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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Ansteuerung von Feldeffekttransistoren in Pulsumrichtern. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Funkamateur-Designer Wie Sie wissen, bietet der Einsatz leistungsstarker Feldeffekttransistoren anstelle von Bipolartransistoren in Impulsspannungswandlern eine Reihe von Vorteilen. Dies kann man in der Fachliteratur nachlesen, allerdings ist es erstens für den Durchschnittsleser praktisch unzugänglich und zweitens werden darin die Fragen der Ansteuerung leistungsstarker Feldeffekttransistoren in der Regel in allgemeiner Form dargelegt, Ohne Bezug auf konkrete Schaltungen fehlt eine detaillierte Beschreibung der Arbeitsumrichter. Der Autor dieses Artikels stellt die Besonderheiten der Verwendung von Feldeffekttransistoren in solchen Geräten vor. Die Feldeffekttransistoren der MIS-Struktur mit induziertem n-Kanal werden am häufigsten in Impulsspannungswandlern eingesetzt. Bei einer Spannung von Null am Gate (in Bezug auf die Source) ist der Transistor geschlossen und öffnet mit einer positiven Spannung mit einem ziemlich klar definierten Schwellenwert. Auf Abb. Abbildung 1 zeigt die experimentell gemessene Abhängigkeit des Drain-Stroms von der Gate-Source-Spannung des IRF630-Transistors. Das Eingangsspannungsintervall vom vollständig geschlossenen Zustand bis zum gesättigten Zustand überschreitet nicht 0,5 V, was bedeutet, dass der Transistor normalerweise schaltet.
Da sich im Kanal keine Ladungsträger ansammeln, bleibt keine Zeit für deren Resorption. Die Dauer des Anstiegs und Abfalls der Drain-Stromimpulse bei entsprechendem Steuersignal beträgt 20 ... 30 ns bei einem vollen Betriebsstrom von 9 A. Die maximale Betriebs-Drain-Source-Spannung Us max = 200 V, die maximale Verlustleistung P pac max = 75 W. Der Eingangswiderstand von MIS-Transistoren ist rein kapazitiv. Dies bedeutet jedoch nicht, dass er sich wie ein herkömmlicher Kondensator verhält, wenn ein Steuerimpuls an das Gate angelegt wird. Im Ersatzschaltbild eines Transistors werden drei Hauptkapazitäten unterschieden: Eingang Czi – zwischen Gate und Source; der Durchgang Cse – zwischen Drain und Gate, der Ausgang Cci – zwischen Drain und Source. Die Kapazität Sei wird wie ein herkömmlicher Kondensator nur bis zur Schwellenspannung Upor aufgeladen. Sobald der Transistor öffnet, erfolgt eine negative Spannungsrückkopplung über die Kapazität Ссз. Auf der Ladekurve der Eingangskapazität erscheint ein horizontaler Abschnitt. Seine Dauer beträgt je nach Ladestrom Bruchteile bis Einheiten von Mikrosekunden, spielt jedoch eine wichtige Rolle bei der Bildung des Drain-Stromimpulses. Um die Merkmale der Ladekurve zu untersuchen, wurde ein Knoten zusammengestellt, dessen Diagramm in Abb. dargestellt ist. 2 (ohne Widerstand R3). Der Knoten wird von zwei Quellen Upit1 und Upit2 gespeist, da die Drain-Spannung Hunderte von Volt erreicht.
Spannungsdiagramme an den charakteristischen Punkten des Knotens sind in Abb. in einem willkürlichen Maßstab dargestellt. 3.
