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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Transistor UMZCH mit erhöhter dynamischer thermischer Stabilität. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Transistor-Leistungsverstärker Der Artikel beschreibt den UMZCH, der technische Lösungen verwendet, die die dynamische thermische Stabilität der Ausgangsstufe bei Bipolartransistoren verbessern. In einer solchen Kaskade werden Schaltverzerrungen aufgrund des Wegfalls der Stromunterbrechung in Hochleistungstransistoren eliminiert. Im zweiten Teil des Artikels werden Empfehlungen zur Erweiterung der Verstärkerbandbreite von unten gegeben, was sich positiv auf die Qualität der Klangwiedergabe auswirkt. Ein ähnlicher UMZCH wurde von E. Aleshin auf der russischen Hi-End-Ausstellung 1998 vorgestellt, wo er angemessen mit Röhrenverstärkern konkurrierte.
Die Hauptquelle der Wärmefreisetzung im UMZCH ist die Ausgangsstufe, und bei der Entwicklung von Transistor-Leistungsverstärkern wurde immer große Aufmerksamkeit auf ihre thermische Stabilisierung gelegt. In den 80-90er Jahren wurde in hochwertigem UMZCH (z. B. [1 - 3]) die in Abb. 1 vereinfachte Ausgangsstufenschaltung am häufigsten verwendet. 2. Zu seinen Vorteilen gehören eine zufriedenstellende thermische Stabilität (wenn die Transistoren VT4, VT5, VTXNUMX auf einem gemeinsamen Kühlkörper angeordnet sind), eine hohe Grenzfrequenz des Übertragungskoeffizienten und ein niedriger Ausgangswiderstand. Die Stromunterbrechung des passiven Arms sowie die dynamische Instabilität des Ruhestroms der Ausgangstransistoren aufgrund von Temperaturschwankungen der Transistorübergänge bei Änderung des Signalpegels tragen jedoch zu einer Erhöhung der Schaltverzerrungen bei. Diese Merkmale verschlechtern die subjektive Beurteilung und Zuverlässigkeit der Tonwiedergabe. Informationen zur dynamischen Modusstabilisierung Vor einigen Jahren schlug der Chabarowsker Erfinder E. Aleshin ein Verfahren zur Stabilisierung des Betriebsmodus (Ruhestrom) von Transistorkaskaden vor [4,5, 6], das es ermöglichte, die dynamische Temperaturinstabilität um eine Größenordnung zu reduzieren und die Stromunterbrechung zu beseitigen in der UMZCH-Gegentakt-Ausgangskaskade und machen die Stromumverteilung darin genauer (wie in einem "parallelen" Verstärker [XNUMX]).
Auf Abb. 2 zeigt eine vereinfachte Schaltung eines Verstärkers mit Stromrückkopplung [2] (A1 ist ein Push-Pull-Folger), bei dem im Gegensatz zum Prototyp der Arbeitspunkt der Ausgangsstufe mit dem von E. Aleshin vorgeschlagenen Knoten stabilisiert wird. Der Ruhestromstabilisator wird an den Elementen VT3, VT4 und VD1, VD2 hergestellt. Wenn ein Durchgangsstrom durch die leistungsstarken Transistoren VT5, VT6 und die mit ihnen in Reihe geschalteten nichtlinearen Elemente - Dioden VD1, VD2 - fließt, bildet sich an letzterem ein Spannungsabfall, der bei Erreichen der Öffnungsschwelle der Transistoren VT3, VT4 bewirkt, dass ihr Basis- und Kollektorstrom erscheint, wodurch der Eingangsstrom der Transistoren VT5, VT6 reduziert wird. Dadurch wird der Durchgangsstrom durch die Transistoren der Endstufe begrenzt und dementsprechend der Strom durch die Dioden VD1, VD2 - Stromsensoren. Es wird eine statische (langfristige) thermische Stabilität erreicht, wie im Schema in Abb. 1, die den thermischen Kontakt der Transistoren VT3, VT4 mit den Dioden VD1, VD2 bereitstellt. Die dynamische Stabilisierung ist aufgrund der geringeren Wärmeentwicklung bei Dioden viel besser als bei leistungsstarken Transistoren, und der Effekt ist erreichbar, wenn die Kristalle dieser Dioden und Transistoren ein vergleichbares Volumen haben. Bei Vorhandensein eines Signals wird aufgrund des logarithmischen CVC der Dioden eine glatte Umverteilung des Stroms durch die Last und zwischen den Dioden VD1 und VD2 erhalten. Außerdem nimmt der Strom durch sie niemals auf Null