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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Pulsweitenregler der Serien KR1156EU2 und KR1156EUZ. Vergleichsdaten
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Referenzmaterialien Mikroschaltungen der Serien KR1156EU2, KR1156EU3 sind für die Steuerung von schaltenden Sekundärnetzteilen mit einer Frequenz von bis zu 1 MHz ausgelegt. Die nächsten Analoga dieser Mikroschaltungen sind UC3825 bzw. UC3823 (Unitrode). Das nächstgelegene inländische Analogon ist KR1114EU4. Mikroschaltungen werden in planarer Epitaxietechnologie mit pn-Übergangsisolierung hergestellt. Sie sind in einem 2103.16-poligen Kunststoffgehäuse 3-1 verpackt (Abb. 1,2). Gewicht des Geräts - nicht mehr als XNUMX g
Die Controller sind für den Einsatz in Geräten mit Pulsweitensteuerung (PW) sowie Spannungs- und Stromrückführung konzipiert. Die Signallaufzeit durch den Controller beträgt maximal 50 ns. Der IC enthält einen Breitband-Fehlerverstärker mit einer Anstiegsgeschwindigkeit von mindestens 12 V/µs und ist mit Eingangsspannungs-Feed-Forward-Systemen kompatibel. Am Ausgang der Controller sind Halbbrückenschalter für Ströme bis 1,5 A (Pins 11 und 14) vorgesehen, die die Ansteuerung leistungsstarker Transistoren der MOS-Struktur (im Push-Pull-Modus - KR1156EU2, im Single-Modus) ermöglichen. Zyklusmodus - KR1156EUZ). Controller enthalten eine Reihe von Geräten und Systemen, die den Anwendungsbereich erheblich erweitern können. Dazu gehören ein SHI-Latch (mehr dazu weiter unten), ein Strombegrenzer in jeder Periode, ein Knoten, der einen reibungslosen Start des Controllers gewährleistet, ein Begrenzer für die maximale Dauer der Ausgangsimpulse und eine Referenzspannungsquelle von 5,1 V. Darüber hinaus Schutz vor reduzierter Versorgungsspannung, die über eine „Hysterese“ verfügt, die Möglichkeit, den Controller mit externen Signalen zu synchronisieren und auszuschalten. Im „Aus“-Zustand verbraucht die Mikroschaltung einen Strom von nicht mehr als 1 mA. Pinbelegung der Mikroschaltungen (in Klammern ist die Ausgangsbezeichnung auf dem bedingten Grafikbild angegeben): Pin. 1 - invertierender Eingang der OU; Stift. 2 - nicht invertierender Eingang des Betriebssystems; Stift. 3 (0ea) – Ausgang des Operationsverstärkers, invertiert den Eingang des SHI-Komparators; Stift. 4 (Syn) – Ein-/Ausgabe des Synchronisationssignals; Stift. 5 (Rt) - Ausgang zum Anschluss eines Widerstands* der Zeitschaltung; Stift. 6 (Ct) – Anschluss zum Anschluss eines Kondensators* der Zeitschaltung; Stift. 7 (Rampe) – nicht invertierender Eingang des SHI-Komparators; Stift. 8 (Cs) - Ausgang zum Anschluss des Kondensators der Sanftanlaufeinheit; Stift. 9 (Stopp) – Eingangssignal zur Strombegrenzung oder zum Ausschalten der Mikroschaltung; Stift. 10 (Com) – gemeinsamer Ausgang, negativer Leistungsausgang; Stift. 11 (A) – Ausgang des ersten Halbbrücken-Stromverstärkers; Stift. 12 (Em) - Emitter der Stromverstärkertransistoren; Stift. 13 (Kol) - Kollektor der Stromverstärkertransistoren; Stift. 14 (B) – Ausgang des zweiten Halbbrücken-Stromverstärkers; Stift. 15 (+U) – positiver Leistungsausgang; Stift. 16 (Uref) – Ausgang der Referenzspannungsquelle. Das Funktionsdiagramm des Mikrocontrollers KR1156EU2 ist in Abb. 2 dargestellt. 1156. Da die Mikroschaltungen KR2EU1156 und KRXNUMXEUZ viele Ähnlichkeiten aufweisen, bezieht sich die Beschreibung weiter unten im Text, sofern nicht anders angegeben, auf beide.