Bis zu diesem Moment hält die positive Spannung am Eingang den Transistor VT1 offen. Die Dauer des Anstiegs und Abfalls der Triggerimpulse (insgesamt mit der Anstiegszeit des Oszilloskopverstärkers) überschritt 20 ns nicht und ist daher im Diagramm nicht dargestellt. Wenn im Segment t1 ... t2 der Transistor VT1 bereits geschlossen ist, ist auch VT2 noch geschlossen und die Spannung an seinem Gate steigt exponentiell mit der Zeitkonstante R2Czi an. Auf dem Bildschirm sieht dieser erste Abschnitt wie ein gerades Liniensegment aus. Der Transistor VT2 öffnet zum Zeitpunkt t2, also mit einer gewissen Verzögerung. Bezeichnen wir es als tset1 = t2 - t1. Ab dem Zeitpunkt t2 beginnt eine negative Rückkopplung zwischen Drain und Gate durch die Kapazität Ссз zu wirken (Miller-Effekt). Die Spannung am Gate steigt nicht mehr an und Diagramm b im Abschnitt t2 ... t3 ist eine horizontale Linie auf dem Bildschirm. Andererseits beginnt die Spannung am Punkt b ab dem Moment t2 aufgrund eines Anstiegs des Drain-Stroms abzunehmen. Im Moment t3 öffnet der Transistor VT2 vollständig, die Spannung an seinem Drain erreicht fast Null und bleibt konstant, das negative OS wird über Cse ausgeschaltet (der OS-Strom ist Null). Die Gate-Spannung beginnt wieder exponentiell bis Upit1 anzusteigen. Im Moment t4 öffnet der Transistor VT1 und die Kapazität Czi beginnt sich zu entladen. Die Zeitkonstante seiner Entladung ist viel kürzer als die des Ladens, daher nimmt die Spannung am Gate des Transistors VT2 sehr schnell ab und bis sie den Unop-Wert erreicht (Moment t5), bleibt der Transistor VT2 offen. Zum Zeitpunkt t5 beginnt es zu schließen, die Spannung an seinem Drain beginnt anzusteigen und der negative FB setzt wieder ein. Auf Diagramm b erscheint ein Schritt, aber da der Schlusskurs sehr schnell erfolgt, ist seine Dauer sehr kurz. Der Transistor schaltet ab, bevor die Spannung an seinem Gate auf Null abfällt. Der Zeitabstand von U bis t5 ist die Ausschaltverzögerungszeit tset2 = t5 -t4. Eine der wichtigsten Voraussetzungen für den zuverlässigen Betrieb von Impulsspannungswandlern ist die Ausbildung eines sicheren Schaltmodus für leistungsstarke Transistoren. Wenn der Transistor eingeschaltet wird, steigt der Drain-Strom von Null auf ein Maximum und die Spannung an ihm sinkt von einem Maximum auf nahezu Null. Wenn der Transistor schließt, ist der Vorgang umgekehrt. Es ist erforderlich, dass sowohl Strom als auch Spannung und deren Produkt über den gesamten Verlauf des Arbeitspunkts die zulässigen Werte nicht überschreiten. Strom- und Spannungsstöße in Übergangspositionen müssen ausgeschlossen bzw. minimiert werden. Diese Ziele werden durch eine erzwungene Verlangsamung der Schaltvorgänge von Transistoren erreicht. Gleichzeitig sollte der Anstieg und Abfall des Pulses möglichst kurz sein, um die Wärmeentwicklung im Transistor zu reduzieren, d. h. es muss ein Kompromiss gefunden werden. Experimente zeigen, dass sich das Problem mit Feldeffekttransistoren einfacher lösen lässt als mit bipolaren. Die Anstiegszeit des Drain-Stromimpulses ist gleich der Dauer des horizontalen Abschnitts t2...t3, die wiederum proportional zum Widerstandswert des Widerstands R2 ist (siehe Abb. 2). Die Abhängigkeit der Frontdauer tf vom Widerstandswert des Widerstands R2 ist in Abb. dargestellt. 4. Daher können Sie durch die Auswahl dieses Widerstands einfach die gewünschte Anstiegsgeschwindigkeit des Drain-Stroms einstellen.
