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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Anwendung von optoelektronischen Halbleiterrelais mittlerer Leistung. Vergleichsdaten
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Referenzmaterialien Der Artikel stellt einige Merkmale optoelektronischer Relais mittlerer Leistung vor, die von Proton-Impulse JSC hergestellt werden. Die darin bereitgestellten Informationen werden für alle Leser nützlich sein, die verschiedene Thyristor- und Transistorschalter für Stromkreise verwenden oder entwickeln. Die Tabelle gibt einen Überblick über das Bezeichnungssystem und die Nomenklatur der hergestellten Relais.
Genauere Informationen dazu finden Sie auf der Website des Herstellers . Alle optoelektronischen Relais lassen sich in zwei Hauptgruppen einteilen: Wechselstrom mit Leistungselementen auf Basis von Triacs und Thyristoren, unipolarer und bipolarer Gleichstrom mit IGBTs oder MOS-Transistoren in Leistungskreisen. Ihr grundlegender Unterschied besteht darin, dass Wechselstromrelais durch teilweise Steuerbarkeit gekennzeichnet sind – eine Unterbrechung des Stromkreises erfolgt immer nur bei Nullstrom. Dies bietet gewisse Vorteile für induktive Lasten, da beim Abschalten auftretende Überspannungen vermieden werden. Der Einsatz solcher Relais in Gleichstromkreisen ist sehr schwierig. Bipolare Gleichstromrelais sind jedoch in der Lage, Wechselstrom zu schalten. Eines der Kriterien für die Auswahl eines Relais für eine bestimmte Anwendung kann die Verlustleistung seines Leistungselements sein. Beim Betrieb in Wechselstromkreisen mit einer Spannung von 220...380 V und Strömen von mehr als mehreren Ampere schneiden Thyristoren in diesem Indikator 3...5 mal besser ab als IGBTs. Das Verhältnis der Verlustleistung des IGBT und des MOS-Transistors entspricht ungefähr dem Zahlenwert des Stroms in Ampere. AC-RELAIS Unter den Thyristorrelais gibt es einphasige Öffner- und Schließerrelais für einen Strom von 1...100 A; dreiphasig Schließer für Strom 10... 100 A; ein-, zwei- und dreiphasig umkehrbar für Stromstärken von 10...40 A mit eingebautem Schutz gegen Phasenkurzschluss und unverzögerter Umkehrung; Dual für einen Strom von 1 A oder mehr mit unabhängiger Steuerung, mit und ohne gemeinsamen Ausgangspunkt. Die Relaisklasse für die Ausgangsdurchschlagsspannung kann vom vierten (nicht weniger als 400 V) bis zum zwölften (nicht weniger als 1200 V) und dem zulässigen Spitzenwert der Isolationsspannung zwischen den stromführenden Eingangs- und Ausgangsstromkreisen und dem Kühlkörper reichen beträgt 1500 oder 4000 V. Relais mit dem TM-Index ermöglichen die Steuerung der Nullphase der geschalteten Spannung (sie schalten sich nur ein, wenn der Momentanwert dieser Spannung nahe Null liegt, wodurch das erzeugte Rauschen reduziert wird). Relais mit dem TC-Index verfügen nicht über diese Eigenschaft. Relaissteuerkreise können Strom (Abb. 1,a, Nennstrom - 10...25 mA) oder Potential (Abb. 1,b - konstante Spannung 4...7 oder 3...30 V, Abb. 1) sein , in - abwechselnd 6..30 oder 110...280 V). Bei der Stromsteuerung werden nur einphasige und zweikanalige Relais hergestellt, bei der Potentialsteuerung alle Typen. In verschiedenen Modifikationen kann an die Stelle des Widerstands R1 (siehe Abb. 1,6 und c) ein Stromstabilisator treten, und der „Löschkondensator“ C1 (siehe Abb. 1, c) kann fehlen. Wenn ein Relais (z. B. mehrphasig) über mehrere Sendedioden verfügt, können diese in Reihe oder parallel geschaltet werden.