Der Controller umfasst einen Sägezahnspannungsgenerator G1, eine 2-V-Vorspannungsquelle G1,25, einen kontrollierten Breitbandfehler-Operationsverstärker DA1, einen SI-Komparator DA5, einen Latch am DD3-Trigger, einen Phasenumkehrer am DD5, DD6-Trigger und Ausgangsstromverstärker DA7, DA8 mit Logiksteuereinheit DD7, DD8, Sanftanlaufeinheit (Transistoren VT1, VT2, Stromquelle G3), Komparator-Laststrombegrenzer DA2 mit Mikroschaltungs-Abschalteinheit (DA3, DD2), Unterspannungsblockiereinheit DA4, beispielhafte Spannungsquelle G4 mit Steuergerät diese Spannung (DA6). Die Schutzfunktionen des Controllers werden durch einen DA2-Laststrombegrenzungskomparator mit einer Schwellenspannung von 1 V, einen DA3-Chip-Abschaltkomparator mit einer Schwellenspannung von 1,4 V und eine Sanftanlaufeinheit bereitgestellt, die den Strom zusätzlich begrenzen kann maximale Dauer des Ausgangsimpulses (da die Spannung am Ausgang des Fehlerverstärkers DA1 durch die Spannung am Ausgang des Reglers 8 durch die Steuerschaltung am Transistor VT1 begrenzt wird). Die Sperreinheit des Reglers sorgt bei einem Absinken der Versorgungsspannung unter 9,2 V (mit einer „Hysterese“ von 0,6 V) im „Aus“-Zustand für eine geringe Stromaufnahme, während sie die Ausgangsverstärker in einen hochohmigen Zustand schaltet . Die Logikknoten DD7, DD8 verhindern den gleichzeitigen Übergang der Ausgangsverstärker in einen High-Pegel-Zustand und das Auftreten vieler Impulse während eines Zyklus an den Ausgängen A und B. Halbbrücken-Ausgangsstromverstärker sind für den Betrieb mit einer Last mit a ausgelegt Sie sind große kapazitive Komponenten, beispielsweise Gates leistungsstarker MOS-Transistoren, und können sowohl eingehenden als auch ausgehenden Strom liefern. Wichtigste technische Eigenschaften*
* Bei einer Versorgungsspannung von 15 V und einer Umgebungstemperatur im Bereich 0O...+70 °C. **Für den KR1156EUZ-Controller - nach Zeitraum Höchstzulässige Kennwerte*
* Die Einwirkzeit des Grenzwertes des Parameters sollte 1 ms bei einem Tastverhältnis von 100 nicht überschreiten. ** Bei einer Umgebungstemperatur über 25 °C muss die Verlustleistung Р nach dem linearen Gesetz Р = 1 - (Tacr.avg. - 25 °C) / Rt env.avr. reduziert werden, wobei Rt env.avr - Wärmewiderstand der Kristallumgebung, gleich 125 °C/W. Die Referenzspannungsquelle G4 besteht aus einem thermisch kompensierten Stabilisator und einem Stromverstärker, der eine externe Last mit einem Strom von bis zu 10 mA (ab Pin 16) versorgt. Die Quelle ist mit einem Ausgangskurzschlussschutz bei einem Pegel von etwa 30 mA ausgestattet. Es versorgt die Komparatoren, Logikknoten, die 1,25-V-Vorspannung, den Operationsverstärker und den Sägezahngenerator mit Strom. Der Sägezahnspannungs-Masteroszillator kann mit Frequenzen bis zu 1 MHz betrieben werden. Sie wird durch den Widerstandswert des Widerstands R und die Kapazität des Kondensators Ct der Zeitschaltung bestimmt, die jeweils an die Klemmen 5 und 6 angeschlossen ist. An Pin 5 hält der Controller eine Spannung von 3 V aufrecht und der Strom durch den Widerstand Rt wird im Verhältnis 6:1 an Pin 1 reflektiert, sodass der Ladestrom l3Ct des Kondensators Ct aus dem Ausdruck l3Ct = 3 bestimmt wird /Rt. Bei Rt = 3,65 kΩ und Ct = 1000 pF beträgt die Generatorfrequenz 400 kHz ±10 %. Um mit einer anderen Frequenz zu arbeiten, müssen die Parameter der Zeitschaltung gemäß Abb. geändert werden. 3.
