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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Vierkanal-Kassettenrekorder. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Audio In einem modernen tragbaren Studio muss für die primäre Tonaufnahme ein Rekorder vorhanden sein, dessen Funktionen von einem analogen Mehrkanal-Kassettenrekorder übernommen werden können. Die Autoren haben versucht, ein einfaches Vierkanalgerät zu entwickeln. Sein Merkmal ist die Anpassungsfähigkeit des Aufnahmepfades an das Signalspektrum; dadurch wurde die Überlastfähigkeit des Pfades im hohen Audiofrequenzbereich deutlich erhöht. Durch die anschließende Signalverarbeitung mit Computer-Rauschunterdrückungsprogrammen lässt sich ohne Kompandierung des Tonträgers ein Signal-Rausch-Verhältnis von 75...80 dB erreichen. Für eine hohe Stabilität der Bewegung des Magnetbandes sorgt ein Geschwindigkeitsstabilisator mit Quarzoszillator. Das im Artikel beschriebene Design der Komponenten ist für die Herstellung eines Rekorders auf Basis des Mayak MP-249S CVL vorgesehen. Zusammen mit einem tragbaren Mischpult eignet sich ein solches Gerät gut für die Aufnahme von „Live“-Konzerten von Musikensembles und Chorgruppen, die es in vielen Städten gibt, und wird eine sinnvolle Ergänzung der Ausstattung von Amateurmusikstudios sein. Digitale Methoden der Tonwiedergabe haben sich in unserem Alltag fest etabliert. Dies gilt nicht für digitale Aufnahmegeräte – R-DAT-Tonbandgeräte und CD-Recorder. Diese Geräte sind für eine breite Palette von Tonaufzeichnungsbegeisterten immer noch weniger zugänglich. Ein großer Nachteil der genannten Geräte ist die Unfähigkeit, mehr als zwei Kanäle in hoher Qualität aufzuzeichnen. Die Vierkanal-Aufzeichnungsoption einiger DAT-Recorder verwendet eine Abtastrate von nur 32 kHz und eine ungleichmäßige 12-Bit-Quantisierungsskala, die nicht dem Hi-Fi-Standard (DIN 45500) entspricht. Gleichzeitig verfügen die meisten Mischpulte über einen Vierkanal-Ausgang und bei der Aufnahme von beispielsweise „Live“-Musik bietet die Mehrkanalaufnahme zusätzliche Möglichkeiten, den endgültigen Stereo-Soundtrack durch die getrennte Verarbeitung der Signale in den Kanälen deutlich zu verbessern. Es gibt digitale Mehrspur-Aufnahmesysteme, vom achtkanaligen AKAI DR-8 (2430 $) bis zum 24-kanaligen Tascam MX-2424 (6290 $), aber verständlicherweise sind sie für viele nicht verfügbar. Gleichzeitig sind die Möglichkeiten der analogen Mehrkanal-Tonaufzeichnung noch lange nicht ausgeschöpft. Ein Beweis dafür ist die laufende Produktion analoger Studio-Tonbandgeräte: A-820 von STUDER (Schweiz) und MTR-15 von ATARI (Japan). Dabei handelt es sich um Mehrgeschwindigkeits-Tonbandgeräte, die komplex und teuer sind, aber auch über hohe technische Eigenschaften verfügen: ein Frequenzband von 40...28000 Hz mit einem Signal-Rausch-Verhältnis von 75...78 dB. Das Fostex X-34 PortaStudio (550 US-Dollar) ist ebenfalls erhältlich und ermöglicht Vierkanalaufnahmen auf einer Kompaktkassette. Die Hauptnachteile der analogen Tonaufzeichnung sind das unzureichende Signal-Rausch-Verhältnis: 50...56 dB (ungewichtet, auf IEC-1-Band) sowie der Rückgang der Magnetbandleistung und große nichtlineare Verzerrungen bei der Aufzeichnung bei Frequenzen über 6...8 kHz. Für eine Erhöhung des Signal-Rausch-Verhältnisses um 10...15 dB sorgen verschiedene Kompandierungs-Rauschunterdrückungssysteme: Dolby A, B, C, dbx, Hicom, Super D usw. Eine Alternative zur Kompandierung ist mittlerweile die Verwendung moderner Computer-Rauschunterdrückungsalgorithmen, die in den Sound-Editoren Sound Forge, Cool Edit usw. verfügbar sind. Diese Algorithmen verwenden FFT und implementieren die Rauschunterdrückung nicht in zwei bis vier Frequenzbändern, sondern in mehreren Hundert bis Tausenden (vom Benutzer festgelegt) mit vorläufiger Festlegung von Lärmminderungsschwellen in jedem der Frequenzbänder. Diese Verarbeitung des Tonträgers ermöglicht eine Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses um 15...20 dB und des Signal-Rausch-Verhältnisses um 40...50 dB. Es wurden auf verschiedene Weise Versuche unternommen, die analoge Hochfrequenzaufzeichnung durch Magnetisierung zu verbessern. Dazu gehört die Begrenzung der Tiefe der HF-Korrektur bei der Aufnahme von Hochfrequenzsignalen mit hohem Pegel (ADRS-Geräte von Akai und DYNEQ von Tandberg) sowie die Verwendung dynamischer Vorspannung. Von besonderem Interesse ist der Artikel von O. Zaitsev [1], der eine Kombination der oben genannten Methoden für ein Spulen-Tonbandgerät vorschlägt, das mit einer Bandgeschwindigkeit von 9,53 cm/s arbeitet. In diesem Artikel werden die Hauptkomponenten eines Vierkanal-Kassettenrecorders vorgestellt – eines Recorders zur Aufnahme von „Live“-Musik mit einer Geschwindigkeit von 4,76 cm/s. Eine Erhöhung der Ausgangsleistung des Magnetbandes und eine Verringerung der Nichtlinearität des Aufzeichnungspfads bei hohen Frequenzen wird durch die Anpassung der Tiefe der Hochfrequenzkorrektur im Aufzeichnungsverstärker (RA) und des Hochfrequenz-Vorstroms erreicht. Um Platz zu sparen, zeigt der Artikel schematische Diagramme von nur einem Aufnahme- und Wiedergabekanal (der Rest ist identisch) und Leiterplatten für zwei Kanäle, die mit der Verwendung der Mikroschaltung K157UD2 verbunden sind. Für die Vierkanalversion des UV- und Ultraschallrekorders ist ein doppelter Satz Leiterplatten erforderlich. Der Erasure and Bias Generator (EBG) stellt vier Aufnahmekanäle zur Verfügung. Zur Reduzierung des Ruhestroms (bei Verwendung von IEC-1-Magnetbändern) wird üblicherweise die Versorgungsspannung reduziert. Dies führt zu einer Verschlechterung der Löschung und einer Änderung der GPS-Frequenz, was zu einer Funktionsstörung der Sperrfilter für Schwingungen mit der Vorfrequenz führt. Wir haben einen GSP auf einem Quarzresonator (Uhr) mit einem Frequenzvervielfacher um drei (frcn = 98,3 kHz) entwickelt, der mit einer konstanten Versorgungsspannung arbeitet. Der Hochfrequenz-Vorspannungsmodulator basiert auf einem Parallelschwingkreis mit variablem Qualitätsfaktor. Schwingungen des Quarzoszillators nach entsprechender Frequenzteilung werden auch im digitalen PLL-Block zur Stabilisierung der Drehzahl der CVL-Motorwelle verwendet, die als Kommutator-Gleichstrommotor mit Tachogenerator (aus dem Videorecorder Electronics VM-12) verwendet wird. Ein Funktionsdiagramm der Hauptkomponenten eines Kassettenrekorders in einer Zweikanal-(Stereo-)Version ist in Abb. dargestellt. 1.