Einschalten des Feldeffekttransistors gemäß dem Schema von Abb. 2 hat eine interessante Funktion, die zur Lösung des Problems beiträgt. Die Anstiegsgeschwindigkeit des Drain-Stroms in der Anfangsphase des Impulses wird merklich verringert, was dazu führt, dass an der Vorderseite des Drain-Stromimpulses kein Anstieg auftritt (die Form des Drain-Stromimpulses kann anhand der Form beurteilt werden). der Spannungsimpuls am Punkt c) Die Öffnungszeit eines leistungsstarken Feldeffekttransistors ist ungefähr die gleiche wie die eines Bipolartransistors, der gemäß dem entsprechenden Schema enthalten ist, und die Schließzeit ist zehnmal kürzer. Also für den IRF630-Transistor mit Upit1 = 15 V und R2 = 560 Ohm, topen = 0,5 μs, tclose = 0,06 μs. Bei einer so HOHEN Schließgeschwindigkeit hat der Abfall des Drain-Spannungsimpulses einen Anstieg von 7,5 V bei Up = 20 V. Die Impulsamplitude beträgt ebenfalls 20 V, was bedeutet, dass der Anstieg 27,5 % seiner Amplitude beträgt. Einige gehen davon aus, dass der Anstieg auf den direkten Durchgang des Eingangssignals durch die Kapazität Cse zurückzuführen ist. Ich glaube, dass die Leistung des Eingangssignals dafür zu gering ist, obwohl es natürlich Bedingungen zum Bestehen gibt. Eine wahrscheinlichere Ursache ist meiner Meinung nach die Reaktion des Transistor-Leistungskreises auf einen schnellen Abfall des Drain-Stroms. Auf jeden Fall muss dieses Phänomen bekämpft werden. Der einfachste Weg besteht darin, den Spannungsstoß zu reduzieren, indem die Entladezeit der Eingangskapazität des Transistors VT2 verlängert wird (siehe Abb. 2). Dazu wurde in den Emitterkreis des Transistors VT1 ein Widerstand R3 eingefügt. Bei R3 = 56 Ohm verringerte sich die Amplitude des Stoßes auf 1,75 V oder 9 %, bei R3 = 75 Ohm auf 1 V oder 5 %. der Pulsamplitude. Mit dem Widerstand R3 erhöht sich die Dauer der Impulsfront geringfügig – um etwa 0,1 μs. Völlig unverzerrte Impulse erhält man, wenn man an den oberen Anschluss des Lastwiderstands Rн (den) einen Stromkreis aus einem in Reihe geschalteten Kondensator mit einer Kapazität von 0,47 ... 1 μF und einem Widerstand mit einem Widerstandswert von 1 ... 2 Ohm anschließt (das zweite Ende des Stromkreises ist mit einem gemeinsamen Draht verbunden). Diese Schaltung sollte so nah wie möglich an den Anschlüssen des Transistors VT2 platziert werden. Bei Gegentaktwandlern tritt zusätzlich zu den aufgeführten ein weiteres Problem auf – der Durchgangsstrom. Der Grund für sein Auftreten in Geräten auf Basis von Bipolartransistoren ist die endliche Zeit der Absorption überschüssiger Nebenträger in der Basis von Transistoren, weshalb es notwendig ist, das Öffnen von Transistoren künstlich zu verzögern. Bei Feldeffekttransistoren unter diesen Bedingungen Die Ein- und Ausschaltverzögerung erfolgt automatisch und die Dauer der Verzögerungen ist stabil. Obwohl es in Feldeffekttransistoren keine Ladungsakkumulation gibt, kann ein Durchgangsstrom nur auftreten, wenn tset2 > tset1. Wenn Sie sicherstellen, dass der Transistor in einem Zweig des Wandlers schließt, bevor der geschlossene Transistor im anderen Zweig öffnet, tritt dieser Strom nicht auf. Mit anderen Worten: Zwischen dem Schließen eines Transistors und dem Öffnen eines anderen muss eine Pause liegen. Um einen Feldeffekttransistor zu öffnen, ist relativ wenig Strom erforderlich. Steuerimpulse können ohne vorherige Stromverstärkung direkt von den Ausgängen von Logikschaltungen angelegt werden. Die Ausgangsleistung des Konverters selbst kann mehrere hundert Watt erreichen. Zur Ansteuerung leistungsstarker Feldeffekttransistoren stellt die Industrie spezielle Mikroschaltungen her, die einen Ausgangsstrom von bis zu 100 mA oder mehr ermöglichen. Dies sind jedoch universelle Mikroschaltungen, die zur Steuerung von Transistoren mit Svx \u3000d 4000 ... XNUMX pF und einer Umwandlungsfrequenz von Hunderten von Kilohertz ausgelegt sind. Ein Fragment des Schaltkreises für Transistoren, die von digitalen Mikroschaltungen gesteuert werden, ist in Abb. 5 dargestellt. 1 Die Eingangskapazität der Transistoren VT2 und VT1 wird über die Widerstände R2 und R1 geladen und über die Dioden VD2 bzw. VD2 entladen, was einem Einschalten gemäß der Schaltung in Abb. entspricht. XNUMX.