ab, außer bei der Stromunterbrechung der Ausgangstransistoren. Der Strom durch die passive Schulter kann deutlich erhöht werden, indem ein Widerstand zwischen die Basen der Transistoren VT3, VT4 (d. h. parallel zu VD1, VD2) eingefügt wird. Gleichzeitig beeinflussen weder die Temperatur leistungsstarker Transistoren noch der Spannungsabfall an den Widerständen (falls vorhanden) in den Basis- und Emitterkreisen dieser Transistoren den Ruhestrom und seine Verteilung zwischen den Armen bei Vorhandensein eines Signals. Es mag schwierig erscheinen, Dioden und parallel zu ihnen durch einen Emitterübergang geschaltete Transistoren auszuwählen, um eine Stabilisierungsbedingung bereitzustellen: Σ UBe = Σ UVd. Tatsächlich reicht es aus, nur geeignete Gerätetypen zu finden, eine Auswahl von Kopien ist nicht erforderlich. Darüber hinaus gibt es eine einfache Möglichkeit, den Arbeitspunkt einzustellen, was später in der Beschreibung des vorgeschlagenen UMZCH gezeigt wird. Über thermische Verformung Hier ist es angebracht, ein wenig über thermische Verzerrungen und Methoden zu ihrer Beseitigung beim Entwurf von Transistorverstärkern zu sprechen. Thermische Verzerrungen sind Änderungen, die am Signal vorgenommen werden, wenn es durch einen elektrischen Schaltkreis oder eine Verstärkerstufe geht, aufgrund der thermischen Wirkung des Signals selbst (Strom) auf die temperaturempfindlichen Parameter der Verstärkerelemente. Ein Beispiel für thermische Verzerrung in passiven Schaltungen ist die Signalkompression in dynamischen Köpfen aufgrund der Erwärmung der Schwingspulen (insbesondere in Hochleistungs-Hochtemperaturköpfen). Bei Halbleiterbauelementen bewirkt eine Erhöhung der Kristalltemperatur unter Einwirkung eines fließenden Signalstroms eine Änderung grundlegender Parameter wie beispielsweise der Flussspannung von Dioden (-2,2 mV/K), der Basis-Emitter-Spannung von Bipolar Transistoren (-2,1 mV/K), statischer Stromübertragungskoeffizient von Bipolartransistoren (+0,5 %/K), usw. Thermische Prozesse haben aufgrund der realen Wärmekapazität des Kristalls und des Gerätegehäuses einen Trägheitscharakter. Daher führen elektrothermische Prozesse in Transistoren nicht nur zu Änderungen der Momentanwerte von Parametern, sondern erzeugen auch einen "Memory" -Effekt in elektrischen Schaltungen und Verstärkerstufen. Das thermische Gedächtnis in verstärkenden Kaskaden manifestiert sich als zeitlich veränderliche Parameter, nachdem sie einem starken Signal ausgesetzt wurden: eine Verschiebung des Arbeitspunkts der Kaskaden, eine Änderung des Übertragungskoeffizienten (nicht stationärer multiplikativer Fehler); Verschiebung des Gleichanteils des Signals (instationärer additiver Fehler). Letzteres ähnelt der Manifestation der Absorption des Dielektrikums eines Kondensators in der Signalpfadschaltung. Diese Prozesse erzeugen lineare und nichtlineare Signalverzerrungen, die die Qualität des wiedergegebenen Tons verschlechtern [7]. Es sei besonders darauf hingewiesen, dass die herkömmliche thermische Stabilisierung die dynamische thermische Stabilität von Kaskaden aufgrund der viel größeren Zeitkonstante von thermischen Prozessen in der Vorrichtung im Vergleich zu der Zeitkonstante von thermischen Prozessen innerhalb einer Halbleitervorrichtung nicht wesentlich verbessern kann. Dies gilt teilweise sogar für monolithische Mikroschaltungen. Um die mit dem thermischen Gedächtnis von Halbleiterbauelementen verbundenen Probleme zu beseitigen, ist es offensichtlich notwendig, Schaltungslösungen zu verwenden, die Temperaturschwankungen in Bauelementkristallen oder deren Auswirkung auf Verstärkerparameter reduzieren. Solche Lösungen können sein: - isothermer Betriebsmodus eines Halbleiterbauelements [8];
Beschreibung des UMZCH-Schemas Der Leistungsverstärker ist gemäß dem schematischen Diagramm (Fig. 3) aufgebaut, das dem gezeigten Blockschaltbild entspricht.