Der Block der Universalköpfe BG1 wird über den Schalter SA1 an einen Zweikanal-Wiedergabeverstärker oder an einen Aufnahmeverstärker angeschlossen. Die Wiedergabeverstärker ermöglichen eine elektronische Umschaltung der Zeitkonstanten von 120 und 70 μs (für Bänder auf Fe2- oder Cr03-Basis) und eine Sperrung des Ausgangs in allen Betriebsarten des CVL, außer der Wiedergabe. Die Betriebsarten der Blöcke werden durch logische Spannungspegel von 02 und +0 V gesteuert, die den entsprechenden Tasten zugeführt werden. Zur Vereinfachung der Darstellung sind Steuergerät und Stromversorgung nicht dargestellt. Ihr Aufbau hängt von der Art des verwendeten CVL und den Anforderungen an das Tonbandgerät ab. Am Eingang des Aufnahmekanals ist ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von 20...22 kHz installiert. Vom Ausgang wird das Ultraschallsignal den Amplitudendetektoren AD1, AD2 und über den auf die Frequenz der Hochfrequenzvorspannung (HFB) abgestimmten Steckerfilter LfSf dem Aufzeichnungskopf zugeführt. Der Spannungsmodulator VChP ist über einen Abstimmkondensator Sp mit dem Universalkopf verbunden. Die Ausgangsspannung AD1 steuert den VChP-Modulator Mod 1: Mit zunehmendem Pegel und Frequenz hochfrequenter Komponenten im aufgezeichneten Signal (7...20 kHz) sinkt die VChP-Spannung am Modulatorausgang. Die Spannung vom Ausgang von AD2 wird der Anpassungseinheit für die Hochfrequenz-Korrekturtiefe (Verbindung LkCkRkVT1) zugeführt, die die Hochfrequenz-Korrekturtiefe mit zunehmendem Aufnahmepegel und steigender Signalfrequenz verringert. Der GSP ist als Generator mit externer Erregung konzipiert und besteht aus einem Frequenzvervielfacher mit drei und einem Leistungsverstärker, dessen Last der Löschkopf BS1 ist. Der Eingang des Multiplizierers empfängt Rechteckschwingungen mit einer Frequenz von 32,768 kHz von einem Quarzoszillator, der sich im digitalen PLL-Block des CVL-Motors befindet. Der Löschkopf ist in den Schwingkreis am Ausgang der PA eingebunden, von dem aus die Löschspannung an die Modulatoren Mod 1 und Mod 2 der Aufnahmekanäle (bei der Vierkanalversion und an die Modulatoren der Kanäle 3, 4). Der auf einer digitalen PLL basierende Geschwindigkeitsstabilisierungsblock für den Antriebsmotor umfasst einen Quarz-Selbstoszillator mit einer Frequenz von 32768 Hz, zwei Frequenzteiler (FC), einen Frequenz-Phasen-Detektor PFD und einen proportional integrierenden PIF-Filter , ein DC-Verstärker-UPC-Kollektormotor mit einem Tachogenerator TG und einem Verstärker-Begrenzer UO. Die Stabilisierung der Motordrehzahl erfolgt aufgrund der Rückmeldung von Signalen des TG. Die Sinusspannung vom Ausgang des TG-Motors im Begrenzungsverstärker wird in eine Folge von Rechteckimpulsen umgewandelt, die nach Frequenzteilung in DC2 im PFD in Frequenz und Phase mit den Impulsen eines durchlaufenden Quarzoszillators verglichen werden DC1. Das Fehlersignal vom Ausgang der proportional integrierenden Schaltung wird im UPT verstärkt und dem Elektromotor zugeführt; dadurch ändert sich die Wellendrehzahl, bis Frequenz und Phase der Impulsfolgen an den PFD-Eingängen übereinstimmen. Diese Konstruktion des Blocks ermöglicht es, eine hohe Stabilität der Durchschnittsgeschwindigkeit des Bandes (nicht schlechter als ±0,05 %) zu erreichen und einen minimalen Schwankungskoeffizienten der Drehzahl der Antriebsrolle zu gewährleisten, der nur von der Herstellung abhängt Genauigkeit der rotierenden Teile. Das schematische Diagramm des Wiedergabeverstärkers (RA) ist in Abb. dargestellt. 2. Hier wird das Diagramm eines SW-Kanals beschrieben; Andere Kanäle sind ähnlich angeordnet. Im Wiedergabemodus wird das Signal vom Universalkopf BG1.1 über die Kontakte des Steckers X2 und des Relais K1 der Basis eines rauscharmen Verstärkers zugeführt, der auf dem Transistor VT4 basiert. Beiden Kanälen gemeinsam sind die Relaissteuereinheit K1, K2, bestehend aus den Transistoren VT1 - VT3, ein parametrischer Spannungsstabilisator -2,2 V auf VD3, HL1, R12, C4 und Spannungsstabilisatoren ±9,5 V der Operationsverstärkerversorgung auf den Elementen VT5, VD5, R24 und VT8, VD4, R28.
Um niederfrequentes Rauschen zu reduzieren, wird eine direkte Verbindung des Kopfes mit der Basis des Transistors des rauscharmen Verstärkers verwendet. Die Stabilisierung des Emitterstroms VT4 erfolgt über einen Widerstand R10, der an einen Stabilisator angeschlossen ist – 2,2 V. Die Hochfrequenzkorrektur im HF wird durch Resonanz in einem Parallelschwingkreis erreicht, der aus der Induktivität des Kopfes BG1.1 und dem Kondensator besteht C1. Die Schaltung ist auf die obere Grenzfrequenz des Tonbandgeräts 18...20 kHz abgestimmt und der Widerstand R7 sorgt für die erforderliche Güte. Der Kondensator C3 reduziert den Pegel des hochfrequenten Rauschens, das den Eingang der Stufe erreicht. Der Widerstand R13 regelt die Verstärkung der Kaskade und verändert die Tiefe der Rückkopplung über die Elemente C6, R11, R13, um den Nennpegel der HC-Ausgangsspannung festzulegen. Die Elemente C2, R8 filtern zusätzlich die Leistung im VT4-Kollektorkreis. Vom Widerstand R9 wird das verstärkte Signal über den Kondensator C5 und den Widerstand R14 dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers DA1.1 zugeführt. Der Serienschwingkreis C7L1 ist auf die Vorfrequenz abgestimmt und ein Notch-Filter. Diese Schaltung ist für den gleichzeitigen Betrieb der Stoßwelle und des Aufnahmekanals im Überspielmodus bei Tonbandgeräten mit zwei CVLs erforderlich. Bei Verwendung eines CVL werden die Konturelemente nicht installiert. Der Operationsverstärker DA1 wird durch eine direkte Stromrückkopplung über den Widerstand R18 abgedeckt. Bei Wechselstrom erfolgt der frequenzabhängige OOS, der die notwendige Korrektur des Frequenzgangs bildet, über den Teiler R20R21 und die Schaltung R19C11R17R16C8. Der Transistorschalter VT7 verbindet den R23C14-Kreis und sorgt so für eine Änderung der Zeitkonstante des Korrekturkreises auf dem Fe203-Band von 70 auf 120 μs. Der Kondensator C9 verhindert die Anregung des Verstärkers bei Ultraschallfrequenzen. Das Signal von Pin 13 des Operationsverstärkers wird über die Widerstände R22, R25 (bei geschlossenem Schlüssel an VT6) an den Ausgang gesendet. Der Transistor VT6 ist in allen Betriebsarten des CVL außer im Wiedergabemodus geöffnet und blockiert den Durchgang von Schaltstörungen und anderem Rauschen zum Ausgang des Tonbandgeräts. Ein schematisches Diagramm eines Aufzeichnungskanals ist in Abb. 3 gezeigt. XNUMX.
