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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Spannungswandler für funkgesteuertes Modell. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Radio Kontrolle Bordnetze für funkgesteuerte Modelle haben in der Regel eine Nennspannung von 4,5 ... 12 V. Hochwertige Elektromotoren für eine solche Spannung sind recht selten und zu einem beachtlichen Preis erhältlich. Gleichzeitig ist die Palette der verfügbaren Elektromotoren für 24 ... 27 V recht groß, sie erfordern jedoch einen Spannungswandler ähnlich dem vom Autor des Artikels vorgeschlagenen. Ein wesentlicher Vorteil des Einsatzes von Elektromotoren für erhöhte Spannung ist der reduzierte Stromverbrauch, der den Bedarf an Transistoren der Endstufen von Servoantrieben von Lenkmaschinen und Geschwindigkeitsreglern erleichtert. Die Effizienz der Motorsteuergeräte wird erhöht, wodurch die begrenzten Energieressourcen an Bord des Modells geschont werden. Der entwickelte Spannungswandler ermöglicht den Einsatz von Elektromotoren mit einer Nennspannung von 24...27 V in Verbindung mit Funksteuergeräten [1]. Für Lenkmaschinen von Modellen eignen sich beispielsweise Motoren der DPR-Serie mit Hohlrotor, die beim Anfahren und Rückwärtsfahren eine geringe Trägheit aufweisen. Die Servoverstärker des Fahrreglers und der Lenkmaschine müssen gemäß den Empfehlungen in [2] aufgebaut sein. Als eigenständiges Gerät kann dieser Spannungswandler für andere Zwecke verwendet werden. Das Schema des Geräts ist in Abb. dargestellt. 1. Dabei handelt es sich um den sogenannten pulsweitenstabilisierten Flyback-Wechselrichter mit hohem Wirkungsgrad. Bei einer Eingangsspannung von 4,5 ... 9 V kann die stabilisierte Ausgangsspannung beliebig im Bereich von 18 ... 27 V eingestellt werden und ändert sich bei einer Erhöhung des Laststroms von 0,1 auf 1 mA um maximal 500 V. Wirkungsgrad des Konverters bei Volllast – 85 %.
Spannungsdiagramme an den charakteristischen Punkten des Stromkreises, dargestellt in Abb. 2 wurden auf einem Computermodell des Geräts mit dem Programm Micro-Cap 6.22 erhalten und stimmen vollständig mit den Wellenformen der Signale in einem realen Konverter überein.
Der Master-Oszillator auf den Elementen DD1.1 und DD1.2 erzeugt Rechteckimpulse. An den Eingängen 8, 9 des Elements DD1.3 liegt die differenzierte Schaltung C3R2R3 an. Die Werte der Widerstände R2 und R3 sind so gewählt, dass der konstante Spannungsanteil am Verbindungspunkt den Schwellenwert Un, bei dem das Element DD1.3 seinen Zustand ändert, geringfügig überschreitet. Negative Emissionen, die den Schwellenwert überschreiten, bilden kurze positive Impulse am Ausgang des Elements DD1.3 (Pin 10). Letztere laden den Kondensator C5 über einen kleinen Gleichwiderstand des Basis-Emitter-Abschnitts des Transistors VT2 auf. Am Ende des Impulses wird die linke (gemäß dem Diagramm) Platte des Kondensators C5 mit einem gemeinsamen Draht verbunden, und die Spannung, auf die der Kondensator geladen wird, wird in negativer Polarität an die Basis des Transistors VT2 angelegt und schließt Es. Als nächstes beginnt das Umladen des Kondensators C5 durch den Kollektorstrom des Transistors VT1. Die Geschwindigkeit dieses Vorgangs hängt von der Spannung an der Basis von VT1 ab. Der Transistor VT2 bleibt geschlossen, bis die Spannung an seiner Basis etwa 0,8 V erreicht. Daher hängt die Dauer der positiven Impulse am Kollektor VT2 und den Eingängen 12, 13 des DD1.4-Elements von der Betriebsart des Transistors VT1 ab. Durch das Element DD1.4 und den Transistor VT3 zweimal invertiert, öffnen die Impulse den Leistungsschlüssel – den Feldeffekttransistor VT4. Wenn der Transistor VT4 geöffnet ist, steigt der Strom in der Induktivität L1 linear an. Nach