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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Berechnung von Transistorverstärkern. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Anfänger Funkamateur Transistoren erlangten nach ihrem Aufkommen schnell eine dominierende Stellung in der Verstärkertechnologie, und dafür gibt es mehrere Gründe. Transistoren haben keinen Glühfaden, was bedeutet, dass sie keinen Strom zum Erhitzen benötigen, gut bei niedrigen Versorgungsspannungen funktionieren, gut mit niederohmigen Lasten (z. B. dynamischen Lautsprecherköpfen) kompatibel sind, langlebig und zuverlässig sind. Im Gegensatz zu Röhren sind die Eigenschaften von Transistoren durch eine spürbare Nichtlinearität gekennzeichnet, die bei Verstärkern durch zusätzliche Maßnahmen, beispielsweise die Einführung einer Gegenkopplung (NFB), reduziert werden muss. Bleiben wir bei der Berechnung eines etwas komplexeren, aber zumindest am häufigsten vorkommenden Audiofrequenz-Leistungsverstärkers – UMZCH (Abb. 51). Alle im Verstärker verwendeten Transistoren bestehen aus Silizium.
Die Eingangsstufe wird mit den Transistoren VT1 und VT2 unter Verwendung einer Differenzschaltung aufgebaut. Es reagiert nur auf die Spannungsdifferenz, die an den nichtinvertierenden und invertierenden Eingängen anliegt. Dieser Unterschied, abhängig von der Polarität, schließt den einen und öffnet den anderen Transistor. Die Last R1 ist im Kollektorkreis des Transistors VT1 enthalten, aber ein Teil ihres Kollektorstroms wird zum Basiskreis des Transistors der Vorendstufe VT3 geleitet, wodurch eine Vorspannung bereitgestellt und ein Signal an ihn geliefert wird. Die Endstufe wird mit den Transistoren VT4 und VT5 in einer Gegentaktschaltung mit in Reihe geschalteten Transistoren aufgebaut. Sie arbeiten im Klasse-AB- oder sogar B-Modus, je nach der von den Dioden VD1 und VD2 erzeugten Vorspannung. Der Verstärker wird auf den dynamischen Kopf BA1 geladen, der ohne Koppelkondensator eingeschaltet ist, da im Ruhezustand die Spannung am Verstärkerausgang praktisch Null ist. Der Verstärker wird von einer bipolaren Quelle (Abb. 52) mit den gleichen Ausgangsspannungen gespeist. Die Verstärker- und Stromversorgungsschaltungen sind äußerst einfach, aber dennoch ist das daraus zusammengestellte Design recht funktional und kann gute Parameter liefern.
Weitere Verbesserungen beschränken sich auf den Einbau von Transistorstromgeneratoren anstelle von Widerständen, Spannungsstabilisatoren in der Stromversorgung, die Einbeziehung von Emitterfolgern zwischen einzelnen Stufen – die Variationen zu diesem Thema sind endlos und wer sich für UMZCH-Schaltungen interessiert, wird sie selbst studieren, Nutzung anderer Veröffentlichungen. Wir werden mit der Berechnung des einfachsten Schemas fortfahren. Ein Verstärker (Abb. 51) ist nichts anderes als ein Operationsverstärker (Op-Amp) in seiner einfachsten Form. Operationsverstärker bieten eine Reihe von Vorteilen, die ihnen eine universelle und breite Anwendung ermöglichen. Die Eingangsimpedanz und Verstärkung eines idealen Operationsverstärkers sind unendlich und die Ausgangsimpedanz ist Null. Ein idealer Operationsverstärker reagiert nur auf die Spannungsdifferenz an seinen Eingängen. Dies bedeutet, dass eine gleichzeitige (Gleichtakt-)Spannungsänderung an den Eingängen kein Ausgangssignal zur Folge hat. Unser Operationsverstärker ist alles andere als ideal: Sein Eingangswiderstand beträgt mehrere zehn Kiloohm, seine Verstärkung beträgt mehrere Tausend und die Unterdrückung der Gleichtaktkomponente des Eingangssignals überschreitet nicht 20...40 dB. Dennoch schaltet er sich ein und funktioniert auf die gleiche Weise wie ein idealer Operationsverstärker (Abb. 53).