Thyristorstrukturen reagieren sehr empfindlich auf Überschreitungen der zulässigen Spannung, was zu irreversiblen Ausfällen führt. Die Hauptmethode zum Schutz des Relaisausgangs besteht darin, ihn mit einem Varistor zu umgehen. Empfohlen werden Varistoren CH2-1, CH2-2 mit einem Nichtlinearitätskoeffizienten von mehr als 30 und einer Verlustenergie von 10...114 J. Bei der Auswahl sollte man davon ausgehen, dass die Klassifizierungsspannung des Varistors (bei der der Strom durch ihn 1 mA erreicht) den Amplitudenwert des geschalteten übersteigen und niedriger sein sollte als die Durchbruchspannung der Thyristoren. Es ist notwendig, die mögliche Instabilität und technologische Variation dieser Parameter zu berücksichtigen. Wenn alle anderen Bedingungen gleich sind, erfordert das Schalten eines größeren Stroms Relais einer höheren Spannungsklasse. Dies liegt an der Abhängigkeit der Spannung vom Abflussvaristor. Ein weiteres Merkmal von Thyristorstrukturen ist die Empfindlichkeit gegenüber der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit (dU/dt), die an ein geschlossenes Gerät angelegt wird. Das Überschreiten der kritischen Geschwindigkeit führt zum unbefugten Öffnen. Große dU/dt-Werte sind möglich, wenn die Spannung an den Lastkreis zu einem Zeitpunkt nahe dem Maximum der Sinuskurve angelegt wird. Sie können durch Impulsrauschen im Schaltkreis oder Spannungsstöße bei Unterbrechung des induktiven Lastkreises verursacht werden. Um dU/dt zu reduzieren und unerwünschte Folgen zu verhindern, werden die Ausgänge von Thyristorrelais mit dämpfenden RC-Gliedern überbrückt, deren Werte der Elemente experimentell ausgewählt werden. Typischerweise liegen sie im Bereich von 20...50 Ohm und 0,01...0,1 µF. Eine zusätzliche Möglichkeit, die Widerstandsfähigkeit des Relais gegen Spannungsspitzen zu erhöhen, ist eine in Reihe mit der Last geschaltete Verzögerungsdrossel. Es handelt sich um einen auf einen Magnetkern gewickelten Induktor mit hoher magnetischer Permeabilität und einer rechteckigen Hystereseschleife. Bei Betriebsströmen ist der Magnetkreis gesättigt, die Induktivität des Reaktors ist klein und hat keinen Einfluss auf die laufenden Prozesse. Die mit abnehmendem Strom ansteigende Induktivität verlangsamt ihre Änderung und verzögert die Spannungsumkehr, was zum Schließen des Thyristors beiträgt. Durch die Reduzierung der Stromanstiegsgeschwindigkeit in der Anfangsphase des Einschaltens des Thyristors fördert die Drossel eine gleichmäßigere Stromverteilung über den Querschnitt des Halbleiterkristalls, wodurch eine lokale Überhitzung verhindert wird. Dies ist besonders wichtig, wenn Relais mit dem TC-Index an einer kapazitiven oder aktiven Last oder im Phasenimpuls-Leistungssteuerungsmodus betrieben werden. Darüber hinaus erhöht die Drossel durch Erhöhung der Impedanz des Lastkreises die Effizienz des Varistorschutzes. Bei Thyristoren, die mit einer induktiven Last betrieben werden, besteht aufgrund der Asymmetrie der Schaltmomente in den positiven und negativen Halbzyklen die Gefahr eines Überstroms, der zum Auftreten einer konstanten Komponente des fließenden Stroms und zur Sättigung der Lastmagnetkreise führt und damit zu Überströmen. Eine Stromüberlastung kann auch mit der Sättigung der Magnetkreise induktiver Lasten (Leerlauftransformatoren, Steuerwicklungen von Schützen) verbunden sein, wenn die Richtung ihres Reststroms und der Strom, der zum Zeitpunkt des Einschaltens der Magnetisierung erzeugt wird, übereinstimmen. Der dadurch verursachte Einschaltstrom kann den Nennstrom um das Zehnfache übersteigen, wobei das Einschalten im Moment des Nulldurchgangs der Spannungsphase der schlimmste