Die „Totzeit“ des Oszillators, die gleich der Dauer des Impulses am Ausgang Syn ist und den Dynamikbereich des Reglers bestimmt (da sich die Ausgänge A und B im Low-Zustand befinden), hängt von der Kapazität Ct und ab kann 100 ns erreichen. Der Generator erzeugt am Ct-Eingang (Pin 6) eine Sägezahnspannung, ein Synchronisationssignal für den gemeinsamen Betrieb zweier Controller (abgenommen von Pin 4), erzeugt während der Sägezahnspannungsabfälle Taktimpulse an Pin 4, um gleichzeitig die Ausgangsverstärker einzuschalten um einen Durchgangsstrom (durch Transistoren-Verstärker) auszuschließen und schaltet den Trigger-Latch DD3 in einen Zustand, der den Betrieb der Ausgangsverstärker ermöglicht. Der Generator ist nach der Schmitt-Trigger-Schaltung aufgebaut, deren Ausgang über einen Emitterfolger eines NPN-Transistors mit Pin 4 verbunden ist. An diesem Pin werden Taktimpulse gebildet, deren niedriger Pegel (2,3 V) der Aufladung des entspricht Kondensator Ct und hoch (4,5 V) - Entspannung. Mit dem Emitterfolger können Sie die Ausgänge von 4 mehreren Mikroschaltungen kombinieren (Verdrahtung ODER). Die Belastbarkeit des Ausgangs beträgt 4 - 1 mA, und da die interne Stromquelle in der Last des Emitterfolgers nicht mehr als 400 μA verbraucht, beträgt der Verzweigungsfaktor für diesen Ausgang im Synchronbetrieb mit ähnlichen Mikroschaltungen mindestens zwei. Der Generator der Slave-Mikroschaltungen (synchronisiert) kann nicht blockiert, sondern durch entsprechende Wahl der Zeitelemente Rt und Ct auf eine Frequenz abgestimmt werden, die etwas niedriger als die des Master-Generators ist. Bei diesem Ansatz verfügt jeder Controller über eine lokale Sägezahnspannung. Es ist auch möglich, den Generator vollständig abzuschalten, wenn Pin 5 mit Pin 16 und Pin 6 mit einem gemeinsamen Pin verbunden werden. In diesem Fall wird das Synchronisationssignal von einem externen Generator an Pin 4 geliefert. Für eine stärker verzweigte Synchronisation kann ein Emitterfolger verwendet werden, der durch das Taktsignal des Master-Controllers gesteuert wird, und an dessen Ausgang können Slaves über Kondensatoren angeschlossen werden und ggf. durch Abschlusswiderstände und Übertragungsleitungen. Die richtige Wahl des Kondensators Ct ist sehr wichtig. Bei hoher Frequenz bestimmen sein effektiver Serienwiderstand und seine Induktivität sowie der dielektrische Absorptionswert die Frequenzgenauigkeit und Stabilität des Oszillators. Daher wird empfohlen, nur HF-Kondensatoren zu verwenden. Um den Einfluss der parasitären Induktivität der Kondensatorleitungen zu verringern, ist es notwendig, diese bei der Installation so weit wie möglich zu kürzen und so nah wie möglich an Pin 10 der Mikroschaltung anzuschließen. Einstufige Synchronisationsimpulse versetzen den DD3-Latch in den Nullzustand, takten den Phaseninverter und takten die Ausgangsverstärker des Controllers, um einen Durchgangsstrom zu verhindern. Beim Nullpegel des Synchronimpulses erscheint am Ausgang eines der Verstärker ein Impuls mit hohem Pegel und bleibt bis zum Eintreffen des nächsten Synchronimpulses bestehen, sofern in anderen Schaltkreisen keine Sperre vorliegt. Der Fehlersignalverstärker DA1 ist ein breitbandiger Hochgeschwindigkeits-Operationsverstärker mit niederohmigem Ausgang. Durch die ausschließliche Verwendung von n-p-n-Transistoren in seinem Signalpfad konnte eine Einheitsverstärkungsfrequenz