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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Zweikanaliger Schmalband-VCO zur Anpassung des Frequenzgangs von Quarzfiltern. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Funkamateur-Designer Beim Überprüfen und Einrichten von ZF-Pfaden mit Quarzfiltern oder einzelnen Quarzfiltern haben die meisten Funkamateure ein Problem, wo sie ein Testsignal bekommen. Es ist nicht immer möglich, Parameter mithilfe von Empfängermischern indirekt zu messen. Nicht alle verfügbaren und relativ kostengünstigen Präzisions-Multifunktionsmessgeneratoren decken den Frequenzbereich von 30 bis 90 MHz ab, oder die Stabilität herkömmlicher HF-Generatoren (mit einer Frequenzfrequenzfunktion) ermöglicht keine genaue Messung und Anpassung der Eigenschaften von Quarz Filter. Aber in den meisten Fällen ist eine solche Ausrüstung einfach nicht verfügbar, und es ist unvernünftig, nur für diese Arbeit einen teuren Generator zu kaufen. Dieser Artikel beschreibt einen zweikanaligen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) mit einem kleinen Abstimmbereich (mehrere zehn Kilohertz), einer Mittenfrequenz von 2...90 MHz, einem Ausgangswiderstand von 50 Ohm und einem Ausgangssignal mit einer Spitze -Spitzenbereich von 100...300 mV. Das Gerät ist als Teil eines Frequenzgangmessers anstelle eines Frequenzgangmessers konzipiert und kann auch mit einem anderen Sägezahnsignalgenerator zusammenarbeiten. Um einen stabilen Betrieb des VCO zu erreichen, wurden kostengünstige und zugängliche Keramikresonatoren als Frequenzeinstellelemente für Frequenzen von 2...12 MHz und weitere Frequenzvervielfachung verwendet. Natürlich wäre es mit einer modernen Elementbasis möglich, das gleiche Problem mit DDS-Generatoren oder Generatoren mit PLL (mit Mikrocontroller und entsprechender Software) zu lösen, aber dann würde die Komplexität eines solchen Geräts die Komplexität der zu testenden Geräte übersteigen. Ziel war es daher, einen einfachen Generator unter Verwendung verfügbarer Elemente zu erstellen, ohne sich mit der Herstellung von Induktoren befassen zu müssen, und das Gerät auch mit einfachen Messgeräten einzurichten. Das Gerät ist in separate Funktionseinheiten unterteilt, die je nach Bedarf des Besitzers montiert werden können oder nicht. Wenn Sie beispielsweise einen multifunktionalen DDS-Generator haben, können Sie die Generatoren nicht zusammenbauen und nur Frequenzvervielfacher und den Hauptfilter verwenden, um die Endfrequenz zu erreichen. Um einen instabilen Betrieb zu vermeiden, empfehle ich, im Hochfrequenzteil ausschließlich CMOS-Mikroschaltungen der 74ACxx-Serie zu verwenden. Die Geräteplatine (Abb. 1) mit den Maßen 100x160 mm ist so konzipiert, dass sie einseitig (die Oberseite, auf der sich alle Elemente außer den Überbrückungsdrähten befinden) oder bei Bedarf auch doppelseitig ausgeführt werden kann Verwenden Sie das Gerät bei Frequenzen über 25 MHz. Die Nummerierung der Elemente im Schaltplan und auf der Platine beginnt mit der Nummer, die dem Knoten zugeordnet ist, in dem sie enthalten sind. In Abb. Abbildung 2 zeigt die Installation von Elementen auf einer einseitigen Version der Platine. In diesem Fall werden die Pins der Mikroschaltung im DIP-Gehäuse von der Seite der Leiterbahnen her verlötet, was besondere Sorgfalt erfordert.
Keramische Resonatoren verfügen über eine gute kurzfristige Frequenzstabilität, wodurch es möglich ist, ihr Signal zum Aufbau von Quarzfiltern zu nutzen und deren Steilflanken zuverlässig zu messen. Der Interresonanzabstand solcher Resonatoren ist um eine Größenordnung größer als der von Quarzresonatoren. Sie können die Frequenz problemlos um +0,3...-2 % des Nennwertes anheben. In der Tabelle Abbildung 1 zeigt die Hauptparameter der 2015 in Russland gekauften piezokeramischen Resonatoren und ihren Frequenzabstimmbereich für den Fall des Aufbaus eines Generators auf Basis der Logikelemente der Mikroschaltung 74AC86. Tabelle 1
1) P - Resonatoren der ZTA-Serie, PC - Resonatoren der ZTT-Serie (mit eingebauten Kondensatoren), D - Diskriminator (zur Verwendung in FM-Detektoren). 2) Mit zwei 280pF Kondensatoren. 3) Mit zwei 20pF Kondensatoren. Keramische Resonatoren für höhere Frequenzen (über 13 MHz) werden offensichtlich mit einer anderen Technologie hergestellt und ihr Frequenzabstimmbereich ist sehr klein. Resonatoren der ZTT-Serie verfügen über eingebaute Kondensatoren und daher ist es viel schwieriger, sie in der Frequenz abzustimmen, und es ist nicht immer möglich, die Nennfrequenz zu erhalten. In der Tabelle In Abb. 2 zeigt die gängigsten ZF-Frequenzwerte in verschiedenen Funkempfangsgeräten (RPUs) und Transceivern sowie Möglichkeiten zur Erzeugung dieser Frequenzen mittels Keramikresonatoren. Die Analyse der erforderlichen Multiplikations- oder Divisionskoeffizienten wird die Notwendigkeit aufzeigen, die Multiplikation mit zwei zu verwenden, um die Anzahl möglicher Optionen zu erweitern und die Signalqualität sicherzustellen. Tabelle 2