Fall ist. Optimal ist es, den Thyristor bei maximaler Spannung einzuschalten oder ihn ab kleinen Leitungswinkeln „sanft“ zu starten. Für den Betrieb einer induktiven Last wird empfohlen, Relais mit dem TSI-Index zu verwenden, die für erhöhten Stoßstrom ausgelegt sind. Die Asymmetrie der Schaltmomente kann eine Folge der unterschiedlichen Schaltspannung von Thyristoren unterschiedlicher Polarität sein. Dabei spielt es eine wesentliche Rolle, ob die Amplitude der geschalteten Spannung die Thyristor-Einschaltspannung (5...15 V) geringfügig übersteigt. Asymmetrie tritt auch dann auf, wenn die Phasenimpulssteuerung des Relais falsch ist und wenn der Thyristor nicht in jeder Halbwelle geöffnet wird, weil die Sperrspannung das Einschaltfenster zu schnell überschreitet. Der letzte Faktor ist einer der Hauptfaktoren, der die Frequenz der Schaltspannung begrenzt (normalerweise nicht mehr als 500 Hz). Das Arbeiten mit einer kapazitiven Last ist durch die Möglichkeit großer Stromstöße im Stromkreis und die Auswirkung einer Spannung auf den Thyristor gekennzeichnet, die das Doppelte der Schaltamplitude erreicht. Ein Einschaltstrom entsteht, wenn das Relais bei einer Phase ungleich Null der Schaltspannung eingeschaltet wird. Der Anschluss eines entladenen Kondensators mit einer Kapazität von 220 μF an ein Wechselstromnetz 50 V 100 Hz kann zu einem Stromstoß mit einer Amplitude von bis zu 31000 A führen. Die Stromanstiegsgeschwindigkeit bei einer Last mit einer Induktivität von 1 μH erreicht 310 A /μs, wobei der maximal zulässige Wert für Thyristoren 20...160 A/mks beträgt. Da die Einschaltspannung des Thyristors von Null verschieden ist (wie oben erwähnt - 5...15 V), treten in jeder Halbwelle der geschalteten Spannung Stromstöße auf. Bei einer Lastkapazität von 100 Mikrofarad beträgt die Amplitude solcher Überspannungen 500...1500 A. Sie erzeugen erhebliche elektromagnetische Störungen und starke Hochfrequenzanteile im Laststromspektrum. Letztere sind für manche Kondensatoren sehr gefährlich und führen zu Überhitzung und Ausfall. Für den Betrieb an kapazitiven Lasten sollten daher Relais mit Steuerung des Phasenübergangs der Spannung durch Null und mit einer niedrigen Einschaltspannung verwendet werden, beispielsweise mit dem TMK-Index, die über ein normalisiertes Einschalten (4 V) verfügen. und Abschaltspannungen (10 V). Es ist bekannt, dass die Lastkapazität nach dem Absinken des Stroms auf Null und dem Abschalten des Thyristors auf eine Spannung nahe der Schaltamplitude geladen bleibt. In der nächsten Halbwelle wird am geschlossenen Thyristor die Summe dieser Spannung und der Netzspannung entgegengesetzter Polarität angelegt, die beispielsweise bei einer Netzspannung von 380 V ± 10 % - 1170 die doppelte Amplitude erreichen kann V. Unter diesen Bedingungen arbeitet ein Relais selbst der höchsten, zwölften Spannungsklasse an der Grenze seiner Leistungsfähigkeit und kann nicht durch einen Varistor vor Durchschlag geschützt werden. In solchen Fällen empfiehlt es sich, Relais zu verwenden, die bei Nullspannung, beispielsweise bipolarem Gleichstrom, nicht nur ein-, sondern auch ausschalten. Dadurch werden Spannungsüberlastungen vermieden, der Betriebsfrequenzbereich erheblich erweitert, die Energieleistung wird jedoch etwas verschlechtert. Für den Betrieb bei Frequenzen bis zu 1 kHz wurden Relaismuster der 5P 66-Serie entwickelt, und es wird daran gearbeitet, ihren Frequenzbereich auf mehrere zehn Kilohertz zu erweitern. In Abb. Abbildung 2 zeigt ein Diagramm der Verwendung eines einphasigen Umkehrrelais U1 zur Änderung der Drehrichtung eines einphasigen Elektromotors M1 mit einem Phasenschieberkondensator C1.
