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ENZYKLOPÄDIE DER FUNKELEKTRONIK UND ELEKTROTECHNIK Untersuchung von PSpice-Modellen analoger Radioelemente. Enzyklopädie der Funkelektronik und Elektrotechnik
Lexikon der Funkelektronik und Elektrotechnik / Mikrocontroller In seinem Artikel („PSpice-Modelle für Simulationsprogramme„in „Radio“ Nr. 5-8, 2000) sprach der Autor über die Regeln für die Konstruktion von Modellen analoger Komponenten zur Modellierung von Programmen auf Basis der PSpice-Sprache. Der vorgeschlagene Artikel setzt dieses Thema fort. Er widmet sich Methoden zur Untersuchung von PSpice-Modellen und Methoden zur Konstruktion von Komponentenmodellen für Dies ist sehr wichtig, da nur die Verwendung zuverlässiger Komponentenmodelle es ermöglicht, angemessene Simulationsergebnisse zu erhalten. Früher oder später kommt jeder Funkamateur zu dem Schluss: Bevor man bei der Herstellung des Gerätes das Funkelement auf der Platine einbaut, sollte man zunächst dessen Funktionsfähigkeit prüfen. Dadurch wird das Gerät in Zukunft vor einem Ausfall nach dem Anlegen der Stromversorgung oder einer langwierigen Suche nach der Ursache seiner Funktionsunfähigkeit bewahrt. Zu diesem Zweck organisieren Industrieunternehmen eine teilweise oder vollständige Eingangskontrolle von Funkelementen, was viel einfacher ist, als einen großen Stab hochqualifizierter und hochbezahlter Geräteeinsteller zu unterhalten. Bei der Modellierung elektronischer Schaltungen sollte die Vorgehensweise ähnlich sein. Die Verwendung nicht verifizierter Modelle führt zu Zeitverschwendung beim Betrachten von Diagrammen, die nichts mit der Realität zu tun haben. In diesem Fall können Sie falsche Schlussfolgerungen über den Zustand oder die Funktionsunfähigkeit des Geräts ziehen und eine falsche Entscheidung treffen. Daher sollte auch hier eine Eingabekontrolle organisiert werden. Dies wird sich in Zukunft durch Zeitersparnis und Zuverlässigkeit der Simulationsergebnisse auszahlen. Quellen zum Auffüllen persönlicher Bibliotheken können Modelle sein, die in den Bibliotheken des verwendeten Simulationssoftwarepakets enthalten sind, aus den Bibliotheken anderer, aber kompatibler Simulationsprogramme – Modelle, die im Internet auf den Websites von Firmen, Entwicklern von Simulationsprogrammen und Herstellern von Simulationsprogrammen reichlich präsentiert werden elektronische Komponenten, veröffentlicht in gedruckten Publikationen und selbst entwickelte Modelle. Gleichzeitig kann man über ihre Qualität nur raten. Bevor Sie diese Modelle verwenden, ist es wünschenswert, sie zu testen. Mit diesem Ansatz entsteht Vertrauen in die erzielten Ergebnisse. Es wird klar – was sein kann und was nicht. Der vorgeschlagene Artikel beschreibt einige Methoden zum Testen von Modellen diskreter analoger Funkelemente, stellt Messschemata und Texte zu Modellierungsaufgaben im PSpice-Format bereit. Aufgaben werden für bestimmte Modelle von Funkelementen konfiguriert, deren Prüfung im Artikel beschrieben wird. Wenn weitere Elemente getestet werden sollen, sollten die Programme verbessert werden. Es ist nicht schwer. In der Regel beschränken sich alle Verbesserungen auf die Änderung der Grenzwerte für