Um die Funktionsweise der vorgeschlagenen Frequenzvervielfacher zu verstehen, werde ich kurz die wichtigen Parameter der Spektren der Ausgangssignale der CMOS-Logikelemente der 74AC-Serie vorstellen. Diese Hochgeschwindigkeitselemente arbeiten mit einer Versorgungsspannung von 2...6 V und ohne kapazitive Last beträgt die minimale Anstiegszeit der Ausgangsimpulse 1 ns, was es ermöglicht, signifikante Spektralkomponenten bis zu einer Frequenz von zu erhalten 250 MHz. Gleichzeitig beträgt der Ausgangswiderstand der Elemente etwa 25 Ohm, was es einfacher macht, aus höheren harmonischen Komponenten signifikante Energie zu gewinnen. Die Übertragungscharakteristik der Logikelemente dieser Serie ist symmetrisch und die Ausgangsstufe hat die gleiche Belastbarkeit und Schaltgeschwindigkeit für Leck- und Senkstrom. Somit kann das Ausgangssignal von Logikelementen und Flip-Flops der 74ACxx-Serie bis zu Frequenzen von 30 MHz als ideal angesehen werden und alle Gesetze der Mathematik in Bezug auf die Spektren gepulster Signale können mit hoher Genauigkeit in der Praxis angewendet werden. Rechtecksignal mit gleicher Impulsdauer tи und hält inneп der sogenannte Mäander (Einschaltdauer Q = T/tи = 2, wobei T die Pulswiederholungsperiode T = t istи+tп, manchmal wird aber auch der Begriff „Füllfaktor“ verwendet, der Kehrwert des Tastverhältnisses K = 1/Q), der im Spektrum neben der ersten Harmonischen (F1 = 1/T - Grundfrequenz), auch ungerade Harmonische (2n+ 1)F1, wobei n = 1, 2, 3.... In der Praxis kann die Unterdrückung gerader Harmonischer ohne den Einsatz besonderer Maßnahmen 40 dB erreichen, und um eine Unterdrückung bis zu 60 dB zu erreichen, muss eine Langzeitstabilität gewährleistet sein der Parameter der Elemente mittels OOS und mit zusätzlicher sorgfältiger Anpassung. Erfahrungsgemäß sorgen Frequenzteiler in zwei Teile (D-Flip-Flops und JK-Flip-Flops der Serie 74ACxx sowie der Frequenzteiler 74AC4040) bei Frequenzen bis 4 MHz für eine solche Unterdrückung bis zu 60 dB. Bei einer Ausgangsfrequenz von 30 MHz sinkt er auf 30 dB, bei Frequenzen über 100 MHz kommt es zu keiner ausgeprägten Unterdrückung gerader Harmonischer. Aufgrund der relativen Reinheit des Spektrums kommt der Rechteckwelle daher bei Frequenzvervielfachern eine besondere Bedeutung zu, was nachfolgende Filter vereinfacht. Aus diesem Grund sieht die vorgeschlagene Vorrichtung Elemente zur Einstellung der Signalsymmetrie vor. Die nahezu idealen Ausgangseigenschaften der Elemente der 74ACxx-Serie ermöglichen es, ohne Verwendung eines Spektrumanalysators mit Einstellelementen die gewünschte Signalform durch Messung der durchschnittlichen Gleichspannung am Ausgang zu erhalten. Die Unterdrückung gerader Harmonischer bis 40...50 dB bei Frequenzen bis 20 MHz gelingt problemlos. Das Tastverhältnis (Tastverhältnis) des Ausgangssignals kann mit einem Digitalmultimeter im Gleichspannungsmessmodus (R) gemessen werdenvh ≥ 10 MOhm), ohne dass sich die Messgrenze ändert (Abb. 3). Zunächst wird das Multimeter kalibriert; dazu wird es über einen Widerstand mit einem Widerstandswert von 33...100 kOhm an die Stromleitungen (direkt an die entsprechenden Anschlüsse der Mikroschaltung) angeschlossen. Da der Eingangswiderstand des Multimeters 10 MOhm beträgt, sind seine Messwerte (Uк) ist 0,3...1 % kleiner als die Versorgungsspannung. Der Widerstand bildet zusammen mit allen Kapazitäten der Leitungen und dem Multimetereingang einen Tiefpassfilter für das Hochfrequenzsignal. Liegt am Ausgang des Logikelements ein Impulssignal mit Q = 2 an, zeigt das Multimeter U anO = 0,5 U.к. In Abb. Abbildung 4 zeigt das Spektrum des Signals am Ausgang des Generators der Mikroschaltung 74AC86 ohne besondere Ausgleichsmaßnahmen; die Unterdrückung der zweiten Harmonischen gegenüber der ersten beträgt etwa 36 dB. Dies ist für die Arbeit mit Frequenzvervielfachern nicht besonders gut.
Ist die Symmetrie des Ausgangssignals gestört, können andere Spektralanteile unterdrückt werden. Wenn beispielsweise Q = 3 (Abb. 5), werden Harmonische, die ein Vielfaches von drei sind, im Ausgangssignal unterdrückt (Abb. 6). Die Einrichtung dieses Modus erfolgt ebenfalls mit einem Multimeter, Sie müssen lediglich die durchschnittliche Spannung U ermittelnO = 0,333 U.к (oder 0,666Uк). Diese Option ist besonders interessant, wenn Sie mit zwei oder vier multiplizieren müssen. Bei höheren Harmonischen erschweren die Kosten für Filter bereits die praktische Anwendung dieser Option.
Daher ist die Rechteckwelle ideal, um ungerade Harmonische des Signals bis zur siebten zu erhalten. Die höheren sind bereits stark gedämpft und ihre Extraktion würde komplexe Filter und Verstärker erfordern. Die zweite und vierte Harmonische werden am besten mit einem Tastverhältnis des Ausgangssignals Q = 3 erhalten. Wenn alle nahen Harmonischen im Spektrum benötigt werden, müssen Sie Q = 2,41 (K = 41,5 %) einstellen. Hier gibt es einen wichtigen Hinweis. Manchmal kommt es vor, dass Störungen vom Lokaloszillator oder dem Mikrocontroller-eigenen PLL-System in den Empfänger „wandern“. Durch die geschickte Wahl des Tastverhältnisses des Taktsignals können Sie einen Teil der störenden Oberwellen unterdrücken. Aber im Allgemeinen kann der Gesamthintergrund der Oberwellen des Taktsignals reduziert werden, wenn sein Arbeitszyklus standardmäßig auf genau Q = 2 eingestellt ist. Das vorgeschlagene Gerät verwendet hauptsächlich CMOS-Logikelemente, die im linearen Modus arbeiten. Hierzu wird der Wechselrichtermodus verwendet (wenn das Element über zwei Eingänge verfügt, ist der zweite Eingang mit einem gemeinsamen Draht oder einer Stromleitung verbunden) und eine Gleichstromrückkopplung eingeführt (Abb. 7), um den Arbeitspunkt in der Mitte aufrechtzuerhalten Übertragungscharakteristik. Der Widerstand R3 sorgt für OOS und mit Hilfe der Widerstände R1 und R2 können Sie die Lage des Arbeitspunktes auf der Übertragungskennlinie verschieben. Mit dieser Schaltung können Sie auch die Logikelemente der 74xCTxx-Serie ausgleichen, die eine Schaltschwelle von etwa 1,2 V haben (bei einer Versorgungsspannung von 3,3 V). Das Kriterium für die korrekte Einstellung besteht darin, die Ausgangsspannung auf 50 % der Versorgung einzustellen. Der Widerstandswert des Widerstands R2 wird möglichst groß gewählt, damit er weniger Einfluss auf die Eingangssignalkreise hat.