dem Schließen des Transistors wird dieser Strom nicht unterbrochen, sondern fließt abfallend weiter durch die Diode VD1 und lädt den Speicherkondensator C8 auf. Die stationäre Spannung an diesem Kondensator übersteigt die Versorgungsspannung um ein Vielfaches, wie die Zeit der Energieakkumulation im Magnetfeld der Spule L1 (die Dauer der positiven Impulse am Gate des Transistors VT4, siehe Abb. 2) überschreitet Zeit seiner Übertragung an den Kondensator C8 (die Dauer der Pausen zwischen den Impulsen ist dort gleich). Ein Teil der Ausgangsspannung des Trimmerwiderstands R14 wird dem invertierenden Eingang des Gleichstromverstärkers am Operationsverstärker DA2 zugeführt. Eine beispielhafte Spannung wird von einem Widerstandsteiler R4R5 an seinen nichtinvertierenden Eingang angelegt. Die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers, proportional zur Differenz zwischen Referenz- und Ausgangsspannung (unter Berücksichtigung des Teilers R13R14), wird der Basis des Transistors VT1 zugeführt und steuert die Dauer der Impulse, die den Transistor VT4 öffnen. Somit entsteht ein geschlossener Kreislauf der automatischen Steuerung. Wenn die Ausgangsspannung abgenommen hat (z. B. durch einen Anstieg des Laststroms), sinkt die Spannung am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und an seinem Ausgang steigt sie an. Dadurch sinkt der Emitterstrom des Transistors VT1, der durch den Widerstand R8 fließt, und damit auch der Kollektorstrom. Der Kondensator C5 lädt sich langsamer auf. Die Dauer des offenen Zustands des Transistors VT4 nimmt zu, die Ausgangsspannung des Wandlers nimmt zu. Die Versorgungsspannung der Hauptkomponenten des Umrichters wird durch den integrierten Stabilisator DA1 stabilisiert. Das Gerät ist auf einer einseitigen Leiterplatte mit den Maßen 70x55 mm montiert, siehe Abb. 3. Trimmerwiderstand R14 – SPZ-38B oder RP1-63M. Die übrigen passiven Elemente sind beliebiger Art und hinsichtlich Parameter und Abmessungen geeignet.
Als DD1-Mikroschaltung können Sie außer K561LA7 K561TL1 verwenden, andere Mikroschaltungen der K561-Serie sind bei einer Versorgungsspannung von 3 V instabil. Aus dem gleichen Grund sollten Sie den K140UD608 (DA2)-Chip nicht durch andere Operationsverstärker ersetzen. Die Transistoren VT2, VT3 können jede Serie KT315 oder KT3102 sein, aVT1 - Serie KT361, KT3107. Der Wirkungsgrad des Wandlers hängt maßgeblich von den Spannungsabfällen an der Diode VD1 und am offenen Transistor VT4 ab. Letzterer ist proportional zum Widerstand des offenen Transistorkanals, der in den Nachschlagewerken angegeben ist. Daher sollte man bei der Auswahl von Ersatz für den angegebenen Transistor und die angegebene Diode besonders auf diese Parameter achten und Geräte auswählen, für die sie minimal sind. Die Abschaltspannung des Feldeffekttransistors sollte nicht mehr als 4 V betragen. Der Amplitudenwert des von ihm geschalteten Stroms ist in diesem Fall viel größer als der Laststrom, daher sollte der Transistor mit einem zulässigen Drainstrom von at ausgewählt werden mindestens 6 A. Sollte sich der VT4-Transistor unter Last merklich erwärmen, muss er mit einem Kühlkörper ausgestattet werden, für den die Platine sorgt. Die Diode VD1 muss für einen Gleichstrom von mindestens 10 A ausgelegt sein. Der im Diagramm angegebene KD2998V kann durch KD213A ersetzt werden. Die Spule L1 mit einer Induktivität von 18 ... 20 μH sollte einen geringen magnetischen Streufluss haben, daher wurde dafür ein gepanzerter B-26-Magnetkreis aus M1500NM-Ferrit gewählt. Eine Wicklung aus fünf Windungen aus starrem isoliertem Draht mit einem Durchmesser von 1,5 ... 