die Änderung von Strömen, Spannungen, Analysezeiten, die Auswahl einer Last und die Einstellung des erforderlichen Modus des Komponentenmodells für Gleichstrom. Wenn Sie kreativ werden, können einige Tests zur Entwicklung neuer Tests für andere Modelle, einschließlich komplexer Makromodelle, verwendet werden. MESSUNG DER DIODENWIEDERHERSTELLUNG Um die dynamischen Eigenschaften eines Diodenmodells zu bewerten, sollte seine Sperrverzögerungszeit gemessen werden. Lassen Sie uns dies am Beispiel eines Modells einer Gleichrichterdiode KD212A tun. Es ist bekannt, dass nach dem Ändern der Polarität der an eine echte Diode angelegten Spannung von Gleich- auf Rückwärtsspannung diese nicht sofort, sondern mit einer gewissen Verzögerung schließt. In diesem Fall kann für einige Zeit ein großer Strom in entgegengesetzter Richtung durch die Diode fließen. Für KD212A ist laut Nachschlagewerk [1] die Sperrverzögerungszeit bei Uobr=200 V, Ir=2 A, nicht mehr als 300 ns garantiert. Schauen wir uns nun das Modell dieser Diode an. Erstellen wir Messbedingungen, die denen ähneln, unter denen die Parameter der KD212A-Diode im Nachschlagewerk angegeben sind. Dazu wenden wir auf das Diodenmodell (Abb. 1, Tabelle 1) einen multipolaren Spannungsimpuls mit einer Amplitude von 200 V durch einen Widerstand mit einem Widerstand von 100 Ohm an.
Starten wir den Simulationsprozess und sehen wir uns an, wie sich der Diodenstrom ändert (Abb. 2).
Tatsächlich gibt es in der Grafik einen charakteristischen Stromstoß in die entgegengesetzte Richtung. Seine Dauer ist die umgekehrte Erholungszeit. Die Stromspitze beim Einschalten der Diode wird durch die Umladung ihrer Sperrkapazität erklärt. Der Modelldiodenstrom wird in Ampere und die Spannung in Hunderten von Volt gemessen. Um zwei Kurven (Strom und Spannung) in einem Diagramm zu erstellen, sollte die Spannung mithilfe des Grafikprozessors durch 100 geteilt werden. Aus den Diagrammen ist ersichtlich, dass die Reverse-Recovery-Zeit etwa 33 ns beträgt. Die Ergebnisse entsprechen der Realität, obwohl die Reverse-Recovery-Zeit deutlich unter den Pass-300 ns liegt. Hier zeigt sich generell deutlich das Problem der Nutzung von Informationen aus inländischen Nachschlagewerken zum Bau von Modellen. Alle Parameter, die entweder auf „nicht mehr“ oder „nicht weniger“ eingestellt sind, können in der Regel nicht zur Erstellung mathematischer Modelle verwendet werden, da sie hauptsächlich den Wunsch der Entwickler widerspiegeln, auf Nummer sicher zu gehen. Daher ist es besser, zu versuchen, von Herstellern erstellte Modelle zu verwenden oder unabhängige Messungen durchzuführen. Wird diese Diode beispielsweise in einem Gleichrichter verwendet, führt das Vorhandensein solcher Überspannungen zu einer Erhöhung des Schaltrauschens. Dies wird üblicherweise durch die Parallelschaltung eines Parallelkondensators zur Diode behoben (Abb. 3).
Mal sehen, was es bringt (Abb. 4).
Es ist erkennbar, dass sich die Situation ändert, jedoch nicht drastisch. Offensichtlich hängt der Fehler beim Umschalten in den Direktzustand mit dem Nachladen des Kondensators C1 zusammen. Die Aufgabe zur Modellierung (Tabelle 2) besteht aus zwei nacheinander eingefügten Aufgaben.