Wichtigste technische Merkmale Nenneingangsspannung, V...............1
Am Eingang ist ein Tiefpassfilter R1C2 installiert, um HF-Störungen am Eingang zu reduzieren. Die gleiche Schaltung enthält einen Eingangsspannungsbegrenzer an den Elementen R3, R4, C1, C3, VD1–VD4, um die Eingangsstufen des Verstärkers vor Überlastung zu schützen. Das Eingangssignal vom Lautstärkeregler (VR) wird über einen Tiefpassfilter einem „parallelen“ Repeater VT1, VT2, VT4, VT5 (in [10] Pseudo-Push-Pull-Emitter-Folger genannt) zugeführt. Die Widerstände R5, R6 dienen dazu, den Eingangsstrom auszugleichen, d. h. die konstante Komponente des Stroms durch den RG zu eliminieren, die aufgrund von Unterschieden in den statischen Stromübertragungskoeffizienten der Eingangsbipolartransistoren entsteht und eine Vorspannung am Eingang erzeugt. Der Kondensator C6 verhindert eine Selbsterregung der Eingangsstufe bei Hochfrequenzen. Der statische Betriebsmodus des Repeaters wird durch die Versorgungsspannung durch parametrische Stabilisatoren R7VD5, R12VD6 stabilisiert und durch die Widerstände R8-R11, R16, R17T8K eingestellt, so dass im Ruhezustand der Unterschied in der thermischen Leistung zwischen den Transistoren der Repeater-Stufen gering ist. Der dynamische thermische Modus, der durch die Elemente R13, R14, R24, R25 in Kombination mit dem statischen Modus bestimmt wird, wird so ausgewählt, dass Leistungsschwankungen an den Repeater-Transistoren bei Vorhandensein eines Signals und die Differenz der Momentanleistungen minimiert werden Transistoren VT1 und VT4 (VT2 und VT5) und erhalten so die minimale momentane Temperaturdifferenz zwischen ihren Kristallen. Dies geschieht so, dass thermische Schwankungen in der Spannung der IBE-Transistoren der ersten und zweiten Stufe subtrahiert werden und die Signalspannung am Ausgang des Repeaters und damit am Ausgang des Verstärkers nur minimal einer thermischen Verzerrung unterliegt, interpretiert als „Signalspannungsspeicher“ (instationärer additiver Fehler) . Die Spannung vom Ausgang des Verstärkers über die Teiler R26R16 und R27R17 wird dem Ausgang des "parallelen" Folgers zugeführt - den Emittern VT4, VT5, die den Strom durch sie ändern, d. H. Es wird ein Fehlerstrom gebildet, der proportional zur Abweichung ist der Ausgangsspannung des Verstärkers, dividiert durch die UMZCH-Verstärkung, vom Eingang. Der gegenphasige Fehlerstrom durch den Stromfolger VT3 (VT6) wird dem Stromverstärker VT13 (VT14) zugeführt. Sein Ausgang wird auf die Widerstände R39, R40 und die Eingangsimpedanz des Ausgangsfolgers VT15, VT16 geladen, an dem Spannung angelegt wird (d. h. dies ist eine Impedanzwandlungsstufe) und über den Ausgangsfolger der Last (AC) zugeführt. Der Widerstand R41 bestimmt den Ruhestrom des Fehlerstromverstärkers (VT13, VT14) und ist so gewählt, dass er das Schließen des passiven Arms dieser Stufe aufgrund des durch R39, R40 fließenden Stroms ausschließt. Letztere verschieben den ersten Pol in der Frequenz in der allgemeinen NF-Schleife nach oben. Die Frequenzkorrektur in der OOS-Schleife wird durch Kondensatoren SYU, C11 ausgeführt, die zwischen die Impedanzumwandlungsstufe und den Ausgang des "parallelen" Folgers geschaltet sind. Ihr Einbau verbessert das Einschwingverhalten des Verstärkers, wenn er an einer niederohmigen Last, also an Lautsprechern, belastet wird [2]. Die Phasenvorlaufkorrektur wird von den Schaltungen R28C7 und R29C8 durchgeführt. Der Trimmerwiderstand R15 dient dazu, den Offset am DC-Ausgang des UMZCH zu eliminieren. Der Emitterstrom der Ausgangsstufe fließt durch Stromsensoren - Dioden VD11-VD14. Die Spannung der Dioden, die Informationen über den Momentanwert des Durchgangsstroms der Endstufe enthält, wird über den Teiler R42R36R37R43 dem Differenzverstärker VT11, VT12 zugeführt und in Strom umgewandelt. Von den Kollektoren VT11, VT12 wird der Strom durch den Stromspiegel VT7, VT9 (VT8, VT10) dem Eingang des Fehlerstromverstärkers zugeführt, wodurch dessen Eingangsstrom reduziert wird. Da die Änderung dieses Stroms in beiden Zweigen gleichphasig ist (im Gegensatz zum Fehlerstrom des "parallelen" Folgers), führt sie zu einer Änderung des Durchgangsstroms des Fehlerverstärkers und damit der Ausgangsstufe, ändert sich aber nicht die Ausgangsspannung. Dadurch wird der Ruhestrom der Ausgangsstufe stabilisiert. Die R38C13-Schaltung verhindert eine parametrische Erregung der Stabilisierungseinheit und führt zusammen mit R42, R43 auch eine Frequenzkorrektur in der OOS-Schleife durch. Der Anschluss der Stabilisierungseinheit ist etwas anders als in Abb. 2, aber dies ist nicht wichtig, und in Verstärkern verschiedener Strukturen kann es auf unterschiedliche Weise implementiert werden. Dabei muss jedoch berücksichtigt werden, dass die dynamischen Temperaturschwankungen der Stabilisierungsrückkopplungstransistoren (VT3, VT4 in Abb. 2 und VT11, VT12 in Abb. 3) auch die thermische Stabilität des Arbeitspunktes beeinflussen Endstufe, aber verschieben Sie es in die entgegengesetzte Richtung im Vergleich zu Dioden - Stromsensoren. Die Dioden VD7-VD10 sind schützend, sie