Die Steigung der Übertragungskennlinie entspricht einer Spannungsverstärkung von 30...40 dB. Daher führt bereits ein Eingangssignal mit einer Spannung von mehreren zehn Millivolt zu einer Änderung des Ausgangs von Null auf Maximum. Um das Rauschen beim Umschalten von einem Zustand in einen anderen zu reduzieren, muss am Eingang eine bestimmte Signalanstiegsgeschwindigkeit bereitgestellt werden (für die 74ACxx-Serie - etwa 125 mV/ns). In diesem Fall gibt es eine untere Grenzfrequenz, bei der beim Durchlaufen des aktiven Abschnitts der Kennlinie keine störenden Geräusche oder Selbsterregungen auftreten. Wenn am Eingang des Logikgatters eine parallele LC-Schaltung aktiviert ist, können Eingangssignale mit niedrigerer Frequenz zugeführt werden, ohne dass es zu Rauschen kommt. Bei einer Versorgungsspannung von 3,3 V bei einer Frequenz von 3 MHz beträgt der minimale Spannungshub 0,5...1 V. Für den Betrieb bei niedrigeren Frequenzen ist der Einsatz von Logikelementen der Serien 74HCxx, MM74Cxx, 40xx erforderlich. Basierend auf dem EXKLUSIV-ODER-Element (Chip 74AC86) können Sie ganz einfach einen Frequenzvervielfacher mit zwei erstellen, wenn das Signal direkt an einen Eingang und über eine Verzögerungsleitung basierend auf einer RC-Schaltung an den anderen Eingang angelegt wird (Abb. 8). Wenn die Zeitkonstante des RC-Kreises (τ) deutlich kleiner als die Impulswiederholungsperiode T ist, erhalten wir mit jedem Spannungsabfall am Eingang kurze Impulse am Ausgang, d. h. die Anzahl der Impulse (und damit ihre Frequenz) hat sich verdoppelt. Wenn die Verzögerung (Zeitkonstante der RC-Schaltung) am Kondensator C1 zunimmt, wird das Signal dreieckig und seine Amplitude nimmt ab, sodass die Schaltgenauigkeit abnimmt und die Qualität des Signals schlechter wird – die Fronten „schweben“ mit Rauschen. Ein solcher Multiplikator arbeitet stabil bei τ < 0,2T. Für ihn ist es sehr wichtig, dass t1 = t2. In diesem Fall ist das Eingangssignal eine Rechteckwelle (Q = 2), und am Ausgang des Multiplizierers wird das Signal mit der Eingangsfrequenz unterdrückt (bis zu 40 dB).
Bei Q = 3 wird das Ausgangssignalspektrum noch sauberer (Abb. 9). In diesem Fall „erzeugt“ der Multiplikator am Ausgang Harmonische bei Frequenzen von 2F1, 4F1, 8F1, 10F1, 14F1, 16F1 usw.). Von praktischer Bedeutung sind nur die Harmonischen bei 2F1 und 4F1, und die Unterdrückung von Oberwellen mit Frequenzen F1, 3F1, 5F1 und 6F1 hilft aus. Bei dieser Einstellung sollte der Ausgang U seinO = 0,333 U.к.
Wenn die Aufgabe des VCO darin besteht, ein Signal zum Einrichten eines Quarzfilters zu erzeugen, stellt sich möglicherweise die Frage: Reicht es nicht aus, ein Impulssignal vom Ausgang des Logikelements direkt an den Quarzfilter zu liefern (über ein ohmsches Anpassungsdämpfungsglied)? ? Schließlich unterdrückt der Filter selbst andere Harmonische. In einigen Fällen ist dies möglich, aber der größte und unvorhersehbarste „Schädling“ ist der Hochleistungs-Fundamentalschalter. Es kann den Filter leicht umgehen und ein hohes Hintergrundsignal im Breitbanddetektor verursachen. Auch die Gesamtenergie der verbleibenden Harmonischen ist groß und die Folgen sind die gleichen. Darüber hinaus arbeiten viele Hochfrequenz-Kristallfilter mit Harmonischen (hauptsächlich der dritten) und verfügen gleichzeitig über parasitäre Übertragungskanäle in der Nähe der Grundfrequenz, durch die das Testsignal eindringen und eine Verzerrung des Frequenzgangs auf dem Bildschirm verursachen kann, was tatsächlich der Fall ist ist nicht da. Daher empfehle ich, den Filter am Ausgang des Frequenzvervielfachers nicht aufzugeben – dies ist eines der wichtigsten Elemente, die letztendlich die Qualität der Arbeit an der RPU bestimmen. Zum Beispiel in Abb. Abbildung 10 zeigt das Spektrum des Signals (siehe Abbildung 4), nachdem es einen Zweikreis-LC-Filter durchlaufen hat. Die siebte Harmonische bleibt am Ausgang (55846 kHz), die fünfte wird um 30 dB unterdrückt und die Hauptharmonische wird um mehr als 42 dB unterdrückt, sodass sie qualitativ hochwertige Messungen kaum beeinträchtigen.
Das Blockschaltbild des Messgenerators ist in Abb. dargestellt. 11. Die Schaltung stellt zwei Generatoren (G1, G2) gleicher Bauart zur Verfügung, um die Funktionalität des Gerätes zu erweitern. Danach erfolgt die Zwischenfrequenzvervielfachung im Frequenzvervielfacher-Teiler U1 bzw. Frequenzvervielfacher U2. Der Multiplikationsfaktor ist eins, zwei, drei oder vier. Darüber hinaus kann im Frequenzvervielfacher-Teiler U1 die Signalfrequenz vor der Multiplikation durch zwei oder vier geteilt werden. Im Mischer wird am Ausgang des Elements DD1 und nach dem Tiefpassfilter Z3 (Grenzfrequenz - 100 kHz) ein Signal mit der Frequenz F = |n erzeugt1FGong1 - nein2FGong2|. Der Mixer arbeitet auch mit Obertönen.