Die zweite Aufgabe ist nur eine Kopie der ersten, zu der dann der Kondensator C1 hinzugefügt wird, der parallel zur Diode geschaltet ist. Dies ist praktisch, da alle Grafiken nach der Berechnung gleichzeitig angezeigt werden. VOLT-FARAD-CHARAKTERISTIK DES VARICAP-MODELLS Ein weiteres wichtiges Merkmal einer Diode ist die Abhängigkeit der Kapazität des pn-Übergangs von der in entgegengesetzter Richtung angelegten Spannung. Bei Geräten wie Varicaps ist dies die Hauptabhängigkeit. Lassen Sie uns die Kapazitäts-Spannungs-Kennlinie für das Varicap-Modell 2V104A erstellen. Wenden wir auf das Diodenmodell (Abb. 5) eine Spannung an, die linear mit einer Rate von 10 V/μs ansteigt, wobei in der entgegengesetzten Richtung eine Amplitude von 50 V angelegt wird. In diesem Fall wird der pn-Übergang geschlossen und der Strom durch die Diode ist aufgrund des sehr großen Sperrwiderstands praktisch rein kapazitiv und wird durch die Gleichung ld \u10d CdV'(t) bestimmt, wobei V' (t) ist die Spannungsanstiegsrate (107 V/μs=XNUMX V/s).
Wir lösen diese Gleichung nach Сd auf, wir erhalten Сd=Id/V'(t). Von hier erhalten wir die Formel für die Kapazität der Diode: Cd \u107d Id / XNUMX. Oder schließlich unter Berücksichtigung der Dimension Sd (pF) \u0,1d XNUMX Id (μA). Lassen Sie uns die Simulationsaufgabe zusammenstellen und ausführen (Tabelle 3) und dann sehen wir, wie sich der Diodenstrom mit der Zeit ändert (Abb. 6).
Der Strom wird sehr klein sein, und um ihn gleichzeitig mit der Spannung zu sehen, müssen seine Werte mit der GPU mit 1000 multipliziert werden. Da die Abhängigkeit der angelegten Spannung von der Zeit linear ist, werden wir ersetzen die Zeit auf der X-Achse mit der Spannung der Quelle V1. Dann teilen wir die Stromwerte durch 10. Als Ergebnis erhalten wir die Kapazitäts-Spannungs-Kennlinie der Diode (Abb. 7), wobei entlang der Achse der Stromwert in Mikroampere numerisch gleich der Kapazität von ist die Diode in Picofarad.
Das Handbuch [1] gibt an, dass bei einer Sperrspannung von 4 V die Kapazität des Varicaps im Bereich von 90 bis 120 pF liegt. Laut der Grafik für das Modell erhalten wir 108 pF. Und dies legt nahe, dass das untersuchte Modell in diesem Parameter den Eigenschaften eines echten Varicaps entspricht. SÄTTIGUNGSCHARAKTERISTIK DES BIPOLAREN TRANSISTORMODELLS Beim Entwurf kontaktloser Schalter ist es wichtig, die Sättigungsmoduseigenschaften des Transistors zu kennen. Diese Parameter sind entscheidend für die Auswahl eines Schalttransistors in Pulsumrichtern und Lastschaltgeräten. Damit ein solches Gerät einen hohen Wirkungsgrad hat. Der Schalttransistor muss sich entweder im vollständig geöffneten oder vollständig geschlossenen Zustand befinden und so schnell wie möglich von einem Zustand in den anderen wechseln. Im vollständig geöffneten Zustand sollte der Transistor gesättigt sein. Die Verlustleistung wird durch das Produkt aus Kollektorstrom und Sättigungsspannung des Kollektor-Emitter-Abschnitts bei einem bestimmten Kollektorstrom bestimmt, zuzüglich einer zusätzlichen Leistung, die durch den Basisstrom bestimmt wird und erforderlich ist, um den Transistor in der Sättigung zu halten . Sie ist gleich dem Produkt aus Basissättigungsspannung und Basisstrom. Manchmal ist die zusätzliche Energie, die für die Ansteuerung des Transistors aufgewendet wird, ziemlich groß. Dies ist ein wesentlicher Nachteil von Bipolartransistoren. In Nachschlagewerken wird die Sättigungsspannung mehrdeutig interpretiert. Normalerweise wird sie bei einem bestimmten Basis- und Kollektorstrom angezeigt, oder es werden Diagramme der