Das Eingangssignal über den Kondensator C1 wird der Basis des Emitterfolgers am Transistor VT1 und dann einem aktiven Tiefpassfilter mit Annäherung an den Zolotarev-Kauer-Frequenzgang [2] zugeführt, der aus den Elementen R4, R5, R7, C4 besteht - C6 und VT2. Die Grenzfrequenz wird mit 20 kHz gewählt, die Steilheit des Frequenzgangs im Unterdrückungsband beträgt etwa 30 dB pro Oktave. Der Teiler R1R2 liefert eine Spannung basierend auf VT1, bei der die Vorspannung am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers DA1.1 nahe Null liegt. Der Tiefpassfilter unterdrückt die Ultraschallanteile des Eingangssignals, die bei GPS-Vibrationen hörbare Schwebungen erzeugen. Solche Komponenten gibt es im Signal an den Ausgängen eines Stereotuners (in Form von Schwingungen der 31,25- oder 38-kHz-Hilfsträgerfrequenz und ihrer Harmonischen) sowie eines CD-Players (als Impulse der 44,1-kHz-Abtastfrequenz und ihrer Harmonischen). ). Der Aufnahmeverstärker ist auf einem Operationsverstärker K157UD2 aufgebaut, dessen Rückkopplungsschaltung Niederfrequenzkorrekturelemente R10, R13, C10, C7, R8 und adaptive Hochfrequenzkorrekturelemente C8, L1, R9, VT3 umfasst. Die Tiefe der HF-Korrektur wird durch den Gesamtwiderstand des Widerstands R9 und den Ausgangswiderstand der Transistorstufe bei VT3 bestimmt. Bei niedrigen Eingangssignalpegeln befindet sich der Transistor VT3 aufgrund des durch die Widerstände R12, R27 und R25 fließenden Basisstroms nahe der Sättigung. Der Qualitätsfaktor der C8L1-Schaltung ist maximal, die Tiefe der HF-Korrektur erreicht 14 dB. Der Ausgang des Aufnahmeverstärkers (Pin 13 DA1) ist über einen Tiefpassfilter R16C12, einen Isolationskondensator C17, einen Vorspannungsfilterstecker C20L2 und einen Widerstand R31, der den Aufnahmestrom stabilisiert, mit Anschluss X4 verbunden, von dem das Signal ausgeht Die Versorgung erfolgt über den Anschluss X1 (siehe Abb. 2) und dann über X2 zum Universalkopf BG1. Darüber hinaus sind der Signalteiler R17R21C13, der der Aufnahmepegelanzeige zugeführt wird, sowie der Detektoreingang an den Elementen C15, VD1, R23, VT7, R26, C19, der den Hochfrequenz-Vorspannungsmodulator steuert, und die Eingangsschaltung C11, R14 des Wechselrichters am Transistor VT4 sind mit dem Ultraschallausgang verbunden. Der Widerstand R26 sorgt für die anfängliche Vorspannung der Diode VD1 und des Emitter-Basis-Übergangs VT7 und erhöht so die Linearität des Anfangsabschnitts der Erkennungscharakteristik. Wenn im Detektoreingangssignal keine HF-Komponenten vorhanden sind, beträgt die Spannung am oberen Anschluss des Detektorkondensators C19 im Stromkreis +1 V. Der Detektor, der die Tiefe der HF-Korrektur während der Aufnahme über den Transistor VT3 steuert, ist nach einer Vollwellenschaltung in Form von zwei am Ausgang parallel geschalteten Emitterdetektoren C14R19VT5 und C16R22VT6 aufgebaut, deren Eingänge gegenphasig versorgt werden Spannungen. Die Detektorlast besteht aus den Elementen R25 und C18. Der Widerstand R24 begrenzt den Spitzenentladestrom des Kondensators C18. Der Widerstand R27 erzeugt die anfängliche Vorspannung der Emitter-Basis-Übergänge der Transistoren VT5, VT6. Die Parallelschaltung dieser Detektoren verdoppelt die Welligkeitsfrequenz der Hüllkurve und reduziert die Verzerrung des gesteuerten Signals aufgrund des Fehlens gerader Harmonischer. Wenn der Pegel und die Frequenz des Signals ansteigen, ändert sich die Spannung am Kondensator C18 des Detektors von +0,9 V auf -2 V, was dazu führt, dass der Transistor VT3 schließt und die Tiefe der HF-Korrektur verringert. Der Vorspannungsmodulator basiert auf einem Parallelschwingkreis C22L3R32 mit einem Qualitätsfaktor, der durch Ändern des durchschnittlichen Widerstands der Schaltungsverluste durch den Modulatortransistor VT8 angepasst wird. Es ist bekannt, dass bei der Resonanzfrequenz der Widerstand der reaktiven Elemente des Stromkreises Q-mal größer ist (Q ist der Qualitätsfaktor des Stromkreises) als der Serienwiderstand der Verluste. Die Rolle des Verlustwiderstands übernehmen die parallel geschalteten Elemente R32, VD2 und der Kollektor-Emitter-Widerstand des Transistors VT8. Da der im induktiven Zweig des Stromkreises fließende Strom für die Induktivität und den äquivalenten Verlustwiderstand gleich ist, sind die Spannungsabfälle an diesen Elementen proportional zu ihren Widerständen. Wenn also der Gütefaktor der Schaltung QE = 10 und die Spannungsamplitude an der Schaltung beispielsweise 50 V beträgt, beträgt die Spannungsamplitude am Verlustwiderstand nur 5 V, und ein Niederspannungstransistor mit geringer Leistung kann sein Wird verwendet, um den Qualitätsfaktor der Schaltung zu ändern. Um ein Öffnen bei negativen Spannungshalbwellen am Widerstand R32 der Basis-Kollektor-Verbindung des Transistors VT8 zu verhindern, wird die Diode VD2 verwendet. Somit erfolgt die Änderung des Qualitätsfaktors des Schwingkreises durch Änderung des Ausgangswiderstands des VT8-Transistormodulators bei positiven Halbwellen der Spannung an seinem Kollektor. Es ist bekannt, dass der äquivalente Resonanzwiderstand eines Parallelkreises (bei f = fo) nach der Formel Rð = QеVL3/C22 berechnet wird und dass sich auch der Wert von Qe ändert, wenn er sich ändert. Wenn man bedenkt, dass die Spannung vom GPS über den Kondensator C23 an die beschriebene Schaltung geliefert wird, erhalten wir einen Spannungsteiler, bei dem die Rolle des Unterarms ein Parallelschwingkreis L3C22 mit den Elementen R32, VD2, VT8 mit variablem Qualitätsfaktor spielt. Dadurch wird die Vorspannung moduliert. Bei niedrigen Pegeln der HF-Komponenten des Signals am Ausgang des Aufzeichnungsverstärkers sättigt die Spannung von +1 V am Emitter VT7 des Detektors den Transistor VT28 über den Widerstand R8. In diesem Fall ist der Stromkreisverlustwiderstand minimal und die Vorspannung am Stromkreis L3C22 maximal. Über den Kondensator C21 gelangt es in den Universalkopfkreis. Mit zunehmendem Pegel der HF-Komponenten und (oder) ihrer Frequenz nimmt die Spannung am oberen Anschluss des Kondensators C19 im Stromkreis ab, der Ausgangswiderstand des Transistors VT8 steigt (mit positiven Halbwellen der Spannung am Kollektor). In diesem Fall erhöht sich der durchschnittliche Widerstand der Stromkreisverluste über den Zeitraum und sein Qualitätsfaktor und äquivalenter Resonanzwiderstand nehmen ab. Dadurch sinkt die Vorspannung am Schaltkreis L3C22. Die Elemente R28, R29, R30 gewährleisten die Linearität der Modulationseigenschaften des Modulators auf VT8, wenn die Spannung im Stromkreis auf 1/3 des Maximums abnimmt. Die Vorteile des vorgeschlagenen Modulators sind eine hohe Linearität der Steuerung, zusätzliche Filterung der Vorspannung, Einfachheit und die Möglichkeit, die Vorspannung mit einer Amplitude von bis zu 100 V zu modulieren, wenn Niederspannungstransistoren mit geringer Leistung (lк max<100) verwendet werden MA, Uке max<20...30 V), zum Beispiel KT315B . Zu den Nachteilen zählen das Vorhandensein der Induktivität L3 und die Notwendigkeit, die L3C22-Schaltung auf die GPS-Frequenz abzustimmen. Ein schematisches Diagramm des Lösch- und Vorspannungsgenerators ist in Fig. 4 gezeigt. vier.