verhindern das Öffnen des OOS der Ruhestromstabilisierung bei Transienten (z. B. beim Einschalten der Stromversorgung oder bei starkem Impulsrauschen) und verwandeln sich in einen POS mit einem unkontrollierten Anstieg des Durchgangsstroms in die Ausgangsstufe. DiodeYu9 (VD10) erzeugt auch einen zusätzlichen Spannungsabfall über dem Stromspiegeltransistor VT7 (VT8), was ihn zu einem lineareren Abschnitt der Kennlinie bringt. Aufbau und Details Der Verstärker wird vom Autor auf einem universellen Steckbrett zusammengebaut. Leistungsstarke Transistoren der Endstufe sind auf einem gemeinsamen Kühlkörper mit einem Wärmewiderstand von nicht mehr als 2 K / W durch isolierende Wärmeleitpads installiert. Leistungsstarke Dioden werden zusammen mit den Transistoren VT11, VT12 auf einem separaten Kühlkörper platziert, der mit einem gemeinsamen Draht verbunden ist, mit einem Wärmewiderstand von nicht mehr als 15 K / W. Es ist besser, Transistoren auf der Rückseite des Plattenkühlkörpers gegenüber den Dioden mit der höchsten Durchlassspannung zu installieren (wenn sie von unterschiedlichem Typ sind, wie in Abb. 3), d. H. In diesem Fall liegt VT11 gegenüber VD12 und VT12 liegt VD13 gegenüber. Die Transistoren VT13, VT14 sind auf kleinen Kühlkörpern mit einem Wärmewiderstand von 20...30 K/W installiert. Sie können auch auf einem Kühlkörper mit Endstufendioden platziert werden, dies verschlechtert jedoch die statische thermische Stabilität des Ruhestroms. Bei dieser Ausführungsform sollte der thermische Widerstand des gesamten Kühlkörpers nicht mehr als 10 K/W betragen. Festwiderstände - Metallfilm, Tuning - Multiturn. Widerstände R8-R11, R16-R18, R23, R26, R27, R32, R35 - mit einer Toleranz von ±1%; Sie können aus gewöhnlichen mit einer Toleranz von ± 5 % oder einer Genauigkeit ausgewählt werden, die den angegebenen Werten der E96-Serie am nächsten kommt. Die restlichen Festwiderstände haben eine Toleranz von ±5%. Oxidkondensatoren C14, C15 - niederohmig (niedriger ESR), die in Schaltnetzteilen verwendet werden; unpolar mit der angegebenen Nennspannung - Folie. Die Kondensatoren C2, C10, C11 werden vorzugsweise mit Polystyrol- oder Polypropylen-Dielektrikum verwendet, der Rest sind Keramik für eine Spannung von 25 oder 50 V mit einem X7R-Dielektrikum (oder NPO, COG-Gruppen für C6 C8). Zenerdioden VD5, VD6 sind Präzisionsdioden, sie haben eine Toleranz von ± 1 %, Sie können auch andere mit einer Toleranz von ± 2 % (z. B. BZX55B) verwenden oder aus einem Bereich von ± 5 % (BZX55C) auswählen. Dioden VD7-VD10 - ultraschnell (ultrafast) für einen durchschnittlichen Strom von 1 A mit einer Durchlassspannung von 0,6 ... 0,7 V bei einem Strom von 0,1 A. Die Dioden der Ausgangsstufe können beliebige leistungsstarke Schottky-Dioden oder für einen Durchschnitt ultraschnell sein Strom von nicht weniger als 10 A. Jede Kombination von Typen und Anzahl von Dioden im Arm ist akzeptabel; Es ist nur wichtig, dass der Gesamtspannungsabfall für einen bestimmten Ruhestrom, der durch sie fließt, innerhalb von 0,7 ... 0,9 V liegt. Beispielsweise kann die Diode VD12 (VD13) durch zwei in Reihe geschaltete MBR1045 oder MBR1035 ersetzt werden. Es ist vorzuziehen, Dioden für Ströme bis zu 20 A oder mehr zu verwenden, da sie ein größeres Kristallvolumen haben und daher in der Lage sind, eine bessere dynamische thermische Stabilität bereitzustellen. Die Transistoren BC550C, BC560C im "parallelen" Repeater können durch BC550B, BC560B oder BC549, BC559 mit den Buchstabenindizes C oder B und an anderen Positionen auch durch BC547, BC557 oder BC546, BC556 mit den Buchstabenindizes C oder B ersetzt werden. Transistoren VT11 , VT12 - Hochfrequenz mit geringer Leistung und niedriger Sperrschichtkapazität, zulässigem Kollektor-Gleichstrom von mindestens 0,1 A und Kollektor-Emitter-Spannung von mindestens 60 V. 2SA1540, 2SC3955 oder BC546, BC556 mit beliebigem Buchstabenindex sind ebenfalls geeignet, im letzteren Fall nimmt die Stabilitätsmarge der Stabilisierungseinheit etwas ab. Transistoren VT13, VT14 - Hochfrequenz-Mittelleistung mit einem zulässigen Kollektor-Gleichstrom von mindestens 1 A und einer Kollektor-Emitter-Spannung von mindestens 60 V; Es ist vorzuziehen, Instanzen mit einem großen Wert von h2ia zu verwenden. Ausgangstransistoren können 2SA1302, 2SC3281 sein, vorzugsweise Gruppe O (mit einem großen Wert des Parameters h213). Es ist wünschenswert, komplementäre Transistorpaare aller Stufen entsprechend einem nahen Wert von h213 auszuwählen. Transistoren des "parallelen" Folgers werden am besten aus der gleichen Charge verwendet, gleiches gilt für Stromspiegeltransistoren. Bei der Auswahl von Radioelementen kann man sich an den Empfehlungen aus [3] (Nr. 1, S. 18-20) orientieren. Die UMZCH-Ernährung kann unstabilisiert sein. Die Installation eines gemeinsamen Kabels und einer gemeinsamen Stromversorgung erfolgt nach bekannten Regeln. Wir bemerken nur, dass die Elemente C1-C5, R2, VD3-VD6 und der Schirm des Kabels, das den Verstärkereingang mit dem Lautstärkeregler verbindet, dem Eingang vor Ort "Masse" zugeordnet sind.