von 5,5 MHz erreicht werden. Um sicherzustellen, dass das Fehlersignal möglichst wenig Zeit zum Durchlaufen des Operationsverstärkers benötigt, wird der Kollektorübergang der entsprechenden Transistoren mit einer Schottky-Diode überbrückt, um eine Sättigung zu verhindern. Die Verstärkung wird wie üblich durch die Wahl der OS-Tiefe eingestellt. Der typische Frequenzgang des Verstärkers hat einen Verstärkungswert von 95 dB bei Nullfrequenz und einem Pol bei 100 Hz. Der Anschluss der Eingänge des Fehlerverstärkers DA1 hängt von der Polarität der Ausgangsspannung des ausgelegten Netzteils ab. Wenn es erforderlich ist, eine stabilisierte positive Spannung (relativ zum gemeinsamen Draht) zu erhalten, beträgt die Gleichtaktspannung 5,1 V (beispielhaft) und die OS-Schaltung ist wie in Abb. gezeigt aufgebaut. 4a. Im negativen Zustand wird empfohlen, die Gleichtaktspannung auf die Hälfte der Beispielspannung einzustellen und den OS-Schaltungsteiler zwischen den Ausgang der Stromquelle und Klemme 16 des Controllers zu schalten (Abb. 4, b).
Der Emitter des Transistors VT1 ist mit der Basis des Ausgangs-npn-Transistors des Operationsverstärkers (gemäß dem Diagramm in Abb. 2) der pnp-Struktur verbunden. Daher darf die Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers die Spannung an Pin 8 des Controllers nicht überschreiten. Es ist zu beachten, dass der Ausgang des Operationsverstärkers mit einem internen 50-Ohm-Widerstand belastet ist, der an den gemeinsamen Ausgang angeschlossen ist. Wenn daher die externe Last einen großen Senkenstrom aufweist, ist möglicherweise ein zusätzlicher Shunt-Widerstand erforderlich, um die Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers zu reduzieren. Der SHI-Komparator DA5 ist nach dem Schema eines Differenzverstärkers auf Basis von NPN-Transistoren mit einem Emitterfolger am Ausgang aufgebaut, der den Sättigungsmodus der Komparatortransistoren verhindert. Das Ausgangssignal entspricht dem ESL bei einer Versorgungsspannung von 5,1 V. Das Gleichtakteingangssignal des Komparators ist durch einen Wert von ca. 1 V nach unten begrenzt. Da die Spannung am Rampeneingang des Reglers (z. B. Wenn eine Sägezahnspannung von Pin 6 an ihn angelegt wird, kann er zwischen 0 und 3 V variieren. Zur Pegelanpassung sorgt die interne Vorspannungsquelle G1,25 für eine Spannungsverschiebung von 2 V am nichtinvertierenden Eingang des Komparators. Der Strombegrenzungskomparator DA2 ähnelt im Aufbau dem SHI-Komparator. Der Abschaltkomparator DA3 ist nach dem Schema eines Differenzverstärkers auf Basis von pnp-Transistoren aufgebaut. An den invertierenden Eingang dieser Komparatoren wird eine aus der Referenzspannung gebildete Festspannung von 1 bzw. 1,4 V angelegt. Die Logikelemente auf dem Signalpfad durch den Controller, einschließlich des SHI-Latches DD3 und der Phaseninverter DD5, DD6, sind auf dem ESL mit Puffer-Emitter-Folger ausgeführt. Der Schaltstrom dieser Knoten ist mit 400 μA recht groß gewählt. Obwohl sich also auf dem Weg zwischen den Eingangskomparatoren und den Ausgangsstromverstärkern zwei ODER-Elemente (DD1 und DD4), ODER-NICHT-Elemente (DD7, DD8) und ein Latch (DD3) befinden, übersteigt ihr Anteil an der Gesamtverzögerungszeit nicht 20 % Die Hauptverzögerung sind Komparatoren und Ausgangsverstärker. Wie schnell das Signal den Pfad nicht passieren würde, bedeutet jedoch wenig, wenn der Ausgang kein schnelles