Rechteckwellen mit einem Arbeitszyklus von 2 und einer Frequenz von 32,768 kHz werden über die Schaltung C1R1 vom Quarzoszillator des digitalen PLL-Blocks des Antriebsmotors an den Eingang der Schwingschaltung C2L1 geliefert. Zur Vervielfachung der Frequenz wird die dritte Spannungsharmonische der „Mäanderform“ verwendet, auf deren Frequenz die Schaltung abgestimmt ist. Die Elemente R2, VD1, C3 sorgen für die notwendige Funktionsweise nachfolgender GSP-Kaskaden und deren Temperaturstabilisierung. Der Emitterfolger am Transistor VT1 passt die hohe Resonanzimpedanz der L1C2-Multiplizierschaltung an die Eingangsimpedanz des Leistungsverstärkers an. Das Einschalten des GPS erfolgt durch Anlegen einer Spannung von +5 V an den Verbindungspunkt der Elemente R2, R3, C4. Der GSP-Leistungsverstärker besteht aus einem Emitterfolger am Transistor VT2 und einem Resonanzverstärker an VT3, die nach einer gemeinsamen Emitterschaltung mit unvollständiger Einbeziehung des Schwingkreises C6C7L2BS1 in die Kollektorschaltung hergestellt sind. Mit dem Widerstand R4 wird der kritische Betriebsmodus des Generators auf einen Kollektorstrom-Abschaltwinkel nahe 90 Grad eingestellt. Die Rolle der Induktivität des Schwingkreises übernehmen die Induktivität L2 und der Löschkopf BS1, deren Induktivität etwa 360 µH beträgt. Der Kondensator C7 dient zur Feinabstimmung der Generatorschaltung auf eine Frequenz von 98,3 kHz. Der Widerstand R7 dient zur Messung des Emitterstroms (fast gleich dem Kollektorstrom) und erhöht als Element der OOS-Schaltung leicht den Eingangswiderstand der Endstufe und stabilisiert zusätzlich deren Modus. Die Elemente C8, L3, C9 bilden einen Schwingungsfilter mit der GPS-Frequenz entlang des Stromkreises. Der Schalter SA1 mit dem Widerstand R8 ändert die Löschspannung (und den Strom) und die Vorspannung für verschiedene Bandtypen – mit normalen („Fe203“) und hohen („Cr02“) Vorspannungspegeln. Durch unvollständiges Einschalten des Schwingkreises (Schaltfaktor p = 0,22) wird bei einer Versorgungsspannung am Kondensator C6 von 85 V ein Spannungshub am Kondensator C8 von mindestens 12 V erreicht (bei einem Band mit normaler Magnetisierung Schalter SA1). ist offen) und ca. 110 V bei geschlossenen Kontakten. Bei Bedarf kann diese Spannung erhöht werden, indem die Induktivität der Drossel L2 verringert wird. Die Spannung von den Kondensatoren C6, C7 der Schaltung wird den Vorspannungsmodulatoren zugeführt, die Teil der Aufzeichnungskanäle sind (siehe Abb. 1 und 3). Schematische Darstellung des digitalen PLL-Blocks Der führende Motor des CVL ist in Abb. dargestellt. 5. Die Ausführung erfolgt gemäß Funktionsdiagramm (siehe Abb. 1). Auf den Transistoren VT1, VT2 und einem Quarz-„Uhr“-Resonator ZQ1 (FKB = 32768 Hz) wird ein Referenzfrequenzgenerator hergestellt, dessen Schwingungen vom Widerstand R7 der GPS-Einheit und dem Eingang des Frequenzteilers DC1 (Eingang) zugeführt werden CN1 DD1). Es besteht aus digitalen Mikroschaltungen DD1, DD2 und einem „UND“-Element auf den Dioden VD1-VD4, die das Teilungsverhältnis festlegen, sowie den Elementen R14, R15, C9.
Denn der im Diodenanschlussplan angegebene Frequenzteilungskoeffizient N1 beträgt 202. Wenn der Inhalt des Zählers an DD1 den Wert 202 = 2+8+64+128 erreicht, erscheint an den Pins 12, 14, 5 eine logische „6“. 1 der DD1-Mikroschaltung schließen die Dioden VD1-VD4 und der Rücksetzimpuls durch die Integrierschaltung R14C9 setzt die Zähler DD1, DD2.1 am Eingang R in ihren ursprünglichen Zustand zurück. Durch den Einbau zusätzlicher Dioden an den Ausgängen DD1, DD2 kann jeder Wert des Koeffizienten N1 von 2 bis 511 über einen Binärcode eingegeben werden. Impulse mit einer Vergleichsfrequenz von 32768/202 = 162,2 Hz von Pin 11 von DD2 werden dem Eingang C des ersten Triggers des DD3-Chips zugeführt, auf dem der Frequenz-Phasen-Detektor montiert ist. Der zweite Eingang des FD ist der Eingang C des unteren Triggers derselben DD3-Schaltung, der Impulse vom zweiten Frequenzteiler FD2 empfängt, der auf der anderen Hälfte des Zählers DD2 erfolgt (Ausgang – Pin 5 von DD2). Als Frequenzteilungskoeffizient wird N2 = 8 gewählt. Der Eingang von DC2 (Pin 1 von DD2) empfängt Impulse vom Ausgang eines Begrenzungsverstärkers, der auf den Transistoren VT3, VT4 aufgebaut ist. Am Eingang des Steuergeräts liegt eine Sinusspannung vom Tachogenerator des DPLT-Elektromotors an, deren Frequenz im Verhältnis ftg = 38fdv zur Motordrehzahl steht. Wenn die PLL im Capture-Modus arbeitet, sind die Frequenzen der Impulsfolgen an den PFD-Eingängen gleich, d. h. fqv/N1 = ftrg/N2 = 38fmot/N2 = 162 Hz. Die Reset-Eingänge R DD3 empfangen Impulse von den direkten Ausgängen der Trigger über das „AND“-Element an den Dioden VD5 und VD6. Der inverse Ausgang des oberen Triggers (Pin 2) ist über einen Widerstandsteiler R20R21 mit dem Eingang des Schalters an VT8 verbunden, und der direkte Ausgang des unteren Triggers (Pin 13) ist über den Teiler R22R23 mit dem Eingang des verbunden VT9 einschalten. Die Ausgangsspannung des PFD vom Verbindungspunkt der Strombegrenzungswiderstände R24, R25 wird dem proportional integrierenden Filter R26C14R29C15 zugeführt, von dessen Ausgang die geglättete Spannung über zwei Emitterfolger (VT10, VT5) einer Stromversorgung zugeführt wird Verstärker mit Transistoren VT6, VT7. Die VT6-Last ist ein Kommutator-Gleichstrommotor vom Typ DPLT mit Tachogenerator, der im Videorecorder Elektronika VM-12 verwendet wird. Transistor VT7 mit Widerstand R19 dämpft den Motor und verkürzt die Zeit von Einschwingvorgängen, Drosseln L1, L2 zusammen mit Kondensatoren C12. C13 reduzieren das Kommutierungsgeräusch des Kollektors. Der beschriebene Aufbau des PLL-Blocks ermöglicht es Ihnen, die Drehzahl der Motorwelle durch einfaches Vertauschen der DD2-Pins genau zweimal zu ändern. Wenn also Pin 11 von DD3 mit Pin 4 von DD2 verbunden wird, wird die Drehzahl (und Bandgeschwindigkeit) halbiert, und bei Verwendung von Pin 6 von DD2 wird die Drehzahl des CVL-Motors verdoppelt. Stellen wir die Methode zur Berechnung des Teilungskoeffizienten N1 am Beispiel des LPM des Kassettenrekorders Mayak M-249S-1 vor. Ausgangsdaten: Windendurchmesser dT = 3 mm, Schwungraddurchmesser dM = 91,2 mm, Motorriemenscheibendurchmesser dsh = 13,5 mm, Riemengeschwindigkeit \/l = 47,625 mm/s. Für den Fall, dass der Riemen nicht durchrutscht, wurde eine Berechnungsformel ermittelt, die die oben genannten Parameter in Beziehung setzt:
Wir runden den resultierenden Wert auf die nächste ganze Zahl N1 = 202, wobei die Motordrehzahl um (202,084/202 -1) · 100 % = 0,041 % höher als die Nenndrehzahl sein wird, was durchaus akzeptabel ist. Die Schwingungsfrequenzen an verschiedenen Punkten des PLL-Blocks sind wie folgt: fkv = 32768 Hz, ftg = N2fkv/N1 = 1297,7 Hz, fav = fkv/N1 = 162,2 Hz, fdv = ftg /38 = 34,151 Hz, p = f 60 = 2049 U/min. Für n = 2049 U/min beträgt die Spannung, die den DPLT-Motor versorgt, im Leerlauf Udv = 5,6...5,8 V. Die Berechnung des Koeffizienten N1 kann für andere Parameter des CVL durchgeführt werden, und der gefundene Wert von N1 wird dann im Binärcode über Dioden an den Ausgängen der Zähler DD1 und DD2 eingegeben (siehe Abb. 5, Bezeichnungen der Koeffizienten in DD1 und DD2). Aufbau und Details. Die Kassettenrekorderblöcke werden auf Leiterplatten aus einseitigem Folien-Glasfaserlaminat mit einer Dicke von 1,5 mm hergestellt. In Abb. 6 zeigt die Aufnahmekanalplatine,
in Abb. 7 - GSP-Tafel (zum Vergrößern anklicken),
in Abb. 8 - Wiedergabekanalplatine,
in Abb. 9 – digitale PLL-Blockplatine des LPM-Motors (zum Vergrößern anklicken).