Einrichten und Messen von Parametern Vor dem ersten Einschalten werden die Schmelzsicherungen in den Stromkreisen durch Widerstände mit einem Widerstandswert von 22...33 Ohm und einer Leistung von 5 W ersetzt und die Trimmer-Widerstandsschieber in die Mittelstellung (für Widerstand) gebracht R37 - bis zur Position des maximalen Widerstands). Die Last wird abgeklemmt, der Eingang geschlossen. Durch langsames Erhöhen der Versorgungsspannung wird die Stromaufnahme in beiden Stromkreisen gesteuert; sie sollte 0,15 A nicht überschreiten. Nachdem Sie die Spannung an den Kondensatoren C14, C15 auf +/-18 V gebracht haben, überprüfen Sie die im Diagramm angegebenen Spannungen: An den Dioden VD3, VD4 sollten 1,5 ... 1,7 V anliegen; auf Zenerdioden VD5, VD6 – jeweils 7,4...7,6 V. Die Ausgangsspannung sollte innerhalb von ±0,3 V liegen und die von den Netzteilen aufgenommenen Ströme sollten gleich sein. Nachdem Sie die Versorgungsspannung auf +/-25 V (an C14, C15) erhöht haben, überprüfen Sie erneut die angezeigten Spannungen und den Stromverbrauch. Stellen Sie durch Überwachung der Ausgangsspannung mit einem Oszilloskop sicher, dass der Verstärker nicht selbsterregend ist. Stellen Sie dann mit dem Trimmwiderstand R15 die minimale konstante Spannung am Ausgang ein. Anschließend wird der Ruhestrom der Endstufe über den Trimmwiderstand R37 und ggf. R36 eingestellt. Überwachen Sie die Ausgangsspannung mit einem Millivoltmeter, öffnen Sie den Eingang und stellen Sie die Ausgangsspannung mit dem Trimmwiderstand R6 auf die gleiche Spannung wie vor dem Öffnen ein. Anschließend schließen sie den Eingang wieder und minimieren die Offsetspannung am Ausgang mit dem Widerstand R15 so genau wie möglich. Überprüfen Sie nach dem Öffnen des Eingangs erneut die Ausgangsspannung und bringen Sie diese gegebenenfalls mit dem Widerstand R6 auf Null. Anhand von Testsignalen – einer Sinuskurve und einem Mäander mit einer Frequenz von 1 kHz – wird das Fehlen einer Selbsterregung bei verschiedenen Amplituden bis hin zum Grenzwert überprüft. Drei Arten der Selbsterregung sind möglich (z. B. durch den Einsatz anderer Transistortypen). Der erste ist in der Regel mit einer übermäßigen Phasenverschiebung in der allgemeinen Rückkopplungsschleife verbunden, die durch Erhöhen der Kapazität der Kondensatoren C10 und C11 beseitigt wird; In diesem Fall ist die entsprechende Abnahme der Frequenz des ersten Pols in der OOS-Schleife und die maximale Spannungsanstiegsgeschwindigkeit am Ausgang zu berücksichtigen. Der zweite Grund ist die Phasenverschiebung in der OOS-Schleife der Ruhestromstabilisierungseinheit; er wird durch Verringern des Widerstandswerts des Widerstands R38 verringert. Die dritte Art ist die parametrische Anregung in der Ruhestromstabilisierungseinheit, die bei fehlendem Signal am Ausgang deutlich sichtbar ist (in diesem Fall fließt ein Strom von bis zu mehreren Ampere durch die Ausgangsstufe, wenn keine Strombegrenzung vorhanden ist). Widerstände in den Stromkreisen). Dies wird durch die Erhöhung des Widerstands R38 beseitigt. Wie Sie sehen, sind die Anforderungen an diesen Widerstand widersprüchlich. Um den optimalen Widerstand zu bestimmen, müssen Sie daher (falls erforderlich) seine Ober- und Untergrenze ermitteln, bei der noch keine Selbsterregung auftritt, und den optimalen Wert berechnen das arithmetische Mittel. Sie können für diesen Vorgang einen Trimmwiderstand verwenden, wenn Sie ihn direkt und ohne Drähte auf die Platine löten, damit parasitäre Verbindungen und Induktivitäten das Ergebnis nicht verfälschen. Das Verhältnis der gefundenen oberen und unteren Grenzen muss mehr als 3 betragen, um einen ausreichenden Stabilitätsspielraum zu gewährleisten. Andernfalls müssen Sie die Transistoren VT11, VT12 durch andere Typen ersetzen. Eine andere Möglichkeit besteht darin, die Kapazität des Kondensators C13 zu erhöhen. Dies ist jedoch unerwünscht, da dadurch die Geschwindigkeit der Ruhestromstabilisierungseinheit verringert wird. Jetzt können Sie Sicherungseinsätze installieren und die entsprechende Last anschließen – einen 4 Ohm 50 W Widerstand. Überprüfen Sie erneut, dass die Testsignale keine Selbsterregung aufweisen. Wenn schließlich ein Spektrumanalysator verwendet werden kann, minimiert der Trimmwiderstand