Das Eingangssignal wird über den Isolationskondensator C4 dem nichtinvertierenden Eingang DA1 zugeführt (das Dreieck entspricht der Schaltung in Abb. 51, es kann sich aber auch um einen anderen Operationsverstärker mit leistungsstarkem Ausgang handeln, zum Beispiel K157UD1). , K174UN11 usw.). Der Widerstand R4 setzt das Eingangspotential auf Null. Ohne negative Rückkopplung, die die Verstärkung und gleichzeitig die nichtlineare Verzerrung reduziert und außerdem das Band der verstärkten Frequenzen erweitert, kann der Operationsverstärker nicht funktionieren. OOS wird vom Verstärkerausgang über den Widerstand R6 zum invertierenden Eingang geliefert. Bei Gleichstrom und niedrigeren Frequenzen spielt die C5R5-Kette keine Rolle, daher beträgt die OOS-Tiefe 100 %. Das bedeutet, dass auch die Potentiale am Ausgang und am invertierenden Eingang Null sind. Tatsächlich wird die geringste Abweichung des Ausgangspotentials, beispielsweise in positiver Richtung, über den Widerstand R6 auf den invertierenden Eingang übertragen, verstärkt und führt zu einer Verringerung des Ausgangspotentials, wodurch die anfängliche Abweichung ausgeglichen wird. Anders verhält es sich bei 3H-Wechselstrom – der Teiler R6R5 arbeitet im OOS-Schaltkreis und nur ein Teil der Ausgangswechselspannung, gleich UoutxR5/(R5 + R6), wird an den invertierenden Eingang übertragen. Die Spannungen an den Eingängen sind nahezu gleich (vergessen wir nicht, dass die Verstärkung des Operationsverstärkers im Tausenderbereich liegt), daher lautet die Formel für die Verstärkung: K = Uvyx/UBX=1 + R6/R5. Die Reaktanz des Kondensators bei der niedrigeren Frequenz des Verstärkerdurchlassbereichs fH muss daher kleiner sein als der Widerstandswert des Widerstands R5 C5≥ 1/2πfHR5. Um die Berechnung der Schaltungselemente in Abb. abzuschließen: 53 müssen wir nur die Widerstandswerte der Widerstände R4 und R6 wählen. Es ist ratsam, sie gleich zu nehmen, da dann die gleichen Eingangsströme des Operationsverstärkers, die durch diese Widerstände fließen, die gleichen Spannungsabfälle verursachen. Die Spannungsdifferenz an den Eingängen bleibt Null. Allerdings sollten diese Spannungsabfälle nicht groß sein, es ist sinnvoll, sie auf 50...100 mV zu begrenzen. Somit, R4 = R6 = (0,05...0,1 )/iin. Beispielsweise betragen bei iin = 1 µA die Widerstandswiderstände 50...100 kOhm. Kommen wir nun zur Berechnung der internen Elemente des Operationsverstärkers (siehe Abb. 51). Der Strom der Eingangstransistoren VT1 und VT2 (er ist gleich) beträgt i1 = i2 h21e Dabei ist h21e der statische Stromübertragungskoeffizient der Eingangstransistoren in einer Schaltung mit gemeinsamem Emitter (sollte nach Möglichkeit auch gleich sein). Der Gesamtstrom der Transistoren fließt durch den Widerstand R2 und der Spannungsabfall an ihm sollte 0,5 V (Schwellenspannung zum Öffnen der Transistoren) niedriger sein als die Versorgungsspannung En. Von hier R2 = (En-0,5)/2i1 Bei h21e = 100 und iin = 1 μA beträgt der Strom jedes Eingangstransistors 0,1 mA und der Widerstandswert des Widerstands R2 bei En = 6 V beträgt 27 kOhm. Der Strom i muss am Widerstand R1 einen Spannungsabfall erzeugen, der ausreicht, um den Transistor VT3 zu öffnen, d. h. nicht weniger als 0,5 V. Daher sollte der Widerstandswert des Widerstands R1 betragen R1 = 0,5/i1 In unserem Beispiel ist R1 = 5 kOhm. Wenn Sie mehr davon wählen, wird ein erheblicher Teil des Stroms i zur Basis des Transistors der Vorendstufe VT3 geleitet. Dies kann unter der Voraussetzung gestattet werden wobei i3 der Kollektorstrom des Transistors VT3 ist; h21EZ ist sein aktueller Übertragungskoeffizient. Der aktuelle i3 wird im Rahmen weiterer Berechnungen ermittelt. Als nächstes können Sie mit der Berechnung der Vor- und Endkaskaden beginnen, wobei es besser ist, mit letzterer zu beginnen, da der Modus der ersten davon weitgehend bestimmt wird. Hier benötigen Sie die Kollektorkennlinien leistungsstarker Ausgangstransistoren, dargestellt in Abb. 54 und in Nachschlagewerken aufgeführt.