Schalten mit der erforderlichen Amplitude ermöglicht. Mit den Ausgangshalbbrücken-Stromverstärkern DA7, DA8 können Sie eine Last mit einer Kapazität von 1000 pF für 30 ns bei einer Controller-Versorgungsspannung von 15 V schalten. Der Spitzenwert des Stroms durch die Last beträgt mindestens 1,5 A. Um die Geschwindigkeit der Verstärker sicherzustellen, muss man einen Durchgangsstrom durch die Ausgangstransistoren in Kauf nehmen, wodurch sich insbesondere bei hohen Frequenzen die Mikroschaltung erwärmt. In der Ausgangsstufe des KR1156EU2-Controllers werden leistungsstarke Ausgangstransistoren durch ein komplementäres Signal angesteuert, d. h. wenn einer offen ist, ist der andere geschlossen. Die Funktionsweise der Transistoren ist so gewählt, dass bei jedem Schalten nur 20 ns Durchgangsstrom durch sie fließen, was bei einer Frequenz von 500 kHz nur 10 mA zum verbrauchten Strom hinzufügt. Diese Zahl ist das Ergebnis eines Kompromisses; Es ist leicht, durch den Strom Null zu erreichen, aber in diesem Fall wird die Gesamtverzögerung unannehmbar groß. Wenn die Versorgungsspannung des Controllers einen bestimmten Wert unterschreitet (gleich der Betriebsspannung minus der „Hysterese“-Spannung), wird der Unterspannungsschutzkomparator DA4 aktiviert. Der niedrige Pegel seines Ausgangs durch das Element AND-NOT DD9 wird in einen hohen Pegel invertiert und dem Eingang der Elemente OR-NOT DD7, DD8 zugeführt, die ihn erneut invertieren. Dadurch gehen die Ausgangsverstärker DA7, DA8 in einen Low-Pegel-Zustand. Ein hoher Pegel vom DD9-Element gelangt auch zum Eingang des ODER-Elements DD2 und öffnet den Transistor VT2, der den Sanftanlaufkondensator im Ausgangskreis 8 entlädt. Der gleichzeitig öffnende Transistor VT1 reduziert die Spannung bei den Ausgang des Operationsverstärkers DA1 auf nahezu Null. Gleichzeitig schaltet ein niedriger Pegel am Ausgang des Komparators DA4 die Referenzspannungsquelle ab, woraufhin die Ausgangsverstärker in einen Zustand mit hoher Ausgangsimpedanz übergehen. Wenn nun die Versorgungsspannung ansteigend größer wird als die Betriebsspannung des DA4-Komparators, schaltet dieser um, ein High-Pegel von seinem Ausgang gelangt zum DD9-Element, zur Beispielquelle G4 und versetzt den Regler nach und nach in den Betriebsmodus. Sobald die Spannung am Ausgang der beispielhaften Quelle ansteigend 4 V überschreitet, wird der Referenzspannungs-Steuerkomparator DA6 aktiviert. Jetzt sind beide Eingänge des DD9-Elements hoch und der Ausgang niedrig. Dadurch wird das Verbot des Signaldurchgangs durch die Elemente DD7, DD8 aufgehoben und am Ausgang des DD2-Elements ein niedriger Pegel erzeugt, der (wenn der Ausgang des Komparators DA3 ebenfalls niedrig ist) den Transistor VT2 schließt und den sanft startet Regler. Beim Einschalten des Netzteils wird der Strom durch die leistungsstarken Schalttransistoren durch den Laststrom und den Ladestrom seiner Ausgangskapazität bestimmt und liegt im ersten Moment deutlich über dem Nennwert. Um die damit verbundene Überlastung der Ausgangsverstärker zu verhindern, wurde in den Controller ein Knoten bestehend aus einem Transistor VT1 und einem Sanftanlaufkondensator eingeführt. Der Knoten erhöht langsam die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers DA1 von nahezu Null auf den Nennwert und damit die Dauer der Impulse an den Ausgängen A und B. Wenn sich der Controller im Micropower-Modus