Aufgrund der hohen Verlegedichte und der einseitigen Anordnung der Leiterbahnen werden einige Anschlüsse (hauptsächlich der Stromversorgungskreis) mit Drahtbrücken hergestellt, die auf der Seite der Leiterbahnen angelötet werden. Die Blöcke verwenden Permanentwiderstände MLT-0,125, Abstimmwiderstände SPZ-1 (Wiedergabekanal) und SP5-16 (GSP). Die Abweichung von den Bewertungen der meisten im Diagramm angegebenen Elemente sollte ±10 % nicht überschreiten. Für die Widerstände R17, R19, R20, R21, R23 in den Wiedergabekanälen sowie R4, R5, R7 in den Aufnahmekanälen darf die Abweichung nicht mehr als ±5 % betragen. Auf der Leiterplatte des Aufzeichnungspfads sind Widerstände senkrecht installiert, und auf der Seite der Leiterbahnen sind unbedrahtete Widerstände R24 (R24') platziert. Kondensatoren der Filter und Korrekturschaltungen C11, C14 (in den Wiedergabekanälen) und C4, C6, C8 (in den Aufnahmekanälen) – Serie K73-17 mit einer Abweichung von nicht mehr als ±5 %. Die Kondensatoren C6 (K31-10), C7 im GSP und C20-C22 in den Aufnahmekanälen müssen eine Betriebsspannung von mindestens 100 V haben. Oxidkondensatoren - K50-16 oder K50-35, Kondensator C14 im PLL-Block - K53 -4, der Rest - aus der KTM-, KM-Serie. Die Induktoren L2 in den Aufnahmekanälen sowie L1 im GSP enthalten jeweils 80 Windungen PELSHO 0,12-Draht und sind in gepanzerten Ferrit-Magnetkernen OB-14 untergebracht, deren Becher mit einem durch zwei Lagen Leiterbahnen gebildeten Spalt verklebt sind Papier. Die Spulen L1 in den Wiedergabekanälen haben jeweils 185 Windungen und L1 in den Aufnahmekanälen haben 130 Windungen aus demselben Draht und sind in denselben Magnetkreisen platziert. Die L3-Spulen in den Aufnahmekanälen sind im OB-19-Magnetkreis platziert und enthalten 80 Windungen PELSHO 0,22-Draht. Die Magnetkreisbecher sind mit einem ähnlichen Spalt verklebt. Vor dem Verkleben der Spulen empfiehlt es sich, deren Induktivität (bei Frequenzen entsprechend den Betriebsfrequenzen) zu messen und gegebenenfalls die Windungszahl anzupassen. Als L2, L3 (GSP) wurden DPM-0,1-Drosseln und als L1 (im PLL-Block) Induktivitäten vom Typ DM-0,6 verwendet. Die Filterspulen L2 (PLL-Block) sind auf einen Ferritring K16x10x4,5 Güteklasse 2000NM mit in der Mitte gefaltetem PELSHO 0,22-Draht gewickelt und enthalten 2x80 Windungen. Die Größe dieser Induktivität ist nicht kritisch. Die Filterelemente C12, L2, C13 (PLL-Block) sind in der Nähe des Motors auf einer kleinen Leiterplatte platziert. Die Transistoren KT3102E (VT4 in den Aufnahmekanälen) können durch KT3102D ersetzt werden, vorzugsweise in Metallgehäusen. Andere Transistoren können mit anderen Buchstabenindizes verwendet werden. Anstelle von Dioden der KD522-Serie werden Dioden KD521A und anstelle von Mikroschaltungen der K561-Serie - KR1561 verwendet. Als Universalkopf kam in der Zweikanal-(Stereo-)Version ein ZD24.12002 zum Einsatz, in einer Vierkanal-Version ein Vierspurgerät 7N10S (BB45), ein Löschkopf Typ ZS12.4210 vom Mayak-Kassettenrekorder . Aufgrund des Fehlens von Löschköpfen für die gesamte Bandbreite (3,81 mm) sollte die Vierkanalaufzeichnung auf einer zuvor entmagnetisierten Kompaktkassette (z. B. durch eine Drossel) erfolgen. Als Schalter K1, K2 wurden die Relais RES-49 verwendet. Die Herstellung und Installation von Tonbandgerätkomponenten ist selbstverständlich für ausgebildete Funkamateure möglich, die über Messgeräte verfügen: einen niederfrequenten Schwingungsgenerator (mit einer Frequenz von 20 Hz...200 kHz), ein elektronisches Oszilloskop mit einem Frequenzbereich von 0...1 MHz, einem Millivoltmeter (mit einer Grenze von 1 mV...1 V) und einem elektronischen Frequenzmesser (Frequenzbereich 20Hz...200kHz). Einrichtung Beginnen Sie mit dem digitalen PLL-Block des führenden CVL-Motors. Der C12L2C13-Filter und der Kommutatorkreis des Elektromotors sind mit dem zusammengebauten Block verbunden. Die Tachogeneratorwicklung ist mit einem Anschluss an die gemeinsame Leitung und mit dem anderen Anschluss an den linken Anschluss des Kondensators C13 gemäß Diagramm angeschlossen. Der Widerstand R27 wird vorübergehend abgelötet und der Widerstand R26 durch einen variablen Widerstand mit einem maximalen Widerstand von 300...500 kOhm ersetzt. Das Gerät wird mit einer Versorgungsspannung von +15 V versorgt. Überprüfen Sie mit einem Oszilloskop, ob Schwingungen des Quarzoszillators (am VT2-Kollektor) vorhanden sind. Wenn sie nicht vorhanden sind, verringern Sie den Widerstandswert des Widerstands R2, bis stabile Schwingungen erreicht werden. Wenn bei einem Widerstand nahe Null keine Schwingungen auftreten, ersetzen Sie den Quarzresonator. Mit einem Frequenzmesser wird die Schwingfrequenz überprüft, die innerhalb von 32768 ± 20 Hz liegen sollte. Überprüfen Sie mit einem Oszilloskop und einem Frequenzmesser das Vorhandensein von Rechteckimpulsen und deren Frequenz am Ausgang des ersten Frequenzteilers (Pin 3 von DD3). Die Impulsamplitude beträgt etwa 10 V, die Frequenz beträgt 162,2 ± 0,1 Hz. Durch die Reduzierung des Widerstands des anstelle von R26 enthaltenen variablen Widerstands wird die Spannung am Motor auf 5,6...5,8 V erhöht. Es empfiehlt sich, den Motor im LPM zu installieren und einen Riemen auf seine Riemenscheibe zu legen. Die Ersteinstellung erfolgt im Leerlauf des CVL (die Kassette ist nicht eingelegt, die Andruckrolle berührt die Tonwelle nicht). Mit einem Oszilloskop wird am Ausgang des Tachogenerators das Vorhandensein von Sinusschwingungen mit einer Schwingung von etwa 0,5 V und Rechteckimpulsen mit einer Amplitude von 9...10 V am VT4-Kollektor überprüft. Durch Einstellen des variablen Widerstands wird eine Pulswiederholungsrate von 1298 Hz erreicht, während am Ausgang des zweiten Frequenzteilers (Pin 5 von DD2) die Pulsfrequenz gleich 162,2 Hz betragen sollte. Schalten Sie dann die Stromversorgung des Geräts aus, löten Sie den variablen Widerstand ab, messen Sie seinen Widerstand mit einem digitalen Gerät und löten Sie anstelle von R26 einen konstanten Widerstand mit dem nächstgelegenen Wert ein. Installieren Sie den zuvor entfernten Widerstand R27 und schalten Sie den Strom ein. Der Elektromotor muss eine Wellendrehzahl von 2049 U/min haben, während die Impulsfrequenz an den Pins 3 und 11 von DD3 162,2 Hz betragen muss, was sich nicht ändert, wenn das Schwungrad mit einem Finger gebremst wird. Mit zunehmender Belastung sollte die Spannung am Motor und die Stromaufnahme bei Beibehaltung der vorgegebenen Drehzahl lediglich von 60...70 mA (im Leerlauf) auf 300...350 mA ansteigen. Die endgültige Anpassung des Blocks erfolgt durch Abspielen der Aufzeichnung des Maßbandes (Teil „D“). Die Signalfrequenz am Ausgang des Wiedergabekanals sollte innerhalb von 3150 ± 20 Hz (± 0,6 %) liegen. Entspricht der erhaltene Frequenzwert nicht dem Nennwert, sollte ein neuer Teilungsfaktor N berechnet, mit den Dioden VD1 - VD5 eingestellt und die Signalfrequenz erneut am Maßband gemessen werden. GPS-Einstellung in der folgenden Reihenfolge produziert. Schalter SA1 wird geöffnet. Die Basis des Transistors VT2 ist über einen Kondensator mit einer Kapazität von 0,01 μF mit dem gemeinsamen Draht verbunden und der maximale Widerstandswert des variablen Widerstands R4 wird eingestellt. Am Eingang des Blocks ist ein Messgenerator angeschlossen, an dem der effektive Spannungswert auf 1 V eingestellt ist und die