Der Modulator enthält die Elemente DD2, DD3, Z1 und Z2, sie bilden das notwendige Signaltastverhältnis für die letzte Multiplikationsstufe. Bei einem Tastverhältnis Q = 2 werden die Elemente Z1 und Z2 nicht benötigt. DD4 und DD5 arbeiten als Pufferverstärker, zusätzlich können sie pulsmoduliert werden. Der G3-Generator erzeugt kurze Impulse zur Simulation von Impulsrauschen und wird durch einen hohen Pegel des SPON-Signals aktiviert. Wenn seine Frequenz um das 100...1000-fache reduziert wird (durch Erhöhung der Kapazität der entsprechenden Kondensatoren), kann die Dynamik des AGC bzw. Rauschunterdrückers in der RPU angepasst werden. Mithilfe der Filter Z4 und Z5 wird die gewünschte Harmonische isoliert und die Verstärker A2 und A3 geben den Signalen den erforderlichen Pegel. Am GEN-3-Ausgang können Sie über die Jumper S1 und S2 ein kombiniertes Signal erzeugen. Das Netzteil (PSU) versorgt die Gerätekomponenten mit einer Spannung von 3,3 V, außerdem gibt es einen Spannungsausgang von +3,9 V für die Stromversorgung der zu testenden Geräte mit geringem Stromverbrauch (TECSUN, DEGEN-Radios usw.) und einer Spannung von +5 V über USB kann über den Netzteileingang oder das Ladegerät eines Mobiltelefons sowie über ein unstabilisiertes Netzteil mit einer Ausgangsspannung von 5...15 V versorgt werden. Der vom Gerät aufgenommene Strom hängt von der Frequenz des Geräts ab Generatoren und überschreitet bei Vollausstattung 70 mA nicht. Master-Oszillatoren Die VCO-Schaltung für die Version mit Ausgangsfrequenzen von 55845 und 34785 kHz ist in Abb. dargestellt. 12. Im Gegensatz zur einfachen bekannten „Computer“-Schaltung eines Quarzoszillators auf Basis von Logikelementen werden hier Varicap-Baugruppen VD100, VD101 (VD200, VD201) zur Frequenzabstimmung verwendet. In jeder Baugruppe für das HF-Signal sind die Varicaps in Reihe geschaltet. Dadurch können Sie die Signalspannung an jedem von ihnen reduzieren und eine relativ kleine Steuerspannung liefern.
Die Wahl der Varicaps hängt von der Betriebsart des Resonators ab. Wenn der Betrieb des Hauptoszillators (MG) bei der Frequenz (Fzg), die höher oder nahe der Nennfrequenz des Resonators liegt, eignen sich Varicaps mit einer maximalen Kapazität von bis zu 40 pF (KV111, BB304). Wenn Sie planen, die Frequenz um mehrere zehn Kilohertz unter den Nennwert anzupassen, bietet die Platine Platz für den Einbau weiterer Baugruppen des gleichen Typs. Und wenn die Frequenz bereits 100 kHz unter der Nennfrequenz liegt, sind Varicaps erforderlich, die bei einer Spannung von 2 V eine Kapazität von etwa 150 pF (VV212) haben. Mit den Abstimmkondensatoren C102, C107 (C202, C207) können Sie den Abtastbereich in Abhängigkeit vom Steuersignal am Eingang „SCAN-1“ („SCAN-2“) in der Frequenz verschieben. An den Frequenzsteuereingang „SCAN-1“ („SCAN-2“) kann eine Steuerspannung von 0...15 V angelegt werden. In diesem Fall variiert die Spannung an den Varicaps zwischen 1,65 und 9,15 V und die Die Modulationscharakteristik des VCO ist eine zufriedenstellende Linearität. Um den Generator zu aktivieren (einzuschalten), müssen Sie den Jumper S100 „EN1“ (S200 „EN2“) installieren. Der Trimmerwiderstand R106 (R206) wird verwendet, um das Ausgangssignal auszugleichen – um einen Mäander zu erhalten. Auf dem Element DD100.3 (DD200.3) können Sie eine Pufferstufe oder einen Frequenzvervielfacher zu zweit zusammenbauen. Im ersten Fall reicht es aus, den Widerstand R111 (R211) nicht einzubauen. Zweitens müssen Sie einen Kondensator C109 (C209) auswählen, um ein Signal mit der besten Qualität bei einer bestimmten Frequenz zu erhalten. Der im Diagramm angegebene Wert dieses Kondensators ist für die Vervielfachung von 3 bis 6 MHz geeignet und kann für andere Ausgangsfrequenzen von 2 bis 16 MHz proportional geändert werden. Der Trimmerkondensator C108 (C208) stellt die maximale Reinheit des Ausgangssignalspektrums ein (optimales Tastverhältnis Q = 3). Im ersten CG sind Frequenzteiler auf den Triggern DD101.1 und DD101.2 montiert und mit den Schaltern S100.1 - S100.4 am Ausgang (XT100) können Sie ein Signal mit einer Frequenz von 0,25F einstellenzg, 0,5Fzg, Fzg, und 2Fzg. Wenn die Frequenz nicht umgeschaltet werden muss, müssen Sie anstelle der Schalter den erforderlichen Jumper installieren und die Mikroschaltung DD101 nicht installieren. Die Breitbandvervielfachung im Zwei-Modus wird durch die RC-Schaltung R111, C108, C109 (R211, C208, C209) erreicht. Um das Signal bei der erforderlichen Frequenz zu isolieren, wird eine LC-Schaltung verwendet, bestehend aus den Elementen L100, L101, C113 und C114 (L200, L201, C213 und C214). Um die zweite Harmonische zu isolieren, sollte das Verhältnis der Induktivitäten der Spulen L101 und L100 (L201 und L200) 3:1 betragen, um die vierte zu isolieren – 6:1 und für die dritte (Q = 2) – etwa 4: 1. Für Frequenzen von 3 bis 5 MHz sollte die Gesamtinduktivität 10 bis 6 μH betragen, für eine Frequenz von 20 MHz etwa 2 μH. Die Schaltung wird mit einem Abstimmkondensator C114 (C214) auf Resonanz abgestimmt. Die Bestimmung der Resonanz durch Überwachung der Signalamplitude direkt am Stromkreis selbst ist aufgrund des Einflusses des Messgeräts unerwünscht. Dies geschieht am besten, wenn Sie mit dem Widerstand R117 (R214) den Mäander am Ausgang des Elements DD100.4 (DD200.4) leicht „stören“, dann bei Resonanz (das ist die maximale Amplitude des Sinussignals). Wenn sich das Tastverhältnis des Ausgangssignals Q = 2 nähert, stellt dieser Widerstand am Ausgang von XT2 (XT101) den exakten Wert Q = 201 ein. Beim Betrieb mit der Grundfrequenz sind die Elemente dieser LC-Schaltung und die Ausgleichselemente nicht installiert, und der Ausgang des Elements DD100.3 (DD200.3) ist direkt mit dem Eingang des Elements DD100.4 (DD200.4) verbunden. 