Sättigungsspannung (Ukenas und Ubenas) über dem Basisstrom bei einem festen Kollektorstrom aufgetragen, oder es werden Abhängigkeiten von Ukenas und Ubenas vom Kollektorstrom mit einer Sättigung aufgetragen Koeffizient von Knas=10 für Transistoren mit geringer Leistung (für leistungsstarke - Knas=2). Lassen Sie uns die Abhängigkeit der Sättigungsspannung von Kollektor-Emitter und Basis-Emitter vom Basisstrom für das Modell eines leistungsstarken Bipolartransistors KT838A aufbauen, der häufig in gepulsten Sekundärstromversorgungen verwendet wird und dessen Parameter weitgehend von den Qualitätsindikatoren abhängen des Schalttransistors. Referenz [2] listet seine Parameter auf: Ubenas (bei Ik=4,5 A; Ib=2 A) – nicht mehr als 1,5 V; Ukenas (bei Ik=4,5 A; Ib=2 A; T=+25 °C) – nicht mehr als 1,5 V; Ukenas (bei Ik = 4,5 A; Ib = 2 A; T = -45 °C und T = + 100 °C) – nicht mehr als 5 V. Anhand des Messschemas (Abb. 8, Tabelle 4) berechnen wir diese Abhängigkeiten.
Die erhaltenen Ergebnisse (Abb. 9) widersprechen nicht den Referenzdaten. Offensichtlich ist ein starker Anstieg der Kollektor-Emitter-Spannung bei gleichzeitiger Abnahme des Basisstroms auf den Austritt des Transistors aus dem Sättigungsmodus zurückzuführen.
Lassen Sie uns nun die Abhängigkeit der Sättigungsspannung von Kollektor-Emitter und Basis-Emitter der Modelle der leistungsstarken Bipolartransistoren KT838A und moderner KT8121A2 vom Kollektorstrom bei einem festen Sättigungsfaktor von zwei aufbauen. Im Handbuch [2] gibt es für den Transistor KT838A leider keine solche Kennlinie, für KT8121A2 aber schon. Vergleichen wir Transistormodelle anhand dieses Indikators. Mithilfe der Messschaltung (Abb. 10) nehmen wir das Verhältnis des Kollektorstroms zum Basisstrom gleich zwei an und verwenden hierfür eine abhängige Stromquelle, die vom Strom F1 mit einem Übertragungskoeffizienten von 0,5 gesteuert wird.
Die Steuerung erfolgt über den Strom durch die Spannungsquelle V1 mit Nullspannung (dies ist die Anforderung von PSpice). Indem wir den Quellenstrom I1 im Bereich von 0,1 bis 10 A (und damit den Basisstrom von 0,05 bis 5 A) variieren, berechnen wir, wie sich die Spannung an Basis und Kollektor des Transistors ändert. Nutzen wir hierfür die Möglichkeiten der .DC-Direktive. Die Modellierungsaufgabe (Tabelle 5) besteht aus zwei hintereinander geschalteten Transistoren KT838A und KT8121A2. In diesem Fall werden die Eigenschaften beider Geräte gleichzeitig auf einem Bildschirm angezeigt (Abb. 11).
Aus den Grafiken ist ersichtlich, dass der Transistor KT8121A2 im Sättigungsmodus bessere Eigenschaften aufweist als der KT838A. Bei einem Kollektorstrom von 4,5 A beträgt die Sättigungsspannung des KT838A-Kollektor-Emitters etwa 2,1 V und die des KT8121A2 etwa 0,5 V. Daher ist es vorzuziehen, den KT8121A2-Transistor zu verwenden, um leistungsstarke Schalter zu bauen, da weniger Leistung benötigt wird darauf verstreut. VOLT-AMPERE-CHARAKTERISTIK EINES LEISTUNGSFÄHIGEN FELDTRANSISTORMODELLS Tabellen mit Analoga inländischer und importierter Transistoren finden sich in Hülle und Fülle in verschiedenen gedruckten Quellen und im Internet. Es stellt sich eine ganz offensichtliche Frage: Ist es möglich, analoge Modelle zu verwenden, indem man ihnen die Namen heimischer Transistoren zuweist? In der Tabelle. In Abb. 6 zeigt importierte Analoga leistungsstarker Feldeffekttransistoren. Diese Tabelle ist gut, da die Modelle vieler Analoga in den OrCAD-9.2-Bibliotheken zu finden sind. Solche Transistoren werden hauptsächlich in Schaltnetzteilen für Fernseher, Videorecorder und Monitore verwendet.