Es wird davon ausgegangen, dass die Transistoren VT4 und VT5 die gleichen Eigenschaften haben und sich nur in der Struktur unterscheiden. Ähnliche Paare komplementärer Transistoren werden von der Industrie hergestellt (Beispiele: KT315 und KT361, KT815 und KT814, KT819 und KT818 mit unterschiedlichen Buchstabenindizes). Die Kennlinien zeigen die Abhängigkeit des Kollektorstroms von der Momentanspannung am Kollektor bei verschiedenen Basisströmen. Die Grafik zeigt den Bereich der zulässigen Modi des Kollektorkreises mit gestrichelten Linien: Oben wird er durch den maximalen Kollektorstrom begrenzt, rechts durch die maximal zulässige Kollektorspannung, im mittleren Teil durch die maximal zulässige Verlustleistung des Transistors, berechnet als Produkt aus Kollektorstrom und -spannung. Die Lastlinie sollte nirgendwo die Grenzen der zulässigen Modi überschreiten. Wie bereits erwähnt, arbeiten die Transistoren VT4 und VT5 in einem Modus nahe der Klasse B. Dies bedeutet, dass bei fehlendem Signal die Spannung am Transistor gleich Ep ist und der Strom nahe Null liegt (die rechte Seite des Lastlinie). Bei der positiven Halbwelle des Signals öffnet der obere Transistor im Stromkreis (VT4), bei der negativen Halbwelle der untere (VT5). Da die Prozesse völlig symmetrisch sind, betrachten wir die Funktionsweise des oberen Transistors. Beim Öffnen steigt der Kollektorstrom und die Kollektor-Emitter-Spannung sinkt, da am Lastkopf BA1 eine positive Spannungshalbwelle abgegeben wird. Wenn wir uns entlang der Lastlinie nach links und oben bewegen, ermitteln wir unter Verwendung der Kollektorkennlinien Ik max und Uk min, wie in Abb. 54. Liegen keine Kennlinien vor, wird angenommen, dass der Strom ik max etwas kleiner als der maximal zulässige Kollektorstrom ist und Uk min die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung (Spannungsabfall am Transistor bei vollständig geöffnetem Transistor) bedeutet. Wenn Sie die letzten beiden Parameter kennen, können Sie die vom Verstärker abgegebene Leistung berechnen. Tatsächlich beträgt die Schwankung (Amplitude) der Wechselspannung an der Last En - Uk min und die Stromamplitude - ik max. Die Macht wird sein P \u2d (En - Uk min) ik max / XNUMX. In der Praxis beginnt hier oft die Berechnung: Nach Angabe der Ausgangsleistung ermitteln sie die Versorgungsspannung En und wählen den Typ der Ausgangstransistoren aus, der den erforderlichen Maximalstrom liefert und den maximal zulässigen Parametern entspricht (Abb. 54). Es ist auch zu berücksichtigen, dass die Kollektorspannung eines geschlossenen Transistors fast 2 En erreichen kann – der maximal zulässige Wert der Kollektor-Emitter-Spannung der ausgewählten Transistoren darf nicht weniger als 2 En betragen. Wenn Sie den Stromübertragungskoeffizienten (im Großsignalmodus) der Ausgangstransistoren h21e4 und h21e5 kennen (auch hier ist es wünschenswert, dass sie gleich sind), ermitteln Sie den maximalen Basisstrom ib4 = ikmax/h21e4 Der Kollektorstrom der Vorendstufe (denken Sie daran, dass sie im Gegensatz zu Ausgangstransistoren in Klasse A arbeitet) sollte deutlich größer als ib4 sein. Hier zeigen sich die Mängel des einfachsten Schemas (siehe Abb. 51). Tatsache ist, dass bei der positiven Halbwelle des Signals der Transistor VT3 öffnet und sein zunehmender Strom den Ausgangstransistor VT4 öffnet. Diese Prozesse laufen recht gut ab. Aber bei der negativen Halbwelle des Signals muss der Transistor VT5 öffnen, und sein maximaler Basisstrom wird durch den Widerstand