R30 den Pegel der zweiten Harmonischen, wenn am Eingang ein Testsignal mit einer Frequenz von 1 kHz und einer Lastleistung von 40 W angelegt wird. Tritt am Ausgang gleichzeitig ein Spannungsoffset auf (bei fehlendem Signal), so muss dieser mit R15 wieder minimiert werden. Als letzten Ausweg können Sie die harmonische Anpassung überspringen, indem Sie die Widerstände R30, R31 entfernen und R26 mit demselben Wert wie R27 installieren Nach der Abstimmung hat der Verstärker die folgenden Parameter. Bei einer Eingangsspannung von 1 V beträgt die Ausgangsleistung bei einer Last mit einer Impedanz von 4 Ohm (bei einer Phasenverschiebung von bis zu 60 Grad) 50 W. Die Anstiegsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung beträgt mindestens 100 V/µs. Der Grad der harmonischen Verzerrung im Frequenzband 10 Hz...22 kHz bei einer Ausgangsleistung von 40 W bei einer Last von 4 Ohm beträgt nicht mehr als 0,02 %, bei einer Ausgangsleistung von 20 W bei einer Last von 8 Ohm - nicht mehr als 0,016 %. Der Grad der Intermodulationsverzerrung (Frequenzen 19 und 20 kHz im Amplitudenverhältnis 1:1) bei einer Spitzenausgangsleistung von 40 W bei einer Last von 4 Ohm - 0,01 %, bei einer Spitzenausgangsleistung von 20 W bei einer Last von 8 Ohm - 0,008 %. Der mit der IEC-A-Kennlinie gewichtete Geräuschpegel ist bei einem Signalquellenwiderstand von 0,13 und 26 kOhm leicht unterschiedlich – -101, -89 bzw. -85 dB. Unterdrückung der Welligkeit der Versorgungsspannung (mehr als +/-17 V) bei einer Frequenz von 100 Hz – mindestens 70 dB. Der erste Pol in der allgemeinen Rückkopplungsschleife mit einem Lastwiderstand von 4 Ohm liegt bei einer Frequenz von 20 kHz. Der Stabilitätsspielraum des gesamten Umweltschutzmoduls bei einem Lastwiderstand von mindestens 2 Ohm beträgt mehr als 12 dB. Die Abbildungen 4 und 5 zeigen die Abhängigkeit der gesamten harmonischen Verzerrung (THD) sowie der geraden (EVEN) und ungeraden (ODD) harmonischen Koeffizienten von der Ausgangsleistung bei einer Frequenz von 1 kHz und einem Lastwiderstand von 4 und 8 Ohm bzw. in Abb. 6 und 7 - gleich, ab Frequenz mit einer Ausgangsleistung von 40 W bei einer Last von 4 Ohm und 20 W bei einer Last von 8 Ohm.
Nichtlinearitätsmessungen wurden mit einem Signalquellenwiderstand von 13 kOhm durchgeführt, daher berücksichtigen die Messergebnisse auch die Eingangsnichtlinearität (in Wirklichkeit ist sie viel geringer als die Gesamtsumme). Der Signalquellenwiderstand von 13 bzw. 26 kOhm entspricht der Mittelstellung des Lautstärkereglers mit einem Nennwiderstand von 50 bzw. 100 kOhm. Beim Ein- und Ausschalten der Versorgungsspannung ist der Einschwingvorgang im UMZCH unbedeutend, so dass die Lautsprecher ohne Einschaltverzögerungseinheit angeschlossen werden können. Im Entwurf des Autors mit einem instabilisierten Netzteil überschreitet die Amplitude dieses Prozesses beim Einschalten nicht ±40 mV für eine Dauer von etwa 20 ms und im ausgeschalteten Zustand nicht mehr als ±60 mV für eine Dauer von bis zu mehreren Sekunden. Die Unterdrückung der Welligkeit der Versorgungsspannung kann erhöht werden, indem parametrische Stabilisatoren durch rauscharme Integralstabilisatoren [3] mit LM317, LM337 ersetzt und die Stabilisierungsspannung auf 7,5 ± 0,1 V eingestellt wird. Der Ruhestrom der Ausgangsstufe wird etwas hoch gewählt, um eine gleichbleibend niedrige Nichtlinearität und das Fehlen von Schaltverzerrungen zu erreichen sowie die sogenannten Formatverzerrungen (FI) zu reduzieren. Das Wesen von FI ist die nichtmonotone Nichtlinearität der Übertragungskennlinie, d. h. in verschiedenen Abschnitten der Kennlinie wird sie durch unterschiedliche Funktionen beschrieben oder die Funktion hat unterschiedliche Parameter. Dadurch verändert das Signal, das durch Schwingungen der Niederfrequenzkomponente entlang der Übertragungscharakteristik verschoben wird, sein Spektrum an Harmonischen und Intermodulation; Wenn sich die Signalamplitude ändert, entspricht die harmonische Hüllkurve nicht der Signalhüllkurve, was das Ohr als Veränderungen in der Feinstruktur des Klangs erkennen kann. Vergleichsmessungen der dynamischen thermischen Stabilität des Ruhestroms der Ausgangsstufe, durchgeführt im beschriebenen UMZCH und einem Verstärker mit Kaskade gemäß der Schaltung in