Der Autor interessierte sich für den KP805A-Transistor, da der BUZ2541-Transistor im Netzteil seines SONY KV-E90-Fernsehers ausfiel. Versuchen wir, die Hauptparameter des KP805A zumindest annähernd mit den Eigenschaften der Modelle importierter Analoga aus der Tabelle zu vergleichen. Das Transistormodell MTP6N60E wurde auf der tntusoft-Website gefunden, das Transistormodell BUZ90 in der Bibliothek siemens.lib und das Transistormodell IRFBC40 in der Bibliothek pwmos.lib. Obwohl Transistoren in der Tabelle als Analoga dargestellt werden, sehen ihre Modelle sehr unterschiedlich aus. Die Modelle der Transistoren MTP6N60E und BUZ90 werden durch sehr komplexe Makromodelle dargestellt (Abb. 12, Abb. 13), und das Modell des IRFBC40-Transistors ist das einfachste und basiert auf dem eingebauten Modell. Lassen Sie uns gleichzeitig sehen, wie sich dies auf ihre Parameter auswirkt.
Erstellen wir zunächst eine Familie von Ausgangsstrom-Spannungs-Kennlinien der Modelle dieser Transistoren, die nach einer Common-Source-Schaltung verbunden sind (Abb. 14).
Die Ausgangscharakteristik eines Feldeffekttransistors ist die Abhängigkeit des Drain-Stroms von der Drain-Spannung bei einer festen Gate-Spannung. Durch die Darstellung von Diagrammen für mehrere Werte der Gate-Spannung wird eine Familie von Ausgangskennlinien gebildet. Erstellen wir eine Aufgabe zur Modellierung (Tabelle 7) und führen sie aus. Wenn die Gate-Spannung variiert, ändert sich die Kurve charakteristischerweise (Abb. 15 - 17) und bildet eine Familie von Ausgangsparametern.
Um die Eigenschaften verschiedener Transistoren darzustellen, sollten Sie im Programm das Zeichen „*“ (Sternchen) in den Verbindungslinien der Transistormodelle manipulieren. Beim Vergleich der Abhängigkeiten kann festgestellt werden, dass das Transistormodell MTP6N60E eine geringere Verstärkung aufweist (mindestens das Doppelte) und das Phänomen des elektrischen Durchbruchs bei der angegebenen Spannung Uc und max=600 V widerspiegelt, während beim Transistormodell IRFBC40 das Phänomen des elektrischen Durchbruchs auftritt erscheint nicht. Im Sinne der Berücksichtigung des Phänomens des Stromausfalls entspricht das erste Modell eher der Realität. Es ist jedoch noch zu früh, um zu sagen, dass die Modelle dieser Transistoren ähnliche Eigenschaften aufweisen. Die einzige Gemeinsamkeit besteht darin, dass bei dem angegebenen Strom Ic = 6 A und der Spannung U3i = 10 V ihre Drain-Source-Spannungen ungefähr gleich sind und beim MTP6N60E etwa 5,6 V und beim IRFBC40 etwa 5,8 V betragen. Das Transistormodell BUZ90 aus der Bibliothek siemens.lib ist offenbar nicht sehr erfolgreich und wird normalerweise berechnet, wenn sich die Drain-Spannung nur bis zu 100 V ändert. Wenn Sie das Intervall über 120 V erweitern, können Sie keine normalen Ausgangseigenschaften erhalten (Abb. 17), und der Berechnungsprozess ist sehr zeitintensiv. Und das, obwohl das Modell in der proprietären Bibliothek siemens.lib enthalten ist, die mit der OrCAD-Distribution geliefert wird. Die zukünftige Verwendung eines solchen Modells kann zu Problemen bei der Erzielung von Ergebnissen führen. Es ist üblich, an Markenbibliotheken zu glauben, daher wird es nicht einfach sein, das Verhalten des simulierten Geräts zu erklären. Dies legt den Schluss nahe, dass jedes Modell, auch aus zuverlässiger Quelle, vor der Verwendung getestet werden muss. Lassen Sie uns nun die Übergangseigenschaften der Transistoren MTP6N60E, IRFBC40 und BUZ90 erstellen. Das Messschema ist in Abb. dargestellt. 14 und die Aufgabe zum Modellieren - in der Tabelle. 8.