befindet oder die Spannung an Pin 9 größer ist als Bei ca. 1,4 V ist der Kondensator im Pin-8-Kreis entladen und es liegen keine Ausgangsimpulse vor. Der Sanftanlaufkondensator wird durch die Stromquelle G3 (9 µA) aufgeladen. Die ansteigende Ausgangsspannung des Komparators OV DA1 SHI wird mit der Sägezahnspannung am Direkteingang verglichen und erzeugt am Ausgang Impulse mit zunehmender Dauer. Zunächst ist die Öffnungszeit der Ausgangsverstärker gering und der durch sie fließende Strom kleiner als der kritische Wert. Sobald die Ausgangsspannung den Nennwert erreicht, schaltet sich die Stabilisierungsschaltung ein. Der Transistor VT1 wird geschlossen. Neben dem Hauptzweck kann das Sanftanlaufgerät auch für andere Zwecke genutzt werden. Die Fähigkeit des Controllers, die Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers zu begrenzen, ermöglicht es Ihnen, die maximale Öffnungszeit der Ausgangstransistoren in herkömmlichen Netzteilen zu begrenzen und im Strommodus die Höhe des maximalen Spitzenstroms zu programmieren . Die typische Einbindung des Reglers am Beispiel eines stabilisierten Fünf-Volt-Netzteils mit einer Eingangsspannung von 42 ... 56 V und einem Laststrom von 1 ... 10 A ist in Abb. 5 dargestellt. 1 [XNUMX].
Sobald bei einem Anstieg des Laststroms die Spannung am Stromsensor R12, der dem Stopp-Eingang des Controllers zugeführt wird, 1 V überschreitet, funktioniert sein Strombegrenzungskomparator DA2 und ein einzelner Abfall, der durch das Element DD1 fließt, funktioniert Setzen Sie den SHI-Latch DD3 auf den Zustand 1. Diese Spannung schließt die Ausgangsverstärker, zumindest bis zum Ende des aktuellen Zeitraums. Der Latch hat Priorität am Eingang S, daher ist sein Übergang in den Nullzustand erst nach Beseitigung der aktuellen Überlast möglich. Wenn der Ausgang des Netzteils geschlossen ist, hat der Strom durch die Transistoren VT100, VT1 der Quelle aufgrund der Tatsache, dass die Ausgangstransistoren für eine Zeit von etwa 2 ns ausgeschaltet sind, Zeit, auf den zweiten Wert anzusteigen. bei dem der Abschaltkomparator DA3 der Mikroschaltung arbeitet. Dadurch wird der Sanftanlaufkondensator C4 entladen und der Transistor VT1 des Controllers reduziert die Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers auf nahezu Null. Nach dem Schließen der leistungsstarken Transistoren VT1, VT2 geht die Spannung an Klemme 9 des Reglers nahe Null und der Sanftanlaufvorgang beginnt. Wird der Ausgangsverschluss nicht entfernt, wiederholt sich der beschriebene Vorgang. Der logische Knoten zur Steuerung der Ausgangsverstärker des Controllers bietet folgende Funktionen: deren gleichzeitiges Schließen bei einem hohen Pegel des Synchronimpulses an Pin 4 oder am Ausgang des Latches; ihr abwechselndes Öffnen bei einem niedrigen Pegel des Synchronimpulses und am Ausgang des Latches; Änderung der Dauer der Ausgangsimpulse in Abhängigkeit vom Pegel des Fehlersignals. In der Stromversorgung (Abb. 5) wird die herkömmliche SHI-Regelung verwendet, wenn die OS-Spannung an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers DA1 des Controllers angeschlossen wird, und die beispielhafte an den nichtinvertierenden. Das Fehlanpassungssignal erzeugt ein bestimmte Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers, die zum invertierenden Eingang des Komparators DA5 gelangt. Der nichtinvertierende Eingang des Komparators (Pin 7) empfängt über die