106). Die Widerstände R206 und R2 stellen Q = 101 am Ausgang von XT201 (XTXNUMX) ein. Modulator Die Modulatorelemente DD301.1 und DD301.3 werden abhängig vom gewünschten Frequenzvervielfachungsfaktor konfiguriert, was eine genaue Einstellung von Q = 2 in den vorherigen Stufen erfordert. Bei der Multiplikation mit einer ungeraden Anzahl müssen keine RC-Verzögerungsschaltungen installiert werden, und beide Eingänge werden mit demselben Signal versorgt (R307, R309, C302-C305 sind nicht installiert). Um mit diesen Schaltkreisen mit zwei oder vier zu multiplizieren, stellen Sie Q = 3 an Pin 11 des DD301.1-Elements und an Pin 3 des DD301.3-Elements ein. Das Element DD301.2 (DD301.4) führt eine Pulsmodulation durch. Von seinem Ausgang gelangt das Signal über den Widerstand R400 (R500) zum Hauptfilter. Daher werden bei diesem Element direkt zwei Abblockkondensatoren auf der Platine verbaut. Ohne sie wird es durch die Stromleitungen spürbare Auswirkungen auf andere Knoten geben. Die Platine enthält die Widerstände R308, R310 und R311, die mit einem gemeinsamen Kabel oder einer Stromleitung verbunden sind und verwendet werden können, wenn diesen Eingängen ein Signal von einer externen Quelle zugeführt wird. Auf dem DD300-Chip ist ein Impulsgenerator montiert, der ein Signal mit einem Tastverhältnis von bis zu Q ≈ 1000 erzeugt. Mit dem Widerstand R0,1 wird die Frequenz des Modulationssignals im Bereich von 1...301 kHz eingestellt. Die Impulsdauer (8...80 μs) wird mit dem Widerstand R302 eingestellt. Solche Parameter sind optimal für den Aufbau von Impulsrauschunterdrückungssystemen (Noise Blanker). Durch die Installation des „SPON“-Jumpers wird die Pulsmodulation von HF-Signalen aktiviert. Um die Arbeit mit einem Oszilloskop zu erleichtern, wird ein „SYNC“-Signal mit einer Amplitude von 1 V erzeugt. Um die Reaktion der AGC oder des Rauschunterdrückers in der RPU zu überprüfen, müssen Sie die Modulations-Timing-Parameter ändern. Zu diesem Zweck werden die Kondensatoren C300 und C301 ausgewählt; ihre Kapazität kann in weiten Grenzen variieren; die Verwendung von Oxidkondensatoren ist unter Berücksichtigung ihrer Polarität (Minus - zum gemeinsamen Draht) zulässig. Hauptfilter Der stärkste Spektralanteil liegt bei der Hauptfrequenz des GB und muss aufgrund seiner relativ hohen Leistung zunächst eliminiert werden. Daher „startet“ der Haupt-Zweikreisfilter der Elemente L400-L403 und C402-C407 (L500-L503 und C502-C507) mit der Induktivität L400 (L500). Im Vergleich zur Option mit einem Kondensator kann bei gleicher Elementanzahl eine Verstärkung der Unterdrückung der ersten Harmonischen um 10 bis 16 dB erzielt werden. Durch die Auswahl des Kondensators C404 (C504) wird die Verbindung zwischen den Schaltkreisen nicht mehr kritisch. Seine Kapazität sollte ungefähr 20 bis 30 Mal größer sein als die Kapazität des Schleifenkondensators Cк = C402 + C403 (C502 + C503). Dadurch wird eine optimale Unterdrückung störender Oberwellen gewährleistet. Die Elementnennwerte werden für eine Filterabstimmfrequenz von etwa 35 (56) MHz angegeben. Der Frequenzgang dieser Filter ist in Abb. dargestellt. 13 und Abb. 14 bzw. Sie können die Filterabstimmfrequenz ändern, beispielsweise reduzieren, indem Sie die Induktivität der Spulen und die Kapazität der Filterkondensatoren proportional erhöhen.
Für den Frequenzbereich 4...90 MHz können Drosseln der Serie EC-24 eingesetzt werden. Der Kondensator C407 (C507) wird ausgewählt, um einen Spannungshub an der Basis des Transistors zu erhalten – 30...60 mV. Bei der Variante mit einer Mittenfrequenz von 10,7 MHz kann sogar auf Induktivitäten verzichtet werden. Anstelle des Haupt-LC-Filters wird ein Piezofilter mit einer Bandbreite von 180...350 kHz aus dem ZF-Pfad des UKW-Empfängers eingebaut. Sein Anschlussplan im zweiten Kanal ist in Abb. dargestellt. 15. Der Nennwiderstand des Widerstands R500 (820 Ohm) ist für den Fall eines Signals mit einer Frequenz von 3566 kHz angegeben. Bei einer Frequenz von 2...3 MHz muss der Widerstand auf 620 Ohm reduziert werden. Die Widerstände R2-R4 stellen einen Lastwiderstand von 330 Ohm für den ZQ1-Filter bereit, was wichtig ist, um minimale Frequenzgangungleichmäßigkeiten im Frequenzbereich 10700 ± 50 kHz sicherzustellen. Widerstand R4 erhöht die Stabilität des Verstärkers bei hohen Frequenzen.
Der Verstärker auf Basis des Transistors VT400 (VT500) (siehe Abb. 12) liefert bei einer Last von 50 Ohm ein Signal mit einem Hub von bis zu 300 mV. Um den linearen Modus sicherzustellen, sollte der Kollektorstrom des Transistors etwa 10 mA betragen; er wird durch Auswahl des Widerstands R401 (R501) eingestellt. Die Verstärkung beträgt ca. 14 dB (5-fach). Um den Filter mit einem Multimeter einzustellen, ist am Verstärkerausgang ein Diodendetektor VD400 (VD500) installiert. Die Diode 1N4148 arbeitet bis 45 MHz zufriedenstellend. Bei höheren Frequenzen empfiehlt sich der Einsatz von leistungsarmen Hochfrequenz-Germaniumdioden oder Schottky-Dioden (BAT- oder BAS-Serie). Der Filter wird auf das maximale Signal am Detektorausgang eingestellt. Die Addierschaltung (L504, C512-C515, R507-R509) zeigt die Werte der Elemente nicht an, da das Layout stark von der konkreten Aufgabe abhängt. Dies bietet