Auf Abb. In Abb. 6 zeigt auf verschiedenen Zeitskalen die Drain-Stromimpulse der Transistoren VT1 und VT2. Das Signal auf dem Oszilloskopbildschirm sieht aus wie eine gerade Linie mit schmalen Zähnen (Abb. 6, a). Die Spitzen sind kurze Pausen zwischen Drain-Stromimpulsen. Die Form der Pause auf einer großen Zeitskala ist in Abb. dargestellt. 6b. Das Signal kann auf dem Bildschirm eines Zweikanal-Oszilloskops im „Summen“-Modus mit Invertierung in einem der Kanäle beobachtet werden.
Das Diagramm in Abb. 5 ist nicht typisch für den Bau leistungsstarker Schaltnetzteile. Am häufigsten werden Halbbrücken-Spannungswandler eingesetzt, bei denen die Steuerkreise leistungsstarker Transistoren im Gleichstrom voneinander isoliert werden müssen. Ein Diagramm eines Halbbrückenwandlers (in vereinfachter Form – ohne einige Hilfsknoten) ist in Abb. dargestellt. 7. Das Gerät gemäß dem Schema von Abb. 5 dient hier als Steuerimpulsgeber und zusätzliche Stromquelle.
Dieser Konverter arbeitet mit 25 kHz; Ausgangsleistung - 200 W. Der Master-Oszillator auf den Logikelementen DD1.1, DD1.2 des CD4011BCN-Chips arbeitet sehr stabil. Bei einer anderen Mikroschaltung kann die Frequenz von der angegebenen abweichen, dann müssen die Widerstände R2 (und ggf. R3) ausgewählt werden. Es ist unerwünscht, die Mikroschaltung K561LA7 zu verwenden, da die Versorgungsspannung des Hauptoszillators 15 V beträgt, d. h. die für diese Mikroschaltung maximal zulässige Spannung. IRFD010-Transistoren haben eine kleine Eingangskapazität, weshalb die Pausen zwischen den Impulsen 0,5 µs nicht überschreiten. Die Dauer der Pausen kann durch den Anschluss der Kondensatoren C5 und C6 (gestrichelt dargestellt) mit einer Kapazität von 100 pF oder mehr verlängert werden. Sie können symmetrische Pausen einlegen. Wenn die Pausen symmetrisch sind, können sie einfacher erweitert werden, indem zwischen den Gates der Transistoren VT1 und VT2 ein Kondensator eingebaut wird. In diesem Fall erhöht sich die Dauer des Anstiegs und Abfalls der Impulse unwesentlich. Die Symmetrie der Impulse selbst wird durch die Wahl des Widerstands R2 erreicht. Bei dem beschriebenen Wandler beträgt die Pausendauer an der Basis der Impulse 0,1 µs und etwa 0,45 µs zwischen ihren Spitzen. Die von den Wicklungen III und IV des Transformators T1 kommenden Impulse öffnen die leistungsstarken Transistoren VT3 und VT4. Eine solche Einbeziehung von Transistoren entspricht der im Diagramm in Abb. 2 mit Widerstand R3 Die Form der Impulse an der Primärwicklung des Transformators T2 im willkürlichen Maßstab ist in Abb. 8 dargestellt. XNUMX.
Der Widerstand R6 spielt im Gerät eine wichtige Rolle. Es eliminiert Überspannungen an der Impulsfront und unterdrückt Resonanzphänomene. Es ist praktisch, von ihm ein Signal zu nehmen, um die Parameter von Impulsen und Pausen dazwischen zu beobachten und zu steuern. Sein Widerstand sollte das erforderliche Minimum sein, um diese Ziele zu erreichen. Autor: M. Dorofeev, Moskau
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Kommentare zum Artikel: Alexander Sehr verständlich. Auch für mich fange ich gerade erst an. Vielen Dank.
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