R2C3C6-Schaltung eine Sägezahnspannung vom Generator G1 (Pin 6), die von der Quelle G2 nach oben verschoben wird. Der Push-Pull-Zyklus beginnt, wenn der Controller-Ausgangstakt G1 hoch ist. Dieser Impuls setzt am Latch-Ausgang einen Low-Pegel und schaltet ihn gleichzeitig über das DD4-Element zum Eingang C des Phaseninverters DD5, DD6 in den nächsten Zustand und bereitet den entsprechenden Ausgangsverstärker zum Öffnen vor. Darüber hinaus kommt es direkt zu den Eingängen der Elemente DD7, DD8. Folglich sind die Ausgänge beider Verstärker DA7, DA8 niedrig und die Source-Transistoren VT1 und VT2 sind geschlossen. Nach dem Abklingen des Taktimpulses hebt ein niedriger Pegel am Ausgang des DD4-Elements das Verbot des Öffnens der Ausgangsverstärker auf. Der leistungsstarke Quelltransistor, für den ein Freigabesignal vom Phasenwender vorliegt, öffnet. Gleichzeitig beginnt die Aufladung des Kondensators C1 und die Spannung an Klemme 7 des Reglers steigt an. Sobald die Sägezahnspannung am nichtinvertierenden Eingang des Komparators dem Pegel des Fehlersignals am invertierenden Eingang entspricht, geht der Ausgang auf High, wodurch der Latch in den Eins-Zustand versetzt wird. Ein offener, leistungsstarker Source-Transistor schließt und ein geschlossener Transistor ist vor versehentlichem Öffnen geschützt. Diese Transistoren bleiben bis zum Ende der Periode geschlossen, bis der Master-Oszillator mit dem nächsten Synchronisationsimpuls den Latch-Ausgang auf einen niedrigen Pegel setzt und durch Umschalten des Phasenumrichters in den nächsten Zustand einen weiteren leistungsstarken Transistor zum Einschalten vorbereitet. Darüber hinaus wiederholen sich die beschriebenen Vorgänge. Je nach Höhe des Fehlersignals schaltet der Komparator später oder früher. Dementsprechend ändert sich auch die Einschaltdauer des Ausgangsverstärkers. Dadurch wird die Ausgangsspannung des Wandlers stabilisiert. Der Controller kann ein Push-Pull-Pulsbreitensignal erzeugen, um Hochleistungstransistoren in zwei Hauptmodi zu steuern. Im ersten Fall vergleicht der Komparator die Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers mit der Sägezahnspannung an Pin 6. Dies ist der traditionelle Spannungsrückkopplungsmodus. Im zweiten vergleicht der Komparator die Spannung des Fehlerverstärkers mit dem Spannungsabfall am Widerstand R12 – einem Stromsensor, der im gemeinsamen Stromkreis leistungsstarker Schalttransistoren enthalten ist (Stromrückkopplungsmodus). Im betrachteten Fall ist, wie aus Abb. In 5 wird eine Kombination dieser beiden Modi angewendet. Zur Unterdrückung von Schaltgeräuschen wird zwischen dem Stromsensor und dem Stop-Eingang ein Integratorschaltkreis R4C5 eingesetzt. Für den Fall, dass Energieverluste den Einsatz eines Strommesswiderstands nicht zulassen, kommt ein Stromwandler zum Einsatz. Wenn der Wandler mit einer über einen weiten Bereich schwankenden Eingangsspannung betrieben werden muss, empfiehlt es sich, eine direkte parametrische Verbindung für die Eingangsspannung zu verwenden. Die am Eingang des Komparators anliegende parametrische Sägezahnspannung wird von einer externen RC-Schaltung erzeugt. Der fallende Abschnitt der „Säge“ wird durch ein Signal am Ausgang des Generators durch einen externen Transistor gebildet. Um eine Sättigung des Wandlertransformators zu verhindern, kann ein Knoten verwendet werden, der das Volt-Sekunden-Produkt berechnet