Stabiler, rauscharmer Quarzoszillator für Mikrowellen und Transverter. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik

Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Knoten von Amateurfunkgeräten. Generatoren, Überlagerungen

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Im Zusammenhang mit der Nutzung schmalbandiger Modulationsarten CW, SSB, NBFM bis 411 GHz durch Funkamateure ist es besonders wichtig, bei Mikrowellen-Transvertern auf eine hohe Stabilität der Lokaloszillatorfrequenz zu achten. Ein weniger bekanntes Problem ist Phasenrauschen, und die meisten Amateurfunk-Oszillatordesigns haben übermäßige Rauschpegel, die den Dynamikbereich von Transvertern reduzieren. Diese Probleme werden offengelegt und Wege zu ihrer Lösung werden in 5 Hauptabschnitten des Artikels vorgeschlagen. In dem Abschnitt, der das Problem des Phasenrauschens erläutert, wird angemerkt, dass Millimeterwellen-Transverter-Oszillatoren typischerweise bei Frequenzen um 100 MHz arbeiten und ihr Phasenrauschpegel ein sehr kritischer Parameter ist, weil. ein weiterer Verdopplungsschritt erhöht den Rauschpegel im Signal um 6 dB. So erhöht beispielsweise die sukzessive Verdopplung einer Quarzfrequenz von 100 MHz auf 10 GHz das Ausgangsrauschen um fast 40 dB und bis zu 250 GHz um 68 dB oder mehr.

Übliche Schaltungen von Quarzoszillatoren liefern einen Phasenrauschpegel von -155 dB / Hz relativ zum Trägerpegel (in Bezug auf die Leistung). Eine Multiplikation auf 245 GHz verschlechtert diesen Parameter im Ausgangssignal auf -87 dB/Hz. Bei Verwendung von NBFM beispielsweise beträgt der Rauschpegel im 16-kHz-Band (-87 + 42) dB, d. h. nur 45 dB unter Träger. In diesem Fall beträgt der Dynamikbereich des Empfängers nur 45 dB, und im Sendemodus ist das abgestrahlte Breitbandrauschen 45 dB geringer als der Pegel des Hauptsignals.

Im Abschnitt „Verbesserung der Stabilität“ wird gezeigt, dass Quarzoszillatoren eine Temperaturinstabilität von ±10 ppm (10) aufweisen^-5) von 0°С bis +70°С. Dies entspricht ±100 kHz bei 10 GHz, wenn ein 100-MHz-Signal multipliziert wird. Die Temperaturkompensation kann eine Instabilität von nicht weniger als 0,3 ppm (3 * 10^-7) oder ±3 kHz bei 10 GHz oder ±7 kHz bei 24 GHz oder ±75 kHz bei 250 GHz. Ein PLL-System mit einem Referenzoszillator, der dem Rubidium-Frequenzstandard entspricht, trägt dazu bei, eine „steinige“ Instabilität des lokalen Oszillators zu erreichen.

Solche Generatoren wurden in veralteten Funknavigationsinstrumenten verwendet und sind in amerikanischen Illiquid-Läden zu finden. Sie haben eine Temperaturinstabilität von ±10-9 oder 0,001 ppm und ermöglichten es dem Autor, nach Multiplikation auf dem Amateurband 250...241 GHz eine Langzeitinstabilität von ±250 Hz zu erreichen. Im Abschnitt „Phasenrauschreduzierung“ wird am Beispiel einer herkömmlichen Butler-Quarz-Oszillatorschaltung auf einem Bipolartransistor gezeigt (Abb. 1), dass der Rauschpegel im Ausgangssignal hauptsächlich das Rauschen des Eingangs des Transistors bestimmt , an dem das Signal vom Quarzresonator anliegt und nach Erhöhung des Widerstands dieses Eingangs merklich abnimmt.

Ris.1

Für die Schaltung in Abb. 45 beträgt der Rauschpegel -155 dB/Hz, und nach dem Ersetzen des bipolaren 2N5179 durch einen J310-Feldeffekttransistor mit gemeinsamem Gate erhielt der Autor einen Phasenrauschpegel von -172 dB/Hz. Der Abschnitt „VCO-Schaltung“ stellt eine Schaltung eines spannungsgesteuerten Oszillators vor (Abb. 2) – den Hauptknoten eines vom Autor entwickelten rauscharmen PLL-Kristalloszillators (Low-Noise Phase-Locked Crystal Oscillator – LNPLXO).

Ris.2

Die Common-Gate-Verstärkerstufe an Q1 sorgt für eine hohe Eingangsimpedanz für das Signal vom Quarzresonator Y1, und der Emitterfolger Q2 sorgt für eine niedrige VCO-Ausgangsimpedanz und dementsprechend für einen niedrigen Widerstand des Resonator-Erregerkreises. Y1 wird bei der fünften Harmonischen der Serienresonanz angeregt, hat einen AT-Grenzwert und C0=30 pF, R0<60 Ohm. Die L1C1C2-Schaltung wählt die erforderliche Harmonische aus. R14 überbrückt es, um die Linearität zu verbessern und stellt die erforderliche Verstärkung der POS-Generatorschaltung ein. Die Schaltung D2C9R2R3 begrenzt die Amplitude des unverzerrten Ausgangssignals. Der Verbindungspunkt R2R3 ist auf 1,6 V eingestellt. Wenn das Spitzen-HF-Signal am Drain von Q1 -2 V erreicht, öffnet sich D2 und begrenzt den weiteren Anstieg der Amplitude des Ausgangssignals, ohne den Arbeitspunkt von Q1 zu ändern, der einen hat wirkt sich positiv auf die Linearität und das Rauschverhalten des Generators aus. Mit R2 können Sie den Ausgangssignalpegel so wählen, dass an Y1 nicht mehr als 1 mW verloren geht. Um sicherzustellen, dass die Belastung des VCO minimal ist, wird das Ausgangssignal über einen T2-1:9-Transformator vom Q1-Kollektor abgenommen. Das PLL-System für LNPLXO (Abb. 3) ist nach dem Standardschema aufgebaut.

Ris.3

Seine Basis ist U1 (MC145158), einschließlich eines Frequenzteilers R eines Signals eines hochstabilen Rubidium-Referenzoszillators (Eingang 1/U1); DPKD für VCO-Frequenz, vorgeteilt durch U2-Chip in 20/21 (MS12019) oder 32/33 (MS12015) (Eingang 8/U1); Phasendetektor - Ausgang 5/U1. Das Signal des Phasendetektors wird dem LPF R19C13 zugeführt, dessen Parameter nicht ganz den Empfehlungen von Motorola entsprechen und experimentell unter Berücksichtigung der hohen Quarzqualität im VCO ausgewählt wurden (Abb. 46). Das PLL-System wird vom Mikrocontroller PIC16F83 (U4) gesteuert, dessen Steuerprogramm (Datei STEP1199.ZIP) unter arrl.org/files/qex/ zu finden ist. Für den 24,192-GHz-Transverter verwendet der Autor einen antiparallelen Diodenmischer, während der Heterodyn mit der halben Frequenz arbeiten sollte, gleich 11,448 GHz mit einer ZF von 1296 MHz. Um aus dem LNPLXO-Signal (Abb. 46, 47) mit einer Frequenz von 95,4 MHz 11,448 GHz zu erhalten, ist ein Multiplikator mit 120 erforderlich. Dies wird durch sukzessive Multiplikation mit 2, 3,4 und 5 gelöst.

Autor: John Stephensen (KD6OZH); Veröffentlichung: N. Bolschakow, rf.atnn.ru

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