche Betriebsart mit unipolarer Versorgung ohne Vorspannung am Gate erreicht. Ein Entkopplungskondensator am Eingang der Kaskade ist in diesem Fall nicht erforderlich. Und dadurch wird die Klangqualität noch weiter verbessert. Die Kaskadenmoden (Abb. 1) für Gleichstrom und der Übertragungskoeffizient können mit der linearen Näherungsmethode [1] berechnet werden. Diese Methode ist viel einfacher und visueller als die in [2] beschriebene und liefert nahezu die gleichen Ergebnisse.
Für die Berechnung ist es notwendig, die Steigung der Transistorkennlinie S zu kennen und es empfiehlt sich, keinen Referenzwert, sondern einen realen Wert zu verwenden. Allerdings ist die direkte Messung der Neigung unter Amateurbedingungen schwierig. Die lineare Näherung ermöglicht es, zur Bestimmung der Struktur Parameter zu verwenden, die für die Messung geeigneter sind: der anfängliche Drainstrom Iin und die Grenzspannung Uots. Die Steigung der Kennlinie wird in diesem Fall durch die Formel bestimmt: S= Ist Start/Us. Der Widerstandswert des Widerstands im Quellkreis Ri kann näherungsweise aus dem Verhältnis Ri = (3...6)/S gewählt werden. Die Ausgangsspannung der Kaskade vom Drain VT1 kann näherungsweise aus der Beziehung Uout = UBXSRC/(1+SRi) und der Signalspannung an der Quelle bestimmt werden – unter Verwendung der Formel Uout = UBXSRi/(1+SRi), wobei S ist die Transkonduktanz des Transistors; Ri, RC – Widerstände in den Source- und Drain-Kreisen (in Abb. 1 – R3 bzw. R2). Der einfachste Aufbau ist ein Hochpassfilter zweiter Ordnung auf Basis eines Sourcefolgers (Abb. 2). Die Nachteile dieses Filters liegen in seinem geringen Transmissionskoeffizienten. Dieser Parameter hängt von der Steigung der Kennlinie ab und beträgt für übliche Feldeffekttransistoren mit geringer Leistung und S = 3...7 mA/V 0,8...0,85. Daher müssen die (für einen Einheitsübertragungskoeffizienten) berechneten Werte der frequenzeinstellenden Elemente angepasst oder Formeln zur Berechnung verwendet werden, die den realen Übertragungskoeffizienten berücksichtigen [3].
Mit den im Diagramm angegebenen Nennwerten beträgt die berechnete Grenzfrequenz also 72 Hz und die tatsächliche Grenzfrequenz 85...90 Hz. Obwohl das Verhältnis der Werte R2/R1 – 2 dem Butterworth-Filter entspricht, ist die Grenzfrequenz etwas höher als die berechnete und die Wende des Frequenzgangs ist glatter. Um die Steilheit des Frequenzgangs im Wendebereich zu erhöhen, muss der Widerstand R1 reduziert werden, sodass das Verhältnis R2/R1 3...10 beträgt. Die Grenzfrequenz kann durch proportionale Änderung des Widerstandswerts der Widerstände R1, R2 oder der Kapazität der Kondensatoren C1, C2 verschoben werden. Das Signal am Ausgang eines solchen Filters wird um 2...2,5 dB abgeschwächt, während die Überlastfähigkeit der Kaskade gering ist. Unter solchen Bedingungen wird die maximale unverzerrte Ausgangsspannung 500 mV nicht überschreiten. Um diese Mängel zu überwinden, können Sie eine kombinierte Kaskade der Struktur „Common Source – Common Collector“ verwenden (Abb. 3), aber das Signal am Ausgang eines solchen Filters wird invertiert.
Durch den Einsatz eines Emitterfolgers am Filterausgang wurde die Ausgangsimpedanz auf ca. 50 Ohm reduziert und die Belastbarkeit deutlich verbessert. Bei den im Diagramm angegebenen Elementwerten liegt die Grenzfrequenz bei etwa 80 Hz. Die Verstärkung (2...3 dB) hängt von den Eigenschaften des verwendeten Feldeffekttransistors und dem Widerstandswert des Widerstands R3 ab. Beim Einrichten kommt es darauf an, seinen Wert so zu wählen, dass die Spannung am Emitter des Transistors VT2 ungefähr der Hälfte der Versorgungsspannung entspricht. Wenn Sie ein Oszilloskop haben, ist es besser, den genauen Widerstandswert basierend auf der Symmetrie der Ausgangssignalbegrenzung zu wählen. Für die Berechnung der Grenzfrequenz und des Filtertyps gelten die bisherigen Überlegungen. Um Filter zu simulieren, ist es praktisch, das Programm Microcap zu verwenden. Um die Steigung des Frequenzgangs weiter zu erhöhen, kann eine zweigliedrige Rückkopplungsschaltung verwendet werden. In Abb. Abbildung 4 zeigt ein Diagramm eines Sperrfilters für infratiefe Frequenzen mit Fcp = 25 Hz, und in Abb. 5 - sein Frequenzgang.
Basierend auf der betrachteten Struktur ist es möglich, einen Bandpassfilter zu erstellen, der beim Aufbau von Systemen mit Mehrbandverstärkung erforderlich ist. Das Diagramm eines solchen Filters ist in Abb. dargestellt. 6.
Zwischen den Stufen ist ein abstimmbarer passiver Tiefpassfilter erster Ordnung R5C3 geschaltet. Diese Vereinfachung des Filterdesigns wurde möglich, weil der Frequenzgang niederfrequenter dynamischer Köpfe im Hochfrequenzbereich bereits abnimmt und in den meisten Fällen nur noch der Durchlassbereich des Verstärkers daran angepasst werden muss. Der Frequenzgang des Filters in den Extrempositionen des Reglers ist in Abb. dargestellt. 7.