In Abb. Abbildung 3 zeigt ein Diagramm eines zweiphasigen Relais zur Steuerung eines dreiphasigen Motors. Die Schaltelemente des Relais werden herkömmlicherweise als Triacs dargestellt, obwohl es sich in einigen Fällen um Thyristoren handelt, die Rücken an Rücken geschaltet sind.
Die Relaissteuerkreise sind in den Diagrammen nicht dargestellt. Sie müssen so angeordnet sein, dass eine gleichzeitige Signalversorgung der offenen Triacs VS1 und VS2 (siehe Abb. 2) bzw. VS1 und VS4, VS2 und VS3 (siehe Abb. 3) verhindert wird. Von jedem Paar sollte immer nur einer geöffnet sein. Da sich die Triacs jedoch erst bei Nullstrom abschalten, können nach Anlegen eines Rückwärtssignals einige von ihnen gleichzeitig noch offen sein. Bei einem einphasigen Gerät führt dies zur Entladung des Phasenschieberkondensators C1 über die Triacs, bei einem dreiphasigen Gerät zu einem Phasenkurzschluss. Um solche Situationen zu vermeiden, verfügen Umkehrrelais über eine Hardware-Einschaltverzögerung von 20 bis 30 ms, wodurch die offenen Triacs Zeit zum Schließen haben, wenn die Netzfrequenz mehr als 40 Hz beträgt und eine „sofortige“ Umkehrung erfolgt. Es gibt andere Gründe, warum Thyristoren manchmal gleichzeitig einschalten. Beispielsweise kann die Anstiegsgeschwindigkeit der von einem elektromagnetischen Anlasser gelieferten Spannung für zwei in Reihe geschaltete Geräte höher als kritisch sein. Dämpfende RC-Glieder helfen hier wenig, da sie durch die extrem niedrige Impedanz des Versorgungsnetzes umgangen werden. Große dU/dt-Werte können durch Impulsrauschen oder Schaltspannungsstöße verursacht werden. Im Gerät gemäß dem in Abb. gezeigten Diagramm bereitgestellt. In 3 reduzieren die Induktivitäten L1, L2 im Zusammenspiel mit den Kondensatoren C1–C4 die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit und verringern so die Wahrscheinlichkeit eines Phase-zu-Phase-Kurzschlusses. Darüber hinaus begrenzt ihre Induktivität die Stromanstiegsgeschwindigkeit, deren große Werte für Thyristoren destruktiv sind. Weder Überspannungsschutzschaltungen noch Induktivitäten garantieren jedoch, dass Phasenfehler ausgeschlossen sind. Eine allgemein anerkannte Methode, Thyristoren vor ihren Folgen zu schützen (wird beispielsweise von Motorola, Siemens, Opto-22 für ihre Produkte empfohlen) ist der Einbau von Strombegrenzungswiderständen R1 (siehe Abb. 2) und R1, R2 (siehe). Abb. 3). Ihre Bemessungswerte sind so gewählt, dass der verkettete Fehlerstrom den für das eingesetzte Stoßstromrelais zulässigen Wert nicht überschreitet. Die Dauer seines Auftretens überschreitet nicht die halbe Periodendauer der Netzspannung. Sie müssen die Folgen des Einbaus von Begrenzungswiderständen in Kauf nehmen – einen Spannungsabfall an den Wicklungen des Elektromotors und die Notwendigkeit, die erzeugte Wärme abzuführen. DC-RELAIS Gleichstromrelais mit Ausgangsschaltungen auf Basis von IGBTs und MOS-Transistoren sind in unipolarer und bipolarer Ausführung erhältlich. Bei letzterem sind zwei Ausgangstransistoren Rücken an Rücken in Reihe geschaltet. Bei MOS-Transistoren ist dies notwendig, damit der geschlossene Kanal