umfangreiche Möglichkeiten zur Signalsummierung. Der Addierer kann einen hochwertigen Zweifrequenzgenerator zur Messung von Intermodulationsverzerrungen und IP3 nicht ersetzen, da sich beide Signale bereits einmal im Modulator über die gemeinsamen Stromanschlüsse der DD301-Mikroschaltung „gekreuzt“ haben. Dennoch können solche Verzerrungen bis zu einem Pegel von 30 dB gemessen werden, was in den meisten Fällen ausreicht, um die HF-Knoten auf ein Minimum an Verzerrungen einzustellen. Der Mischer auf dem DD700-Chip dient in erster Linie dazu, bei der Untersuchung des Frequenzgangs des Filters eine Frequenzmarkierung auf dem Oszilloskopbildschirm zu bilden. In diesem Fall fungiert ein Generator ohne Abtastung als Referenz und seine Frequenz wird mit einem Frequenzmesser gemessen. Bei Gleichheit mit der Frequenz des Abtastgenerators entsteht eine Nullschwebung, die deutlich auf dem Bildschirm sichtbar ist. Mit dieser Methode können Sie in einem bescheidenen Heimlabor den Filter sehr genau auf die erforderliche Frequenz abstimmen. Der Mixer kann aber auch für andere Zwecke verwendet werden. Da es bei allen Harmonischen gut funktioniert, ist es möglich, ein Markerraster zu implementieren (wie beim Frequenzgangmesser X1-48 und ähnlichen). Je nach Aufgabenstellung müssen Sie die Parameter der Tiefpassfilter R700, C700, R701, C701 auswählen. Wenn Sie nur ein Signal an den Mixer anlegen (zweiten Generator ausschalten), liegt dieses Signal am Ausgang. VCO-Implementierungsbeispiele Bei der Auswahl einer Option muss das Vorhandensein von Resonatoren berücksichtigt werden. Optionen mit einem Zwischenfrequenzteiler durch zwei (oder vier) oder eine Multiplikation mit zwei (mit Q = 3) sind immer vorzuziehen. Der Grund dafür ist das Fehlen der ersten Harmonischen des Hauptgenerators im Zwischenspektrum (Kontakte XT400 und XT500), wodurch das Spiel zum Generator („Frequenzsprünge“ bei Lastwechsel) eliminiert wird. Bei Quarzfiltern, die mit der dritten Harmonischen arbeiten, empfiehlt es sich, Optionen mit Multiplikation mit drei im zweiten Multiplikator zu vermeiden. Im Master-Oszillator ist es durch den Einsatz von Mikroschaltungen der Serie 74AC86 oder 74NS86 möglich, das Arbeitsintervall der Resonatoren um mehrere zehn Kilohertz zu verschieben. Beim 74AC86 wird die Frequenz immer etwas höher sein und die Frequenzstabilität wird spürbar besser sein. Bei 74NS86-Mikroschaltungen verschiebt sich der Schwellenwert der Übertragungskennlinie auf 33 % der Versorgungsspannung, was für die Implementierung von Optionen mit komplexen Zwischenwandlungen unpraktisch ist. 4433 кГц Filter für diese Frequenz werden in den meisten Fällen auf Basis von Quarzresonatoren für PAL-Decoder hergestellt. Solche Filter sind bei Funkamateuren beliebt, da die Resonatoren zugänglich und relativ günstig sind und in einer Charge eine geringe Parameterstreuung aufweisen. Sie stellen ziemlich „ernsthafte“ SSB/CW-Filter her. Eine gute Option mit hoher Stabilität ist die Verwendung eines Resonators mit einer Frequenz von 3580 kHz (abgestimmt auf 3546 kHz), gefolgt von einer Division durch vier und einer Multiplikation mit fünf. 5500 кГц Es ist möglich, ein Signal mit einer Frequenz von 5500 kHz zu erzeugen, wenn man im SG einen Resonator mit einer Frequenz von 11 MHz verwendet und die Frequenz dann durch zwei teilt. In diesem Fall erhalten wir ein sauberes Spektrum und einen schwachen Einfluss auf den GB. Anstelle des Haupt-LC-Filters können Sie einen Piezofilter mit einer Frequenz von 5,5 MHz installieren, der im Audiopfad des Fernsehgeräts verwendet wird (siehe Abb. 15). 8814...9011 kHz Eine Frequenz im Bereich von 8814...9011 kHz kann durch die Verwendung von Resonatoren mit einer Frequenz von 6 (12) MHz, anschließender Division durch zwei (vier) und Multiplikation mit drei erhalten werden. Sie können auch einen Resonator mit einer Nennfrequenz von 3580 kHz verwenden, ihn auf den Bereich von 3525...3604 kHz abstimmen, dann die Frequenz durch zwei teilen und mit fünf multiplizieren. Resonatoren mit einer Nennfrequenz von 3 MHz sind nicht die beste Option, da bei der Verwendung die dritte Harmonische des Hauptgenerators in diesen Bereich fällt. 10700 кГц Mit einem Diskriminatorresonator bei einer Frequenz von 10700 kHz im MG erhält man sofort das gewünschte Signal, allerdings kann die gegenseitige Beeinflussung des MG und des Ausgangs-UHF das Ergebnis der Messung des Frequenzgangs von SSB-Filtern mit sehr steilen Flanken verderben. Das beste Ergebnis kann mit einem Resonator mit einer Frequenz von 3,58 MHz (abgestimmt auf 3567 kHz) und einer Verdreifachung erzielt werden. Mit einem auf 4300 kHz eingestellten Resonator (abgestimmt auf 4280 kHz), dann durch zwei teilen und mit fünf multiplizieren, erhalten wir ein sehr stabiles Signal zum Einrichten von SSB-Filtern. Erfahrungsgemäß müssen Sie dazu mehrere Resonatoren kaufen, da diese im Frequenzbereich von 3,5...4,5 MHz Impedanzeinbrüche aufweisen, und den „glättesten“ auswählen. 21400 кГц Wenn wir einen Resonator mit einer Frequenz von 3,58 MHz (abgestimmt auf 3567 kHz) verwenden und mit zwei multiplizieren, erhalten wir ein Signal mit einer Frequenz von 7133 kHz, die dritte Harmonische (21400 kHz) wird vom Hauptfilter hervorgehoben. Ein Diskriminatorresonator mit einer Frequenz von 10700 kHz und anschließender Verdoppelung wird ebenfalls gut funktionieren. Dazu müssen Sie das Element DD301.1 verwenden und an seinem Ausgang Q = 3 einstellen (R307 = 1 kOhm, C302 + C303 = 15 pF) (Abb. 16).