Frequenz 98,304 kHz beträgt (überwacht mit einem Frequenzmesser). Verbinden Sie den Y-Eingang des Oszilloskops mit dem Emitter des Transistors VT1. Der Aufnahmemodus wird durch Anlegen von Strom und Steuerspannung eingeschaltet und mit dem L1-Spulentrimmer wird der L1C2-Schaltkreis auf Resonanz abgestimmt (entsprechend dem maximalen Signalhub). Wenn es nicht möglich ist, die Schaltung mit einem Trimmer anzupassen, können Sie die Kapazität des Kondensators C2 ändern. Stellen Sie nach Abschluss der Einstellung sicher, dass sie korrekt ist, indem Sie die Generatorfrequenz anpassen. Der Signalhub am Emitter von VT1 sollte sowohl mit zunehmender als auch mit abnehmender Frequenz abnehmen. Der Spulenschneider L1 wird mit Heißkleber befestigt. Trennen Sie anschließend den Ausgang des 0,01 μF-Kondensators vom gemeinsamen Draht und verbinden Sie ihn mit dem Ausgang des Messgenerators, an dem der Signalhub auf nicht mehr als 0,5 V eingestellt ist. Schließen Sie den Löschkopf an den Block an und entfernen Sie den Kondensator C7 Von dem Block. An den GSP-Ausgang wird ein Oszilloskop mit einem 1:10-Teiler (Eingangskapazität - nicht mehr als 15 pF) angeschlossen. Schalten Sie die Stromversorgung +15 V und die Steuerspannung +5 V ein. Bestimmen Sie durch Ändern der Frequenz des Generators die Frequenz f( der Resonanz der C6L2BS1-Schaltung (bei der maximalen Spannung, deren Schwingung 30 betragen sollte). Der Wert von f60 sollte größer sein als der Nennwert von f1 = 0 kHz. Die Kapazität des zusätzlichen Kondensators C98,304 wird nach der Formel C7 = C7 (f6/f12 -12) berechnet und im GSP installiert. Stellen Sie durch Ändern der Frequenz des Generators sicher, dass die C6C7L2BS1-Schaltung genau auf eine Frequenz von 98,3 ± 0,5 kHz abgestimmt ist. Verbinden Sie nach dem Ausschalten den GSP-Eingang mit dem Ausgang des Quarzoszillators des PLL-Blocks (Widerstand R7). Schalten Sie den PLL-Block und die GSP-Versorgungsspannung +15 V ein. Das Oszilloskop wird an den GSP-Ausgang angeschlossen. Durch die Reduzierung des Widerstands des Widerstands R4 erreichen wir einen Signalhub am GSP-Ausgang von mindestens 80 V. Die Form der Stromimpulse des Kollektors VT3 (am Widerstand R7) liegt nahe am Kosinus: Die Stromamplitude beträgt nicht mehr als 0,15 A und der Abschaltwinkel beträgt 70...80 Grad. Der Spannungshub am Löschkopf muss mindestens 70 V betragen, wenn die Versorgungsspannung am Kondensator C8 etwa +12 V beträgt. Die Form der Löschspannung kann von der Sinusform abweichen. Einstellen des Wiedergabepfads (beschrieben in einer Zweikanalversion) besteht aus der Einstellung des Neigungswinkels des Arbeitsspalts des Universalkopfs, des Nennpegels des Ausgangssignals, der Überprüfung der Phasenlage der Kanäle und der Einstellung der HF-Korrektur. Ein Universalkopf wird an den X2-Anschluss der Wiedergabekanalplatine angeschlossen, und ein Millivoltmeter und ein Oszilloskop werden an den X1,2-Anschluss (Pins 5) angeschlossen. Legen Sie eine Spannung von +1 V an die Widerstände R27 und R15 an. Schalten Sie die Versorgungsspannung +15 V und -5 V ein. Eine Kassette mit einem Messmagnetband (Teil „H“) wird in das LPM des Tonbandgeräts eingebaut und der Arbeitshub eingeschaltet. Die Position des GU wird über die Stellschraube auf maximale Leistung bei Frequenzen von 14...0 kHz eingestellt. Die Autoren ermittelten den Nennpegel des 550-dB-Ausgangssignals (Effektivwert 1 mV), indem sie eine Hilfsaufzeichnung eines Signals mit einer Frequenz von 45 kHz abspielten, die auf einem SONYTC-K4-Tonbandgerät erstellt wurde. Dieses Tonbandgerät wurde im Werk mit dem Testband SONY P-81-L-333 (0 Hz, 3 dB) [550] eingerichtet. Die Nennspannung von 333 mV bei einer Frequenz von 400 (13) Hz, eingestellt mit einem Maßband, wird mit dem Widerstand R2 zunächst im ersten Kanal (Pin 1 HZ), dann im zweiten (Pin XNUMX HZ) eingestellt. Die Phasenlage der Kanäle wird bei einem 1-kHz-Signal (Teil „U“) überprüft, indem die Pins 1 und 2 des XZ-Steckers verbunden werden. Bei korrekter Phasenlage der Kanäle ändert sich die Ausgangsspannung nicht oder nimmt geringfügig ab (nicht mehr als 1 ... 2 dB), bei falscher Phasenlage liegt sie nahe Null. Im letzteren Fall müssen Sie die Pins eines der Köpfe (BG1.1 oder BG1.2) vertauschen. Die HF-Korrektur wird in jedem Kanal individuell angepasst, indem der Kondensator C1 entsprechend der minimalen Unebenheit des Frequenzgangs im Bereich von 5 ... 14 kHz bei der Wiedergabe von Frequenzpaketen (Teil „H“) der Messkassette ausgewählt wird. Bei einer Frequenz von 10 kHz sollte der Frequenzgangabfall 3 dB nicht überschreiten. Abschließend wird die Blockierung des Kanals überprüft, indem eine Spannung von +5 V an die Anode der Diode VD6 angelegt und die Zeitkonstante von 70/120 μs umgeschaltet wird, indem die Spannung +5 V vom Widerstand R27 vorübergehend ausgeschaltet wird. bei Einrichten eines Aufzeichnungspfades Überprüfen Sie zunächst die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters, stellen Sie die Frequenz der HF-Korrekturschaltungen auf 18 kHz ein, stellen Sie die L2C20-Steckerfilter (siehe Abb. 3) auf die Vorspannungsfrequenz ein und passen Sie die L3C22-Schaltungen der Hochpassfilter an. Frequenzmodulator. Anschließend werden der optimale Vorspannungsstrom und die Grenzen seiner Anpassung sowie der nominale Aufnahmepegel und der Aufnahmestrom festgelegt. Der maximale Eingangspegel ist der Effektivwert der Eingangsspannung der Aufnahmekanäle, gleich 110 mV. Dieser Pegel entspricht 0 dB der unten aufgeführten Eigenschaften des Aufnahmekanals. Zur Konfiguration wird ein Messgenerator an die Eingänge der Aufnahmekanäle angeschlossen und dessen Ausgangsspannung auf 110 mV eingestellt. Schalten Sie den Strom ein und prüfen Sie die Grenzfrequenz der Eingangs-Tiefpassfilter (an den Pins 2 und 6 des DA1-Chips) bei einem Pegel von -3 dB, sie sollte 20...22 kHz betragen. Die Dämpfung im Tiefpassfilter muss bei einer Frequenz von 44,1 kHz mindestens 36 dB betragen. Der Gleichanteil der Spannung am Ausgang DA1 (Pins 13, 9) sollte ±0,5 V nicht überschreiten, ansonsten ist der Widerstand R2 zu wählen. Anschließend wird die Generatorspannung um 20 dB (auf 11 mV) reduziert und die Frequenz des maximalen Anstiegs des Frequenzgangs ermittelt (Pins 13, 9 DA1), die 17 ... 18 kHz betragen sollte. Wenn die Frequenz nicht diesem Wert entspricht, wählen Sie die Kapazität des Kondensators C8. Durch Umschalten der Generatorfrequenz auf 1 und 18 kHz unter Beibehaltung des Eingangspegels von 11 mV wird die Korrekturtiefe bestimmt, die innerhalb von 14 ± 1 dB liegen sollte. In Abb. Abbildung 10 zeigt die Familie des Frequenzgangs des Aufnahmekanals, gemessen bei verschiedenen Eingangssignalpegeln (von 0 bis -24 dB). Aufgrund der Wirkung der automatischen Regulierungsschaltung verringert sich die Tiefe der Hochfrequenzkorrektur mit zunehmendem Eingangssignalpegel auf 2 dB, wodurch eine Überlastung des Bandes bei hohen Frequenzen verhindert wird. Aufgrund der hohen Komplexität des punktuellen Messvorgangs ist es nicht erforderlich, alle diese Merkmale zu messen. Diese Eigenschaften haben wir automatisch mit einem PC gemessen, was im Folgenden näher beschrieben wird. Es reicht aus, die Effektivspannungswerte an den Pins 13 und 9 bei Frequenzen von 1 und 10 kHz zu messen. Sie sollten 1,2 bzw. 1,6 V betragen, bei einer Eingangsspannung von 110 mV.