Abb. 1 zeigte bei sonst gleichen Bedingungen (Modi und Komponenten) eine Verbesserung um das Drei- bis Vierfache. Ein besseres Ergebnis kann, wie oben erwähnt, durch die Verwendung von Dioden mit höherem Strom erzielt werden. Die dynamische thermische Stabilität wurde durch Vergleich des Momentanwerts des Ruhestroms vor und nach einer kurzen (bis zu 1 s) Impulseinwirkung des Laststroms auf die Ausgangsstufe bestimmt. Über das Senken des Bandbreitenlimits Der Leistungsverstärker kann ohne Koppelkondensator am Eingang verwendet werden, wodurch eine Bandbreitenbegrenzung von null Hertz erreicht wird (eine weitere Idee von E. Aleshin, angewendet auf den gesamten Audiopfad). Um die Stabilität des Nullpunkts am Ausgang zu verbessern, empfiehlt sich in diesem Fall die Verwendung einer Servosteuerung – DC OOS. Ein mögliches Diagramm eines solchen Geräts in einem Verstärker ist in Abb. dargestellt. 8; Hierbei handelt es sich um eine Variante der Umsetzung der nichtlinearen Gleichstromrückkopplung [11, 12] mit einem linearen Abschnitt nahe Null der Übertragungskennlinie. Die erste Stufe des Operationsverstärkers DA1.1 verstärkt die Spannung vom Ausgang des UMZCH und begrenzt sie symmetrisch. Bei kleinen Signalamplituden ist die Kaskade nahezu linear. Der zweite - am Operationsverstärker DA1.2 - ist ein Integrator, von dessen Ausgang der Strom durch die Widerstände R5, R6 den Summierungspunkten der Ströme des allgemeinen OOS des Leistungsverstärkers zugeführt wird. Die Transistoren VT1, VT2 bilden eine stabilisierte Versorgungsspannung für den Operationsverstärker (+/-6,8 V). Wenn im UMZCH integrierte Stabilisatoren installiert sind (siehe oben), können diese Transistoren eliminiert werden, indem der Operationsverstärker von den Stabilisatoren über Widerstände (10 Ohm, 0,125 W) mit Strom versorgt wird.
Operationsverstärker können alles sein, mit Feldeffekttransistoren am Eingang, einer Versorgungsspannung von +/-6,5 V und einem Ausgangsstrom von mindestens 3 mA für DA1.1 und 30 mA für DA1.2. Transistoren – jede mittlere Leistung, mit h21E größer als 60. Wenn sie sich in einem TO-220-Gehäuse befinden, ist kein Kühlkörper erforderlich. Wenn sie jedoch kleiner sind, ist jeweils ein Kühlkörper erforderlich, der 0,6 W effektiv ableiten kann. Schottky-Dioden – alle stromsparenden Dioden mit einer minimalen Durchlassspannung (weniger als 0,4 V bei 2 mA) und einer Sperrschichtkapazität von weniger als 100 pF bei einer Sperrspannung von 1 V. Kondensator C1 ist ein Film (Polyethylenterephthalat). Der Rest besteht aus Keramik mit einem X7R-Dielektrikum und einer Nennspannung von 25 B (oder 50). Der Trimmerwiderstand kann beliebig klein sein, es ist jedoch zuverlässiger, einen Widerstand mit mehreren Windungen zu verwenden. Das Einrichten einer nichtlinearen Rückkopplungsschleife über Gleichstrom, der an einen etablierten UMZCH angeschlossen ist, läuft darauf hinaus, den Ausgang des Verstärkers auf Null zu setzen, wenn an seinen Eingang ein Tonsignal angelegt wird – eine Sinuskurve mit einer Frequenz von 1 kHz – mit einer Amplitude von mehreren Volt weniger als die Klemmspannung am Ausgang. Genauer gesagt müssen Sie die gleiche Spannung einstellen wie ohne Signal (mehrere Millivolt). Die Last (Äquivalent) muss angeschlossen sein. Die Ausgangsspannung wird mit einem DC-Millivoltmeter gemessen, das über einen Tiefpassfilter (R = 10 kOhm, C = 1 μF) an den Ausgang angeschlossen ist. Das Testsignal sollte nicht mehr als 1 % gerade Harmonische enthalten. Der Einrichtungsprozess kann beschleunigt werden, indem die Kapazität des Kondensators C1 vorübergehend auf 0,1 µF reduziert wird. Nach vorliegenden Informationen, insbesondere aus [13], kann ein solches Gerät die Klangqualität von Aufnahmen verbessern, die auf Geräten mit einer unteren Bandbreitengrenze von deutlich mehr als 0,02 Hz gemacht werden. Offensichtlich geschieht dies aufgrund des „Trimmens“ relativ langsamer parasitärer Signalversätze, die in der Aufnahme verfügbar sind und in Differenzierungsschaltkreisen (z. B. einem Zwischenstufenkondensator) entstehen, wenn ein Impulssignal durch sie hindurchgeht, bei dem es sich um Audioinformationen (Musikinformationen) handelt elektronischer Weg [12] - siehe unten. Dazu muss die Integrationskonstante in der DA1.2-Kaskade