Beim Aufbau mit einem Multimeter erreichen Sie eine Signalunterdrückung bei einer Frequenz von 32100 kHz von mindestens 40 dB. Mit einem Spektrumanalysator kann die Unterdrückung auf 50 dB erhöht werden. Die Qualität des Signals nach dem Hauptfilter ermöglicht die Messung des Frequenzgangs von Filtern im Bereich von bis zu 80...90 dB. 34875 кГц Die Frequenz von 34875 kHz erhält man am besten, indem man im SG einen 10-MHz-Resonator verwendet, ihn auf 9939 kHz abstimmt, ihn dann durch zwei teilt und mit sieben multipliziert. Die zweite Möglichkeit besteht darin, den Resonator auf eine Frequenz von 3,58 MHz (abgestimmt auf 3487 kHz) einzustellen, mit einer Zwischenmultiplikation um zwei und einer Endmultiplikation um fünf. Diese Option ist gut, da der Filter die fünfte Harmonische besser isoliert als die siebte. Eine sorgfältige Einstellung von Q=2 ist auf jeden Fall erforderlich. 45 MHz Auf den ersten Blick gibt es viele Optionen für diese Frequenz, die meisten erfordern jedoch eine abschließende Multiplikation mit drei, was nicht immer gut ist. Am besten erhalten Sie zunächst eine Frequenz von 9 MHz (gefolgt von fünf) oder 6428 kHz (gefolgt von sieben). Sie können eine Frequenz von 9 MHz erreichen, indem Sie einen Diskriminatorresonator bei einer Frequenz von 4500 kHz mit vorläufiger Frequenzverdopplung oder mit Resonatoren bei 3, 6, 12 MHz mit Division durch zwei (vier) und Multiplikation mit drei verwenden. Ein Zwischenfilter bei 9 MHz bei Frequenzvervielfachung mit zwei wird mit den Induktivitäten L100 = 1,5 µH und L101 = 4,7 µH realisiert. Wenn Sie die Frequenz mit drei multiplizieren, müssen Sie L100 = 1 μH und Kondensator C113 = 39 pF einstellen. Bei Resonanz liegt am Eingang des DD100.4-Elements ein Signal mit einem Hub von 1,5 V an, was völlig ausreicht, um das Logikelement auszulösen. Die Hauptvoraussetzung für den Erhalt eines sauberen Spektrums bei der Verdreifachung der Frequenz ist ein Signal vom Generator mit Q = 2. Wenn das Signal vom Ausgang des Frequenzteilers am DD101.1- oder DD101.2-Trigger kommt, geschieht dies automatisch. Ohne Teiler müssen Sie das 2G-Signal mit Q = 2 einstellen. Bei der Multiplikation mit zwei müssen Sie außerdem am Ausgang des Elements DD100.1 und im Multiplikator (Ausgang des Elements DD100.3) ein Signal mit Q = 3 erhalten .108) Mit dem Kondensator C117 Q = 100.4 einstellen. Anschließend wird der Filter auf Resonanz abgestimmt. Dazu wird zunächst mit dem Widerstand R100.4 das Gleichgewicht des DD17-Elements gestört, um am Ausgang des DD9-Elements ein Signal mit variablem Tastverhältnis zu erhalten (Abb. XNUMX). Die unterschiedliche Pulsdauer ist darauf zurückzuführen, dass bei einer Frequenz von XNUMX MHz erst mit jedem dritten Puls neue Energie in den Stromkreis gelangt.
Indem wir den Filter auf Resonanz einstellen, erhalten wir ein Signal, dessen Tastverhältnis bereits näher bei Q = 2 liegt (Abb. 18). Bei Resonanz liegen die Messwerte des Multimeters so nahe wie möglich bei 50 % von UK. Bei einer vollen Umdrehung des Abstimmkondensators sollten wir dieses Phänomen zweimal bemerken und gleichzeitig ein sauberes Signal am Ausgang bei einer Frequenz von 9 MHz feststellen.
Schließlich wird mit dem Widerstand R117 Q = 2 wiederhergestellt. Dies wird mit einem Multimeter am XT400-Kontakt überprüft und die Spannung auf genau 50 % von UK eingestellt. In diesem Fall muss der nachfolgende Filter vorübergehend deaktiviert werden. In diesem Fall erhalten wir am XT400-Pin ein Zwischensignal mit einer Frequenz von 9 MHz, bei dem gerade Harmonische um 40 dB unterdrückt werden und die Multiplikation mit 45 MHz keine besonderen Schwierigkeiten bereitet. 55845 кГц Die Lösung dieses Problems soll ein Resonator mit einer Frequenz von 8 MHz (abgestimmt auf 7978 kHz) liefern. Allerdings ist eine sorgfältige Einstellung von Q = 2 am Eingang des Hauptfilters erforderlich, um die geraden Harmonischen sowie die fünfte und neunte Harmonische zu unterdrücken. Eine andere Möglichkeit besteht darin, einen Resonator mit einer Frequenz von 3680 kHz (abgestimmt auf 3723 kHz) mit dazwischenliegender Multiplikation um drei (11169 kHz) und anschließender Multiplikation um fünf zu verwenden. 60128 кГц Die einfachste Möglichkeit besteht darin, einen Resonator mit einer Frequenz von 12 MHz (eingestellt auf 12026 kHz) mit einer Multiplikation von fünf zu verwenden. Sie können einen Resonator mit einer Frequenz von 6 MHz verwenden, indem Sie eine vorläufige Multiplikation mit zwei anwenden. Der Zwischenfilter bei einer Frequenz von 12 MHz besteht aus Induktivitäten L100 = 1 μH und L101 = 3,3 μH, Kondensator C113 = 33 pF. 64455 und 65128 kHz Die Verwendung eines Diskriminatorresonators mit einer Frequenz von 6,5 MHz (abgestimmt auf 6445 kHz) wird wahrscheinlich die optimale Option hinsichtlich Verfügbarkeit und Stabilität bieten. Durch Multiplikation mit zwei und fünf „gehen“ wir auf eine Frequenz von 64455 kHz. Um eine Frequenz von 65128 kHz zu erhalten, stimmen wir den Generator auf eine Frequenz von 6,513 MHz ab. Für einen Zwischenfilter mit einer Frequenz von 13 MHz (nach Multiplikation mit zwei) müssen Sie L100 = 0,82 µH und L101 = 2,2 µH, Kondensator C113 = 39 pF einstellen. 