eines von ihnen den Stromfluss durch die in Durchlassrichtung betriebene Shunt-Diode des zweiten verhindert (solche Dioden sind in der MOS-Struktur zwangsläufig vorhanden). Dioden müssen speziell in IGBT-Strukturen eingebracht werden, um den Stromfluss jedoch in die entgegengesetzte Richtung für den Transistor zu leiten. Beachten Sie, dass auch sogenannte Mehrkanal-Gleichstromrelais mit verschiedenen Kombinationen aus normalerweise geschlossenen und normalerweise offenen Ausgangskreisen hergestellt werden. Bei deren Einsatz ist zu berücksichtigen, dass die Ausgangsstromkreise erst nach Versorgung des Relais mit Versorgungsspannung aus einer galvanisch mit den Steuereingängen verbundenen Quelle normal geschlossen werden. Die Restspannung am Ausgang unipolarer Relais an MOS-Transistoren im offenen Zustand hängt vom Kanalwiderstand der letzteren bei einer Temperatur von 25 °C ab und reicht von der Einheit Milliohm für Niederspannungstransistoren bis zur Einheit Ohm für Hochspannung Transistoren. Wenn die Kristalltemperatur bis zum Grenzwert (150 °C) ansteigt, verdoppelt sich dieser Widerstand etwa. Bipolare Relais mit MOS-Transistoren haben eine höhere Restspannung. Sie besteht aus Spannungsabfällen am Kanalwiderstand eines Transistors und an einer in Durchlassrichtung vorgespannten Diode, die vom Kanalwiderstand des zweiten Transistors überbrückt wird. Die Strom-Spannungs-Kennlinie des Ausgangskreises solcher Relais ist im eingeschalteten Zustand bei niedrigem Strom nahezu linear und geht dann allmählich in die Kennlinie einer Diode über. Der Wendepunkt liegt im Bereich von 100...200 A für Niederspannungsrelais und in der Einheit Ampere für Hochspannungsrelais. Die Steuerelemente für Ausgangstransistoren in Relais der Serien 5P 20 (unipolar) und 5P 19 (bipolar) sind photovoltaische Optokoppler mit einem Ausgangsstrom in der Größenordnung von mehreren Mikroampere. Aus diesem Grund erfolgt das Laden der Gate-Source-Kapazität von MOSFETs recht langsam, was zu einer Verzögerung beim Einschalten des Relais um mehrere zehn Millisekunden führt. Die Ausschaltverzögerung ist deutlich geringer (höchstens 1 ms), da zur Entladung der genannten Kapazität spezielle Thyristoreinheiten vorgesehen sind. Hochgeschwindigkeitsrelais zeichnen sich durch Ein-/Ausschaltverzögerungen von wenigen Mikrosekunden aus, benötigen jedoch eine zusätzliche Stromversorgung für die Steuerkreise. Bei Relais verschiedener Typen muss diese Quelle galvanisch mit dem Ausgang oder Eingang des Relais verbunden sein. Eingangsgespeiste Relais der Serien 5P 57 (bipolar) und 5P 59 (unipolar) mit Ein-/Ausschaltverzögerungen von wenigen Mikrosekunden sind aufgrund der verwendeten Photovoltaik-Optokoppler in der Lage, mit einer Frequenz von maximal 10...20 Hz zu schalten in ihnen kann die während des Abschaltens verbrauchte Energie nicht schnell wieder aufgefüllt werden. Unipolare Relais, die über den Ausgang der Serie 5P 40 gespeist werden, können mit einer Schaltfrequenz von mehreren zehn kHz betrieben werden. Zur Versorgung ist eine von den Eingangskreisen isolierte Spannungsquelle von 10...15 V erforderlich.