klein genug sein, aber nicht so klein, dass der Tieftonanteil im wiedergegebenen Ton bei geringer Lautstärke merklich reduziert wird. Für die Schaltung in Abb. In 8 entspricht dies einer Kapazität C1 in der Größenordnung von 0,1 µF. Wer diesen Knoten wiederholt, sollte experimentieren, indem er die Integrationskonstante bei verschiedenen Lautstärkepegeln ändert. Die Idee von „0 Hz“, genauer gesagt „fast 0 Hz“, als Frequenzgrenze des Audiopfads vom Mikrofon zu den Lautsprechern impliziert den Verzicht auf häufig verwendete Schaltkreise, die Niederfrequenz und Infratief unterscheiden -Frequenzsignale - Zwischenstufenkondensatoren und Integratoren in der OOS-Schaltung, die aus praktischen Gründen relativ kleine Werte der Zeitkonstante haben. Durch den Einsatz solcher Filter werden lineare Verzerrungen in ein instationäres Signal (Ton, Musik) eingebracht, die sich negativ auf die subjektive Wahrnehmung des wiedergegebenen Tons auswirken. In Abb. Abbildung 9 zeigt, wie sich ein symmetrisches instationäres Signal ändert, wenn es sechs Differenzierschaltungen erster Ordnung (verdickte Linie) durchläuft, deren Grenzfrequenz um eine Größenordnung niedriger ist als die Frequenz der ersten Periode der Signalschwingungen. Der exponentielle Anteil des Übergangsprozesses ist mit einer gestrichelten Linie dargestellt. Zu Verzerrungen kommt es aufgrund der vom Filter erzeugten fortgeschrittenen Phasenverschiebung im Niederfrequenzbereich, die zu einer „Verschmierung“ des Klangangriffs führt [14]. Das heißt, die Hüllkurve der Schallschwingungen wird verzerrt, wodurch die Hörempfindlichkeit mit abnehmender Frequenz zunimmt, da bei der Analyse des Signals im Hörsystem im Niederfrequenzbereich Zeitfaktoren überwiegen. Die Phasenverschiebung zwischen den harmonischen Komponenten des Klangs kann auch das Timbreempfinden verändern [15]. In diesem Fall erhöht sich die Signalamplitude, was seinen Dynamikbereich um mehrere Dezibel erhöht und dementsprechend den Dynamikbereich des Pfades um denselben Wert verringert, der umso größer ist, je höher die Grenzfrequenz des Hochpassfilters relativ zum Signal ist Frequenz. Im Grenzfall beträgt der Amplitudenanstieg bei einem Rechtecksignal +6 dB (in Wirklichkeit ist er immer geringer) Eine weitere Folge der fortgeschrittenen Phasenverschiebung wirkt sich indirekt auf die Qualität der Tonwiedergabe aus. Es liegt darin, dass die Phasenverschiebung und Änderung der Amplitude der Niederfrequenz- und Niederfrequenzkomponenten zu Schwankungen der Mittellinie des Signals relativ zu Null führt. Die gepunktete Linie in Abb. Abbildung 9 zeigt das „Gleiten“ der Mittellinie, das im ursprünglichen Signal nicht vorkam.
Um den Zusammenhang zwischen diesem „Schlupf“ und der Klangverschlechterung zu verstehen, muss berücksichtigt werden, dass die Übertragungscharakteristik von Verstärkerstufen, insbesondere eines Leistungsverstärkers, nicht nur nichtlinear ist, sondern in der Regel eine nichtmonotone Nichtlinearität aufweist (d. h. FI tritt auf). Dies bedeutet, dass das Signal, das „gleitend“ entlang der Übertragungskennlinie bewegt wird, ein sich änderndes Spektrum an Harmonischen und Intermodulationen aufweist, d. h. die Nichtlinearität in Bezug auf das Signal wird instationär. Letzterer Umstand verschlechtert nach den Beobachtungen des Autors der Idee E. Aleshin die Klangqualität erheblich und verhindert, dass sich das Gehör an die Nichtlinearität des Pfades anpasst Eine weitere negative Folge des Signalschlupfes tritt bei der elektroakustischen Umwandlung auf. Bei der Wiedergabe eines solchen „gleitenden“ Signals durch einen Schallkopf kommt es aufgrund des Doppler-Effekts zu einer Verschiebung des Schallspektrums. Dies führt bei der Wiedergabe eines echten Tonsignals zu einer zusätzlichen Frequenzmodulation (Detonation) des Tons, was bekanntermaßen auch die subjektive Qualität der Tonwiedergabe verschlechtert. Литература:1. Sukhov N. UMZCH von hoher Wiedergabetreue. – Radio, 1989, Nr. 6, S. 55-57; Nr. 7, S. 57-61.
Veröffentlichung: radioradar.net
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Kommentare zum Artikel: MIR Im Text gibt es Verweise auf Quellen [x], aber keine Quellen selbst. Диаграмма 2mir Danke, behoben.
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