2 mm wird auf einen Dorn mit geeignetem Durchmesser gewickelt, vom Dorn entfernt, mit einer Schicht Isolierband geschützt und in einen Magnetkreis gelegt. Zwischen den Bechern ist ein nichtmagnetischer Spalt von 0,2 mm erforderlich. Zwischen den Mitteladern wird eine Isolierdichtung entsprechender Dicke angebracht. Dadurch wird verhindert, dass die Becher brechen, wenn der Magnetkreis mit einer Schraube festgezogen wird. Um die Platinenfläche zu verkleinern, wird die L1-Spule auf der Seite liegend daran befestigt. Die Wicklungsleitungen werden in die entsprechenden Löcher gesteckt und mit den Pads verlötet. Die Kondensatoren C7 und C9 sind im Diagramm (siehe Abb. 1) und der Platinenzeichnung (Abb. 3) mit gestrichelten Linien dargestellt. Normalerweise sind sie nicht notwendig, aber wenn der VT4-Transistor sehr heiß wird und in der Spannungswellenform an seinem Gate in den Intervallen zwischen den Hauptimpulsen „falsche“ positive Impulse sichtbar sind, kann die Installation dieser Kondensatoren hilfreich sein. Ihre Kapazität wird empirisch ausgewählt. Bei der Überprüfung des zusammengebauten Konverters ist zu beachten, dass bei einer Ausgangsspannung von 27 V und einem Laststrom von 0,5 A die Primärstromversorgung mit einer Spannung von 6 V für einen Strom von mindestens 2,5 ausgelegt sein muss A. Vor dem ersten Einschalten des Konverters sollte sich der Motor des Abstimmwiderstands R14 in der Mittelstellung befinden und dann mit seiner Hilfe die erforderliche Ausgangsspannung einstellen. Wenn der Konverter nicht funktioniert, sollten Sie die L1-Spule vorübergehend ablöten und durch Anlegen einer Spannung von +27 V von einer externen Quelle an den Ausgangskreis sicherstellen, dass die Form der Signale an den in Abb. 2 entsprach dem in dieser Abbildung gezeigten. Bei Bedarf kann der Wandler nach der in [3] beschriebenen Methode auf eine andere Ein- und Ausgangsspannung umgestellt werden. Ausgangsdaten: Mindestspannung der Primärquelle - Umin; Ausgangsspannung - Uout; maximaler Laststrom - In. Die Berechnung erfolgt in folgender Reihenfolge: 1. An die Last abgegebene Leistung,
2. Die von der Präzision verbrauchte Leistung,
(es wird angenommen, dass der Wirkungsgrad des Konverters mindestens 80 % beträgt). 3. Der Durchschnittswert des von der Quelle verbrauchten Stroms,
4. Spulenstrom L1 (Spitzenwert),
5. Wir wählen einen Feldeffekttransistor VT4 mit einem zulässigen Drainstrom von mindestens lm und einem minimalen Widerstand des offenen Kanals rok. 6. Wir wählen die VD1-Diode mit einem zulässigen Durchlassstrom von mindestens lm und einem minimalen Spannungsabfall Upr bei diesem Strom. 7. Spannungsabfall über dem offenen Transistor VT4
8. Die Dauer des offenen Zustands des Transistors VT4
(bei unverändertem Spulendesign L1=20 µH). 9. Die Dauer des geschlossenen Zustands des Transistors VT4
10. Die Impulswiederholungsperiode des Hauptoszillators
Der berechnete Wert von Tn wird durch Auswahl des Werts des Widerstands R1 erreicht. Ohne die Spule L1 in den Wandler einzubauen und ihren Stromkreis unterbrochen zu lassen, wird außerdem die Basis des Transistors VT1 vorübergehend vom Ausgang des Operationsverstärkers getrennt und mit dem Motor eines variablen Widerstands mit einem Nennwert von 47 kOhm verbunden Der äußerste Anschluss ist mit dem Ausgang des integrierten Stabilisators DA1 und der andere mit einem gemeinsamen Kabel verbunden. Der neu eingeführte variable Widerstand stellt die Dauer positiver Impulse am Gate VT4 auf t1 ein. Die Spannung wird an der Basis des Transistors VT1 gemessen und am Eingang 3 des Operationsverstärkers DA1 eingestellt, wobei der Wert des Widerstands R5 gewählt wird. Nach Wiederherstellung aller Verbindungen erreicht der Trimmwiderstand R14 die gewünschte Spannung am Ausgang des Wandlers. Literatur
Autor: V. Dnischtschenko, Samara
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