Eine übliche Methode zum Schutz vor hohen Spannungen, die beim Trennen einer induktiven Last auftreten, besteht darin, diese mit einer Diode mit umgekehrter Polarität zu überbrücken. Der Strom I, der durch die Last fließt, bevor der Stromkreis unterbrochen wird, nimmt in diesem Fall exponentiell mit einer Zeitkonstanten L/r ab, wobei L und r die Induktivität bzw. der Widerstand der Last sind. Ein Teil der Energie
Der in der Induktivität der Last gespeicherte Strom wird über seinen aktiven Widerstand abgeleitet, der andere über die Shunt-Diode. Es lässt sich zeigen, dass bei kleinen Werten von r der Großteil der Verlustenergie in der Diode anfällt. Dies führt zu einer impulsmäßigen Überlastung dieser, bei hohen Schaltfrequenzen auch hinsichtlich der mittleren Verlustleistung. Wenn die maximal zulässige Spannung des Transistors Uadm deutlich höher ist als die Schaltspannung Ucom, erleichtert die Funktionsweise der Schutzdiode die Reihenschaltung eines Widerstands mit einem Nennwert von erheblich
In diesem Fall ist im Moment des Ausschaltens die Spannung am Relaisausgang gleich + RI. Energie wird an die Diode abgegeben
(wobei Ud - 0,7 V der direkte Spannungsabfall an der Diode ist) und am Widerstand -
Daher muss bei einer Schaltfrequenz fcom die Widerstandsleistung mindestens sein
Die Einführung eines Widerstands hat noch einen weiteren positiven Effekt: Sie verkürzt die Abschaltzeit der Last, da die Zeitkonstante des Stromabfalls in diesem Fall gleich L/(R+r) ist. Relais der Serien 5P 19, 5P 20 zeichnen sich, wie bereits erwähnt, durch eine Einschaltverzögerung von mehreren zehn Millisekunden aus, die die maximale Frequenz begrenzt
wobei lK0M der geschaltete Strom ist. Da die Dauer des Stromabfalls beim Ausschalten um eine Größenordnung kürzer ist als tout, kann die dabei verlorene Energie vernachlässigt werden. Zwei Betriebsarten sind für Leistungsrelaistransistoren potenziell gefährlich: das Schalten einer stationären Last mit einer Frequenz nahe dem Grenzwert und das Einschalten einer Last mit einem großen Anlaufstrom (z. B. beträgt der Anlaufstrom einer Glühlampe mehr als das Zehnfache). mit Eins bewertet).
wobei ROTKр der Widerstand des Ausgangskreises im offenen Zustand ist; Q - Arbeitszyklus (das Verhältnis der Schaltperiode zur Dauer des Einschaltzustands). Zum Beispiel auf einem unipolaren Relais 5P 20.10 P-5-0,6 (maximale Spannung - 60 V, Strom - 5 A, R - 0,055 Ohm, thermischer Widerstand der Kristallumgebung - 40 ° C / W) mit einem Laststrom von 5 A V Im Dauerbetrieb werden maximal 1,375 W Leistung abgegeben, was in den meisten Fällen zu einer akzeptablen Überhitzung des Kristalls gegenüber der Umgebung um 55 °C führt. Das Schalten der gleichen Last mit einer Frequenz von 10 Hz bei einem Tastverhältnis von 2, einer Spannung von 50 V und tout = 5 ms führt jedoch zu einer Erhöhung der abgegebenen Leistung auf 2,77 W und einer Überhitzung des Kristalls um 110 °C . Dadurch kann das Relais bei Umgebungstemperaturen über 40 °C nicht zuverlässig arbeiten. Im zweiten Fall ist der Anfangswert des Laststroms deutlich größer als der Nennwert, sodass die Einschaltenergie von WBKJ1 den zulässigen Wert für Relaistransistoren überschreiten kann. Da mit abnehmendem Tnar die Schaltenergie