und die Leistungstransistoren abschaltet, wenn es einen gefährlichen Pegel erreicht. Es wird empfohlen, die Ausgänge A und B des Controllers mit Schottky-Dioden (VD2, VD3) für einen gepulsten Strom von mindestens 2 A zu überbrücken. Wenn der Controller mit einem Trenntransformator belastet ist oder die Stromstöße durch die Drain-Gate-Kapazität steigen sehr hoch, Shunt-Dioden sind erforderlich. Sie begrenzen negative Störimpulse an den Ausgängen A und B auf 0,3 V. Wie bei allen Hochfrequenzkomponenten muss auch bei der Steuerung sorgfältig auf die Platzierung externer (Anbau-)Komponenten und Verkabelung geachtet werden, um parasitäre induktive oder kapazitive Kopplungen zu minimieren. Die Leitungen der Teile müssen so weit wie möglich gekürzt werden. Aus diesen Gründen ist es vorzuziehen, den Controller auf einer doppelseitigen Leiterplatte zu montieren. Signalleiter werden so platziert, dass sie sich überall über der Folie des gemeinsamen Kabels befinden. Die Leistungsausgänge sollten mit zwei Durchgangskondensatoren überbrückt werden – einer keramischen Kapazität mit niedriger Induktivität von 0,1 μF, die nicht weiter als 6 mm von Pin 15 des Mikroschaltkreises entfernt platziert ist, um hochfrequente Störungen und eine Oxid-(Tantal-)Bewertung zu unterdrücken 1 bis 5 μF, nicht weiter als 12 mm von Pin 13 entfernt eingelötet und dient als Energiespeicher zur Versorgung von Ausgangsverstärkern. Es wird empfohlen, zwischen Klemme 0,01 und dem gemeinsamen Draht einen Kondensator mit niedriger Induktivität und einer Kapazität von mindestens 16 uF anzuschließen. Um die Stabilität des Wandlers gegenüber parasitärer Erregung zu erhöhen, sollte die seriell parasitäre Induktivität des Ausgangs der Stromverstärker des Controllers minimal sein. Die Lösung kann hier die weitestgehende Annäherung leistungsstarker Feldeffekttransistoren an die Mikroschaltung und die Verwendung von induktiven Serienwiderständen R7, R8 sein. Um den Einfluss leistungsstarker Transistoren auf analoge Schaltkreise zu reduzieren, sind eine Abschirmung und die Verwendung konsistenter Leitungen zur Übertragung von Steuerimpulsen zu ihrem Gate erforderlich. Weder in der ausländischen noch in der inländischen Dokumentation wird der Typ der leistungsstarken Feldeffekttransistoren VT1, VT2 und Schottky-Gleichrichterdioden VD6 des Wandlers angegeben. Wer es selbst herstellen möchte, muss diese Komponenten experimentell auswählen und sicherstellen, dass das Gerät zuverlässig funktioniert. Wir können die Transistoren KP750A, KP767V, KP778A, IRF640 empfehlen. Zusätzlich zu dem im Diagramm angegebenen Typ leistungsstarker Dioden können KD271BS, KD272BS, KD273BS, KDSh2967BS, KDSh2967VS, CTQ2535, CTQ2545 geeignet sein; Dioden VD4, VD5 - aus der 2D253-Serie sowie 2D255V-5, ZDCH122-20, ZDCH122-20X. Vor der Arbeit sollten Sie sich unbedingt mit [2] vertraut machen. Der KR1156EUZ-Controller unterscheidet sich von dem beschriebenen durch das Fehlen eines Phasenumkehrtriggers und durch die Tatsache, dass die Ausgangsstromverstärker gegenphasig arbeiten. Darüber hinaus sind Versionen mit Gleichtaktausgängen A und B erhältlich, die parallel geschaltet werden können, mit einem Ausgang B (wie beim UC1823) und mit Ausgang A, der mit dem invertierenden Eingang des Strombegrenzungskomparators verbunden ist. Literatur
Autor: S. Egorov, Brjansk
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