Das Einrichten eines Filters ähnelt den bereits im Artikel besprochenen Filteroptionen. Es ist zu beachten, dass die Obergrenze der Bandbreitenanpassung durch den Ausgangswiderstand der Stufe am Feldeffekttransistor und dieser wiederum durch den Widerstandswert des Widerstands R4 bestimmt wird. Ein Beispiel für den kombinierten Einsatz der beschriebenen Filter ist in Abb. dargestellt. 8. Dies ist ein Block zur Bildung der LF- und MF-HF-Bänder des linken und rechten Stereokanals sowie des gesamten (monophonen) Signals für den Subwoofer. Die Trennung der mittleren und hohen Frequenzbänder erfolgt durch passive Filter am Verstärkerausgang. Die Kanalfilterschaltungen sind mit den zuvor besprochenen identisch, daher konzentrieren wir uns nur auf den Filter, der das Niederfrequenzsignal für den Subwoofer auswählt.
Die erste Stufe – ein Addierer auf zwei Feldeffekttransistoren mit einer gemeinsamen Last R18 – ähnelt dem in [4] beschriebenen. Die Hauptfilterung erfolgt durch einen aktiven Tiefpassfilter zweiter Ordnung, implementiert auf dem Emitterfolger VT7. Die Grenzfrequenz kann mithilfe eines doppelten variablen Widerstands (R40, R160) zwischen 20.1 und 20.2 Hz eingestellt werden. Der Kondensator C8 bildet zusammen mit dem Ausgangswiderstand der ersten Stufe einen Tiefpassfilter erster Ordnung mit einer Grenzfrequenz von etwa 180 Hz. Dadurch wird der Frequenzgang im Durchlassbereich nahezu nicht beeinflusst, die Unterdrückung von Out-of-Band-Komponenten wird jedoch verbessert. Abhängig von der Position des Subwoofers relativ zum linken und rechten Lautsprecher und zum Zuhörer kann die Phasenverschiebung der Signale am Hörplatz das Klangbild verzerren (der Effekt der „Unschärfe“ oder „Verzögerung“ des Basses). Um die Phasenverschiebung im Subwoofer-Kanal zu korrigieren, wird ein Regler mit Operationsverstärker DA1 eingeführt. Im Stromkreis ist ein Diodenkondensatorfilter VD1C11 installiert. Das folgende Design wurde speziell für Auto-Audiosysteme entwickelt. Tatsache ist, dass eine ziemlich spürbare Resonanz des Innenraums, die sich in einem charakteristischen „Summen“ der Bassklänge manifestiert, wählerische Audiophile auf Rädern verärgert. Frequenzgangmessungen zeigen einen „Buckel“ im Bereich von 120 bis 160 dB bei Frequenzen 3...8 Hz! Um in diesem Fall den Frequenzgang zu korrigieren, ist es sinnvoll, anstelle eines Equalizers einen Notch-Filter zu verwenden. Das Diagramm eines solchen aktiven Filters für einen Kanal ist in Abb. dargestellt. 9 [5].
Die erste Stufe ist ein Lastverteilungsverstärker. Seine Aufgabe besteht darin, gegenphasige Spannungen zur Versorgung der Filterverbindung C2C3R4R5 zu erzeugen. In der rechten Stellung des Schlüsselschalters SA1 im Diagramm entsteht eine umgekehrte Wien-Brücke mit einer Dämpfung von etwa 3 dB. In der linken Stellung des Schalters werden dem Filter gegenphasige Spannungen zugeführt und die Dämpfung bei der Abstimmfrequenz erhöht sich auf 5...6 dB. Der genaue Dämpfungswert hängt von der Transkonduktanz des Transistors und dem Verhältnis der Widerstände der Widerstände R2 und R3 ab. Wenn Sie sie gleich machen, ist die Dämpfung maximal (bis zu 8 dB), aber das Ausgangssignal wird relativ zum Eingang um 3...4 dB gedämpft. Das Diagramm zeigt die optimale Variante der Stückelungen. Da die Eingangsimpedanz des Geräts sehr hoch ist, ist es besser, den Filter in der Nähe der Signalquelle zu installieren, um Störungen am Eingang zu vermeiden. Die Ausgangsimpedanz des Filters beträgt etwa 50 Ohm, was viel weniger ist als die der meisten Hauptgeräte. Dadurch wird der Einfluss der Kapazität des Anschlusskabels eliminiert, sodass der Filter gleichzeitig die Funktion eines Anpassgeräts übernimmt. Das Gehäuse muss aus Metall sein, andernfalls müssen Sie es innen mit einer Kupferfolienabschirmung ausstatten und an einen gemeinsamen Draht anschließen. Der Frequenzgang des Filters (siehe Abb. 9) ist in Abb. 10 dargestellt. zehn.
Wie Sie sehen, handelt es sich hierbei nicht mehr nur um einen Filter, sondern um einen echten „Ambiente-Equalizer“. In den „Top“-Modellen der Mcintosh-Verstärker kommt ein gleichnamiges Gerät mit sehr ähnlichem Frequenzgang zum Einsatz, allerdings ist die Schaltung komplizierter... Zusätzlich zu den in den Diagrammen angegebenen Geräten können Sie die Transistoren KPZ0ZV-KPZ0ZZH, KT3102 (mit beliebigem Buchstabenindex) oder andere NPN-Strukturen mit h21e > 50 verwenden. Im Phasenregler können Sie jeden angepassten Operationsverstärker verwenden. für den Einheitsgewinn. Oxidkondensatoren müssen eine Betriebsspannung von mindestens 16 V haben. Die Auswahl weiterer Teile ist unkritisch. Literatur
Autor: A. Shikhatov, Moskau
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