proportional abnimmt, empfiehlt es sich, Trägheitslasten mit Hochgeschwindigkeitsrelais, beispielsweise der Serie 5P 57, 5P 59, zu schalten. Wie oben erwähnt, erfordern Relais der Serie 5P 62 den Anschluss zusätzlicher externer Elemente, um mit einer Schaltfrequenz von mehr als 10...30 Hz zu arbeiten. Wie bei den Relais der Serien 5P 57 und 5P 59 weist ihre interne Spannungsquelle für den Steuerkreis des Ausgangstransistors eine niedrige Durchschnittsleistung auf und kann die verbrauchte Energie nicht schnell wieder auffüllen, wenn die Gate-Kapazität des Transistors entladen wird. Um diesen Nachteil zu beseitigen, wurde ein externer Kondensator entwickelt, über den beim Ausschalten des Ausgangstransistors zusätzliche Energie von der geschalteten Spannungsquelle in den Steuerkreis „gepumpt“ wird. Die optimale Kapazität des Kondensators hängt von den Betriebsbedingungen des Relais, insbesondere von der Schaltspannung, ab. Daher kann es nicht in das Relais eingefügt werden. Jedes Mal, wenn der Eingangstransistor eingeschaltet wird, wird der Kondensator über die Gate-Treiberschaltung entladen, wodurch Energie C U verloren geht2/2. Bei ausreichend hoher Schaltfrequenz erreicht die im Relais freigesetzte Zusatzleistung ein unzulässiges Maß. Um es zu reduzieren, wird ein Widerstand verwendet, an dem ein erheblicher Teil der vom Kondensator gespeicherten Energie abgeführt wird, und eine Zenerdiode. Die Stabilisierungsspannung des letzteren wird so gewählt, dass der Kondensator beim Minimalwert der Schaltspannung nur auf 15 V aufgeladen wird. THERMISCHER ZUSTAND DES RELAIS Bei Relais, die ohne Kühlkörper betrieben werden, wird der maximal geschaltete Strom basierend auf der maximalen Kristalltemperatur der Leistungselemente Tcr normiert. max (125 °C – für Thyristoren, 150 °C – für Transistoren) bei Umgebungstemperatur Tamb = 25 °C. Der gleiche Parameter eines Relais mit Kühlkörper wird entsprechend der maximalen Kristalltemperatur bei der Kühlkörpertemperatur Tto = 75 °C für Thyristorrelais und Tto = 90 °C für Transistorrelais eingestellt. Die letzten beiden Werte wurden aus der eher willkürlichen Bedingung ausgewählt, dass der Wärmewiderstand des externen Kühlkörpers RT0 gleich dem „äquivalenten“ Wärmewiderstand des Kristallkühlkörpers R3kb ist. Dies ist in der Referenz zu beachten Daten von mehrphasigen Relais Der thermische Widerstand wird normalerweise „pro Phase“ angegeben, daher ist der „äquivalente“ Widerstand beispielsweise eines dreiphasigen Relais dreimal geringer. Die Hauptbeziehung für thermische Berechnungen lautet: Tcr + P(RTO + Ieq) < Tcrlop, wobei P die vom Relais verbrauchte Leistung ist. Ein Beispiel für die Berechnung dieser Leistung für ein Gleichstromrelais mit MOSFET-Ausgang wurde im vorherigen Abschnitt gegeben. Für IGBT wird sie nach der Formel P = UOCT-lKOM berechnet, wobei UOCT die Restspannung am offenen Transistor ist. Die Verlustleistung in einer Phase eines Thyristorrelais wird mit der empirischen Formel P = (0,145 + 0,7UOCT Spitze) Ieff berechnet, wobei U0CT Spitze der Spitzenwert der Restspannung am eingeschalteten Thyristor ist; Ieff ist der Effektivwert des durch ihn fließenden Stroms. Autor: S. Arkhipov, Orel
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