70200 und 70455 kHz Die einfachste Möglichkeit ist die Verwendung eines Resonators im SG mit einer Frequenz von 10 MHz (Einstellung 10030, 10065 kHz). Allerdings erreichen nicht alle Resonatoren die Frequenz von 10050 kHz. Um eine Frequenz von 70455 kHz zu erhalten, können Sie einen Resonator mit einer Frequenz von 3,58 MHz (abgestimmt auf 3523 kHz) verwenden. Nach der Multiplikation mit vier „gehen“ wir zu einer Frequenz von 14091 kHz und multiplizieren dann mit fünf. Betrachten wir diese Option genauer, da sie eine sorgfältige Schritt-für-Schritt-Einrichtung erfordert. Zunächst muss im Hauptgenerator Q = 2 erreicht werden; es empfiehlt sich, den Widerstandswert des Widerstands R118 (R215) auf 330 kOhm zu erhöhen, um die Langzeitstabilität der Einstellung zu erhöhen. Stellen Sie dann Q = 3 am Ausgang des ersten Multiplikators ein, um den maximalen Pegel gerader Harmonischer zu erhalten. Der Zwischenfilter ist auf eine Frequenz von 14 MHz eingestellt. Dazu L100 = 0,18 µH und L101 = 1 µH, Kondensator C113 = 100 pF, C114 - Trimmer 6...30 pF, Widerstand R212 = 820 Ohm einstellen. Die Schaltung weist eine hohe Güte auf und die Spektrallinie bei einer Frequenz von 7 MHz wird um 40 dB unterdrückt. Nach dem Abgleich mit dem Widerstand R117 erhalten wir ein Spektrum, in dem es keine geraden Harmonien vom Hauptsignal gibt und das Signal bei einer Frequenz von 70 MHz um 26 dB höher ist als alle anderen. Der Ausgangsfilter ist auf L400 = 27 nH (Größe 0805 oder 0603) eingestellt. Schleifenspulen (L401 und L402) – jeweils 0,47 μH (EC-24-Drosseln) und Kondensatoren – mit einer Gesamtkapazität von 11 pF. Die Gesamtkapazität des Kondensators C404 beträgt 250 pF, C407 = 82 pF. Die resultierende Bandbreite beträgt ca. 2 MHz, ein Signal mit einer Frequenz von 14 MHz ist 40 dB geringer als ein Signal mit einer Frequenz von 70 MHz, bei einer Frequenz von 42 MHz beträgt die relative Unterdrückung 46 dB, bei einer Frequenz von 140 MHz - 26 dB. Der Ausgangssignalhub („GEN1“) beträgt 400 mV. Die kurzfristige Frequenzinstabilität beträgt etwa ±50 Hz. Über 10 Minuten ändert sich die Frequenz langsam im Bereich von ±200 Hz. Durch eine Abschirmung können diese Werte gesenkt werden, da sich die Luftströmungen im Raum spürbar auswirken. Dies reicht aus, um Filter mit einer Bandbreite von mehr als 5 kHz aufzubauen. Die Abhängigkeit der Frequenz vom Lastwiderstand ist praktisch nicht erkennbar. Die Version mit einem Resonator bei einer Frequenz von 10 MHz erwies sich als 2...3-mal stabiler. Wahrscheinlich haben wir mit diesem Beispiel die „High School“ der Arbeit bei HF mit CMOS-Logikelementen der 74AC-Serie durchlaufen und ein gutes Gefühl für die Grenzen dieser Technik bei der Implementierung von Multiplikatoren für hohe Frequenzen mit minimalen Mitteln bekommen. 80455 кГц Mit einem 8-MHz-Hohlraum (abgestimmt auf 8045 kHz) und einer Primärfrequenzverdopplung erhalten wir 16090 kHz. Die anschließende Multiplikation mit fünf ergibt das gewünschte Ergebnis. 90 MHz Die zuverlässigste Option ist die Verwendung eines Resonators mit einer Frequenz von 12 MHz. Eine Zwischenteilung durch zwei erzeugt ein stabiles Signal bei 6 MHz mit einer Unterdrückung gleichmäßiger Oberwellen von bis zu 50 dB. Nach vorläufiger Multiplikation mit drei erreichen wir eine Frequenz von 18 MHz. In diesem Fall sind im Zwischenfilter (bei 18 MHz) die Induktivitäten L100 = 0,56 μH und L101 = 2,2 μH und der Kondensator C113 = 12 pF verbaut. Bei einer Frequenz von 90 MHz funktioniert der KT368AM-Transistor gut und erzeugt ein Signal mit einem Hub von 400 mV ohne Last und 200 mV an einer 50-Ohm-Last. Die zweite Harmonische (180 MHz) tritt bei UHF auf und wird um 20 dB unterdrückt. Der Hauptfilter enthält L400 = 15 nH (Größe 0805), L401 = L402 = 0,27 µH (EC-24), Schaltungskondensatoren von 11 pF, Kondensatoren C404 = 300 pF, C407 = 68 pF. In Abb. Abbildung 19 zeigt den Frequenzgang dieses Filters mit einem Durchlassbereich von 4 MHz bei einem Pegel von 3 dB. Diese Option führte zu einer hervorragenden Kurzzeitstabilität und während der ersten Betriebsstunde stieg die Frequenz schrittweise um 1 kHz an, wenn die VCO-Karte in einem geschlossenen Gehäuse installiert wurde. Dann ändert sich die Frequenz langsam im Bereich von ±100 Hz.
135,495 MHz Um eine so hohe Frequenz zu erreichen, ist es besser, Quarzresonatoren mit einer Frequenz von 15...20 MHz (erste Harmonische) zu verwenden, die eine Abstimmung von 5...8 kHz ermöglichen. Es ist jedoch zuverlässiger, wenn Sie dem Eingang des DD9022-Elements (DD15055) ein Signal von einem preisgünstigen DDS-Generator mit einer Frequenz von 100.1 oder 200.1 kHz zuführen. Um einen ausreichenden Signalpegel bei einer Frequenz von 135 MHz zu erhalten, muss nach der ersten Multiplikation eine ausreichend hohe Frequenz angestrebt werden (27 oder 45 MHz). Der Ausgangsfilter kann mit dem SAW-Filter HDF135-8 realisiert werden, der eine gute Unterdrückung bei Frequenzen bis 100 MHz aufweist. Zur Anpassung müssen Sie an seinem Ausgang eine RC-Schaltung (1 pF + 68 Ohm) installieren und auf der Modulatorseite (DD301) mithilfe eines Widerstandsdämpfungsglieds eine Impedanz von 50 Ohm bereitstellen. Signale bis 240 MHz Anhand dieses Beispiels möchte ich das Potenzial der eingesetzten Elemente zeigen. Beispielsweise arbeitet das ZG mit einer Frequenz von 12 MHz. Der Multiplizierer des DD100.3 ist auf Q = 3 eingestellt und gibt Impulse mit einer Frequenz von 24 MHz an den LC-Schaltkreis aus. Es ist sehr wichtig, die Filter mit einem Spektrumanalysator (oder ebenso gut mit einem Multimeter) fein abzustimmen. Der Einrichtungsvorgang ist derselbe wie für den 9-MHz-Filter, jedoch L100 = 0,56 µH und L101 = 2,2 µH, Kondensator C113 = 6,8 pF. Am Ausgang (XT400) liegt ein Signal mit einem Spektrum an, in dem ungerade Harmonische von 50 bis 24 MHz unterdrückt werden (um mindestens 300 dB) (dank der guten Platinentopologie rund um den DD301). Das Signal bei 168 MHz ist etwa 18 dB schwächer als das Hauptsignal (24 MHz), bei 240 MHz ist immer noch ein deutlicher Pegel vorhanden (-26 dB). Der vorgeschlagene VCO kann bequem in Verbindung mit einem Sägezahnspannungsgenerator und einem logarithmischen Detektor (AD8307-Mikroschaltung) verwendet werden. Der Betrieb von CMOS-Elementen bei RF in Kombination mit LC-Schaltungen eröffnet einzigartige Möglichkeiten bei der Entwicklung von QRP-Geräten. Logikelemente der 74AC-Serie weisen ein geringes Phasenrauschen auf, wenn an ihrem Eingang bei Frequenzen von 20...120 MHz ein Sinussignal mit einem Hub gleich der Versorgungsspannung angelegt wird. Elemente der 74NS-Serie sind hierfür weniger geeignet. Weitere Informationen sowie Leiterplattenzeichnungen in verschiedenen Formaten: ftp://ftp.radio.ru/pub/2016/05/GUN.zip. Autor: Ayo Lohni
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