R3 bestimmt, und die Spannung an diesem Widerstand an der Spitze der negativen Halbwelle beträgt sogar weniger als Uк min! Deshalb ist es notwendig, einen hohen Kollektorstrom der Vorendstufe i3 einzustellen, der 10...20 mal größer ist als ib4, und den Widerstandswert des Widerstands R3 anhand der Formel zu berechnen R3 = En/i3. Das ist natürlich unrentabel – man muss in der Vorklemmenstufe einen recht leistungsstarken Transistor einbauen und der Wirkungsgrad des gesamten Verstärkers sinkt. Die folgenden Maßnahmen korrigieren die Situation: Erhöhen des Stromübertragungskoeffizienten der Ausgangstransistoren (Einbau von Verbundtransistoren, zwei oder mindestens einem anstelle von VT5), Verwendung eines Transistorstromgenerators anstelle des Widerstands R3, Einschalten eines „Spannungsverstärkers“. Im letzteren Fall besteht der Widerstand R3 aus zwei in Reihe geschalteten Widerständen, deren Mittelpunkt über einen großen Kondensator mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden ist. Die daraus resultierende lokale positive Rückkopplung trägt zu einer besseren Öffnung des Transistors VT5 bei. Der letzte Teil des Verstärkers, der noch nicht untersucht wurde, ist der Kondensator C1, der den Frequenzgang im Bereich höherer Frequenzen korrigiert. Seine Kapazität ist normalerweise gering – mehrere zehn Picofarad. Darauf wird im nächsten Abschnitt näher eingegangen. Frage zum Selbsttest. Berechnen Sie den UMZCH mit folgenden Parametern, Eingangsspannung – 0,1 V, Versorgungsspannung – ±6,3 V, Lastwiderstand – 4 Ohm, reproduzierbares Frequenzband – 50 Hz ... 12,5 kHz. Wählen Sie den Transistortyp. Bestimmen Sie die maximale Ausgangsleistung einer Sinuswelle. Antwort. Beginnen wir mit Letzterem – berechnen wir die Ausgangsstufe im Modus mit maximaler Ausgangsleistung. Durch Anlegen der Restspannung an den Kollektor des offenen Ausgangstransistors Ukm = 0,3 V erhalten wir die Amplitude der variablen Frequenzkomponente am Ausgang Um = 6 V. Dann beträgt der Maximalwert des Stroms durch den Transistor lm= U.m/RH = 6 V/4 Ohm -= 1,5 A. Die Ausgangsleistung des Sinussignals beträgt P = = UmIm/2 = 4,5 W. Der Durchschnittswert des Kosinusimpulsstroms durch die Ausgangstransistoren beträgt 0,32 lm (0,32 ist der Nullkoeffizient der Impulszerlegung in harmonische Komponenten). Also l0 = 0,32 lm \u0,5d XNUMX A. Hier müssen wir einen weiteren Ruhestrom I hinzufügenpok Ausgangstransistoren betragen ca. 0,05 A. Jetzt finden wir die vom Verstärker P verbrauchte Leistung0 = 2En(I0 + Ipok)= 7 W. Wie Sie sehen können, beträgt der Wirkungsgrad des Verstärkers im Maximalleistungsmodus nur R/P0 = 4,5 W/7 W = 0,64 oder 64 %. Bei geringerer Leistung ist der Wirkungsgrad sogar noch geringer. Jeder der Ausgangstransistoren verbraucht Leistung (S0 - P)/2 = 1,25 W. Eine gute Auswahl an Transistoren ist das Komplementärpaar KT816, KT817 (mit beliebigen Buchstabenindizes). Ihre Parameter erfüllen unsere Bedingungen mit deutlichem Abstand. Die Spannungsverstärkung der Vorstufen sollte mindestens 6,3 V/0,1 V = 63 betragen. Eine Transistorstufe bietet unter Berücksichtigung der Belastung der niedrigen Eingangsimpedanz leistungsstarker Transistoren keine solche Verstärkung, daher sind es mindestens zwei Stufen erforderlich. Empfohlene Diagramme in Abb. 51-53. Eine übermäßige Verstärkung wird durch die Einführung von OOS (Abb. 53) mit einem Widerstandsverhältnis R6/R5 von etwa 60...70 gedämpft. Autor: V.Polyakov, Moskau
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