Überprüfen Sie den Frequenzgang des VChP-Anpassungsdetektors, hergestellt an den Elementen C15, VD1, R23, VT7, R26, C19. Am Eingang des Aufnahmekanals wird eine Spannung von 110 mV mit einer Frequenz von 400 Hz angelegt. Messen Sie die Gleichspannung am Emitter von VT7, die 1 V entsprechen sollte. Erhöhen Sie die Frequenz des Eingangssignals auf 7,9 kHz, die Spannung am Emitter von VT7 sollte nahe Null werden. Bei weiterer Frequenzerhöhung (bis 16...20 kHz) sinkt die Spannung auf -1,2...-1,6 V. Wenn die Messergebnisse nicht mit den angegebenen Daten übereinstimmen, sollte der Wert des Kondensators C15 gewählt werden im Bereich von 390-910 pF. Als nächstes werden die GSP-Ausgänge zu den Modulatoren vorübergehend mit den Pins 1 und 2 des X4-Anschlusses der Aufzeichnungsplatine verbunden. Die Kondensatoren C21, C21' sind abgelötet. Schalten Sie die Aufzeichnungsplatine und das GPS ein. Die L2C20-Filterstecker sind auf die minimale VChP-Spannung am Kondensator C12 eingestellt (Schwingung 1...2 V). Nachdem Sie die Stromversorgung des GSP und der Aufzeichnungsplatine ausgeschaltet haben, schalten Sie die GSP-Ausgänge auf die rechten (gemäß Diagramm) Platten der Kondensatoren C23, C23.“ Stellen Sie die Kondensatoren C21, C2G auf einen Nennwert von 75 pF und die Spannung ein der Ausgang des Messgenerators gleich Null ist. Nachdem Sie die Blöcke eingeschaltet haben, schließen Sie ein Oszilloskop über einen 22:1-Teiler an den Kondensator C10 an und stellen Sie die L3C22-Schaltung mit dem L98,3-Trimmer auf eine Frequenz von 3 kHz bei maximaler Spannung ein. Wenn eine Abstimmung auf Resonanz nicht möglich ist, sollten Sie den Kondensator C22 wählen. Bei Feinabstimmung beträgt der Spannungshub am Kondensator C22 80...100 V. Als nächstes stellen Sie die Frequenz des Messgenerators auf 16 kHz ein und erhöhen dessen Ausgangsspannung stufenlos von 0 auf 110 mV. Der Spannungshub am Kondensator C22 sollte auf 30...40 V sinken. Ein wichtiger Vorgang besteht darin, den optimalen Vorstrom für kleine Signale einzustellen. Stellen Sie die Generatorspannung auf 11 mV ein und zeichnen Sie abwechselnd Schwingungen mit Frequenzen von 1 und 10 kHz in einem der Kanäle für unterschiedliche Kapazitäten des Kondensators C21 (22...110 pF) auf. Spielen Sie die Aufnahme ab und beachten Sie die Option, bei der die Spannungen mit den Frequenzen 1 und 10 kHz gleich sind. Der dieser Option entsprechende Wert von C21 ist optimal. Der Vorgang wird für den anderen Kanal wiederholt. Der letzte Schritt besteht darin, die Empfindlichkeit des Aufnahmepegelmessers anzupassen und den Nennaufnahmestrom einzustellen. Für verschiedene Werte des Widerstands R1 wird ein Signal mit einer Frequenz von 110 kHz und einem Effektivwert am Eingang von 31 mV aufgezeichnet. Gleichzeitig wird der obere Anschluss des Widerstands R21 mit dem Eingang des Aufzeichnungsmessers (vorzugsweise Spitze) verbunden. Durch die Wahl des Widerstandes R21 erreichen wir einen Zählerstand von 0 dB. Bei der Wiedergabe wird auf eine Aufnahmemöglichkeit hingewiesen, die am Ausgang des Wiedergabekanals eine Spannung von 550 mV bereitstellt. Der dieser Option entsprechende Wert des Widerstands R31 ist optimal. Der End-to-End-Frequenzgang des Tonbandgeräts wird im Bereich von 20...20000 Hz für verschiedene Aufnahmepegel gemessen: 0, -6, -12, -18 dB. Um den endgültigen End-to-End-Frequenzgang des Tonbandgeräts zu messen, verwendeten wir die folgende Technik: Die Erzeugung von Testsignalen, deren Registrierung und Verarbeitung erfolgten auf einem PC. Das Testsignal wurde im Programm Cool Edit Pro 1.2 generiert. Das Testsignal bestand aus drei Teilen: Die ersten beiden Teile waren Tonsignale mit einer Dauer von 1,5 mit einer Frequenz von 1 kHz und Pegeln von 5 bzw. -30 dB. Der dritte Teil ist ein 20 s dauerndes Signal mit einer nach einem Exponentialgesetz variierenden Frequenz im Bereich von 20000...30 Hz. Um ein Signal mit einer nach einem Exponentialgesetz variierenden Frequenz zu erzeugen, wurde der Befehl „Generate Tones“ mit den folgenden Einstellungen verwendet: Dauer 20 Sekunden, Anfangseinstellungen 20000 Hz, Endeinstellungen XNUMX Hz, Log Sweep, Flavor Sine. Zwei Tonimpulse mit unterschiedlichen Pegeln sollen das Programm zur Visualisierung der endgültigen Eigenschaften kalibrieren. Um dem ungleichmäßigen Frequenzgang der verwendeten Soundkarten Rechnung zu tragen, wurde das Testsignal mit einem 30-Band-Grafik-Equalizer im Programm Cool Edit Pro korrigiert. Die Ausgabe des Testsignals vom PC erfolgte über eine Creative SB 128 Soundkarte. Das auf Magnetband aufgezeichnete Testsignal wurde während der Wiedergabe über eine Yamaha YS-724 Soundkarte in den PC eingespeist. Die Ungleichmäßigkeit des Frequenzgangs von Ein-/Ausgabegeräten (ohne Tonbandgerät), gemessen im Frequenzbereich 20...20000 Hz, überschritt nicht ±0,5 dB (nach Korrektur des Frequenzgangs von Soundkarten im Testsignal). ). Anschließend wurde die aufgezeichnete Datei verarbeitet, um die Signalhüllkurve zu bestimmen und die Messergebnisse in den üblichen Koordinaten entlang beider Achsen aufzuzeichnen. Zu diesem Zweck wurde in Delphi ein Programm zur Visualisierung der Ergebnisse von Frequenzgangmessungen geschrieben. Ein vereinfachtes Blockdiagramm des Betriebsalgorithmus des Programms ist in Abb. dargestellt. elf.
Die Hüllkurve des Testsignals wurde mit der Methode des gleitenden Durchschnitts berechnet. Dazu wurden folgende Aktionen am Testsignal durchgeführt: Das Modul wurde berechnet, dann wurden die Punkte des resultierenden Frequenzgangs durch Mittelung der Daten über ein bestimmtes Zeitintervall berechnet. Die Hüllkurvenmittelungszeit ändert sich schnell innerhalb von 0,1 bis 2 s. Typische Werte für Zeitintervalle waren 0,1...0,4 s. Das Programm verfügt über eine einfache grafische Oberfläche, die die Möglichkeit bietet, den Ausgangsfrequenzgang entlang beider Koordinatenachsen beliebig zu skalieren und Berechnungsergebnisse sowohl im Grafikformat als auch in Form eines Arrays zu speichern. Dieses Programm arbeitet auch mit Testsignalen in Form von schmalbandigen Rauschsegmenten (1/3 und 1/6 Oktave), die ohne Phasenunterbrechungen verbunden sind und den Bereich von 20 bis 20000 Hz abdecken. Diese Signale wurden verwendet, um den Frequenzgang von akustischen Systemen und Mikrofonen anhand des Schalldrucks zu messen. In Abb. In Abb. 12-15 zeigen die Amplituden-Frequenz-Kennlinien des Aufnahme-Wiedergabekanals für die folgenden Fälle: - Standardaufzeichnungsmethode (mit fester Hochfrequenzkorrektur und Ruhestrom) - Abb. 12;
- Aufnahmeverfahren mit adaptiver Hochfrequenzkorrektur (fester Ruhestrom) - Abb. 13;
- Aufnahmemethode mit Bias-Anpassung (feste Tiefe der Hochfrequenzkorrektur) - Abb. 14;
- Aufnahme mit Anpassung von Hochfrequenzkorrektur und Bias - Abb. fünfzehn
Das Ausschalten der Hochfrequenzkorrekturanpassung erfolgt durch Anschließen des VT3-Kollektors an den gemeinsamen Draht, das Ausschalten der Hochfrequenzkorrekturanpassung erfolgt durch Ablöten eines der Anschlüsse des Kondensators C15 von der Platine. Messungen der Parameter des Aufnahme-Wiedergabepfades wurden mit einem IEC-1-Band vom Typ BASF Fe 1 durchgeführt. Die obere Grenzfrequenz des End-to-End-Frequenzgangs beim Standard-Aufzeichnungsverfahren bei einem Signalpegel von 0 dB beträgt nur 8 kHz (bei einem Abfall von 3 dB), sinkt die Leistung bei einer Frequenz von 15 kHz unter -24 dB. Im Frequenzbereich 15,6. ..18 kHz gibt es einen Oberton, der durch die Schwebung der 5. Harmonischen des aufgezeichneten Signals und der Vorfrequenz verursacht wird, mit einem Pegel von -16,5 dB (15 %). Die Welligkeit des Frequenzgangs im Frequenzbereich 20...160 Hz (die sogenannte „Schlange“) erklärt sich aus der Angemessenheit der Aufnahmewellenlänge mit den Abmessungen der Arbeitsfläche des verwendeten Kopfes [4]. Da die Form des Frequenzgangs unterhalb einer Frequenz von 3 kHz praktisch unabhängig vom Aufnahmepegel ist, sind die Diagramme in Abb. 13-15 werden im Bereich 2,5...20 kHz angegeben. Der Vergleich der Aufnahmemethoden kann nach verschiedenen Kriterien erfolgen; wir haben den Pegel der Magnetbandausgabe im End-to-End-Kanal bei Frequenzen von 10 und 15 kHz ausgewählt. In der Tabelle 1 zeigt die Pegel in dB für die vier untersuchten Methoden.
Bei einer Frequenz von 10 kHz ist die Anpassung nur der Hochfrequenzkorrektur der Anpassung der Hochfrequenzkorrektur vorzuziehen, bei einer Frequenz von 15 kHz liefern diese Anpassungsmethoden jedoch (einzeln) das gleiche Ergebnis (Rückgabe -16,5 dB). . Der kombinierte Einsatz von HF- und HF-Korrekturanpassung bei einer Frequenz von 15 kHz ermöglicht eine Rendite von -6 dB, was 10,5 dB höher (!) ist als bei getrennter Anwendung dieser Methoden. Zur Beurteilung der Nichtlinearität des Tonbandgeräts wurde das Differenztonverfahren dritter Ordnung verwendet [4]. Das Messsignal wurde mit dem Programm Cool Edit Pro 1.2 in Form einer Summe zweier harmonischer Schwingungen erzeugt: eine mit Amplitude A und Frequenz f1, die andere mit Amplitude A/2 und Frequenz f2, mit f2 = 2f1 – 500. Die Produkt der Nichtlinearität des magnetischen Aufzeichnungspfades (der neben dem elektronischen Teil auch einen Universalkopf und ein Magnetband umfasst) in Form eines Differenzkombinationstons mit einer Frequenz von 500 Hz wurde von einem Spektrumanalysator bei gemessen den Ausgang des linken Wiedergabekanals. Dazu wurde das Signal in den Computer eingegeben und mit dem Programm Audio Tester 1.4 analysiert (Spektrumanalysator-Modus). Die Belastbarkeitskurve wurde durch Variation der Frequenzen des Testsignals und Beibehaltung eines konstanten Differenztonpegels gemessen. Letzterer wurde auf 2,5 % (-32 dB) des Nennausgangspegels (550 mV) gewählt. Natürlich nehmen die Amplituden seiner Komponenten (A und A/1) mit steigenden Frequenzen f2, f2 des Testsignals ab. Die Messergebnisse sind in der Tabelle aufgeführt. 2 zeigt die Komponentenfrequenzen und den Hub des Testsignals am Ausgang des Aufnahmeverstärkers (in Volt und dB relativ zum Nennhub von 3,4 V).
In [4] wird darauf hingewiesen, dass bei „guten“ Aufnahme-Wiedergabekanälen der Kurvenabfall bei einer Bandgeschwindigkeit von 15 cm/s bei der höchsten Frequenz des Bereichs 19 dB nicht überschreitet. Durch den Einsatz von Bias-Adaption und HF-Korrekturtiefe während der Aufnahme konnte dieser Rückgang um nur 3,2 dB bei einer Bandgeschwindigkeit von 4,76 cm/s (!) erreicht werden. Es ist zu beachten, dass dieser Artikel ein Tonbandgerät mit tieferer Regelung des Ruhestroms (bis zu 10 dB) beschreibt als bei den bekannten Systemen mit dynamischer Vorspannung (4...6 dB) und dynamischer Regelung (2,6 dB) [1] . Eine subjektive Beurteilung der Tonqualität der auf diesem Tonbandgerät von CDs aufgenommenen Tonträger ergab eine hohe Überlastbarkeit des Weges. Die mit dem Peak-Indikator gemessenen maximalen Aufnahmepegel (τint = 1 ms, τotp = 350 ms) erreichten +6 dB ohne hörbar wahrnehmbare Verzerrung. Bei der Aufnahme wurden Backing-Tracks mit scharfen Beats, Becken und einer kraftvollen Basslinie verwendet. Der aufgenommene Tonträger hat einen unverzerrten „Bass“, verliert nicht an Helligkeit und Fülle und unterscheidet sich vom Original nur durch das Auftreten von leichtem Bandrauschen (ungewichteter Signal-Rausch-Abstand 52...54 dB) in den Pausen. Um das Rauschen von Vierkanal-Tonträgern zu unterdrücken, die auf einem Kassettenrekorder aufgenommen wurden, wurde nach der Eingabe in den Computer das Programm Cool Edit Pro verwendet. Die Rauschunterdrückung in jedem Kanal erfolgt in zwei Schritten: Im ersten Schritt wird das „Rauschprofil“ als statistische Information ermittelt, die zur Optimierung des Betriebs des Rauschunterdrückers erforderlich ist; In der zweiten Stufe erfolgt die eigentliche Unterdrückung von Rauschanteilen im verarbeiteten Tonträger. Typische Einstellungen für einen hochwertigen Rauschunterdrückungsbetrieb sind wie folgt: Snapshots im Profil: 300; FFT-Größe: 4096; Präzisionsfaktor: 7; Glättungsmenge: 1.25; Übergangsbreite: 3. Die typische Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses beträgt 15 bis 20 dB. Bei regelmäßiger Störung kann die Verbesserung 40...50 dB erreichen. Literatur
Autoren: A.Filatov, K.Filatov, Taganrog, Gebiet Rostow.
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