Lassen Sie uns diese Abhängigkeiten differenzieren und Diagramme der Steigungsänderung erstellen (Abb. 18 - 20).
Bei einem Strom von 2 A gilt S(MTP6N60E)=3000 mA/V; S(IRFBC40)=2040mA/V; S(BUZ90)=2050 mA/V. Laut Handbuch [2] hat KP805A eine charakteristische Steilheit von 2500 mA/V. Die Werte scheinen nahe beieinander zu liegen. Aber das ist nur an einem Punkt! Welche Schlussfolgerungen lassen sich daraus ziehen? Gemessen an den Strom-Spannungs-Kennlinien der Transistormodelle MTP6N60E, IRFBC40 und BUZ90 ist es schwierig anzunehmen, dass es sich um dieselben Geräte handelt. Die tatsächliche Erfahrung mit dem Austausch während der Gerätereparatur bestätigt jedoch ihre Austauschbarkeit in Schaltnetzteilen. Was die Verwendung analoger Modelle als Modell des inländischen KP805A-Transistors betrifft, ist dies nicht direkt möglich, da ein erheblicher Unterschied in ihren Strom-Spannungs-Eigenschaften besteht. Die Transistormodelle MTP6N60E und IRFBC40 erwiesen sich als effizient und spiegeln im Allgemeinen die Eigenschaften einiger typischer Hochleistungs-MOS-Transistoren wider und sind für die Simulation geeignet. Es sind ihre erfolgreichsten Modelle, die in Zukunft als Prototypen für die Erstellung von Modellen heimischer Feldeffekttransistoren verwendet werden können. Der einfachste Weg besteht darin, Modellparameter auszuwählen und sie anschließend anhand einer zuverlässigen Referenz zu testen und mit den Eigenschaften eines realen Geräts zu vergleichen. Ein einfaches KP805A-Modell (unter Verwendung des IRFBC40-Modells als Prototyp) kann mit dem Programm PART MODEL EDITER erstellt werden, das Teil des OrCAD-Pakets ist. Und wenn man den darin enthaltenen elektrischen Durchschlag durch den Anschluss der Diode berücksichtigt, erhält man ein völlig „funktionsfähiges“ Modell. ABHÄNGIGKEIT DES KANALWIDERSTANDS EINES FELD-FET-TRANSISTORMODELLS VON DER GATE-SPANNUNG Analog zum vorherigen Beispiel konstruieren wir die Ausgangsstrom-Spannungs-Kennlinie des KP312A-Transistors (Abb. 21, Tabelle 9). Aus den Diagrammen ist ersichtlich, dass Feldeffekttransistoren einen kontrollierten Widerstandsbereich haben, der bei einer niedrigen Drain-Spannung |Usi |<|Usu us | sehr symmetrisch um Null ist /2.
Die FET-Kanäle verhalten sich fast wie lineare Widerstände, deren Widerstandswert von der Gate-Spannung abhängt. Wenn die Polarität der Drain-Spannung umgekehrt wird, wird die Linearität des Widerstands nicht verletzt. Daher ist es möglich, auf einem Feldeffekttransistor einen variablen elektrisch gesteuerten Widerstand zu implementieren, der mit Gleich- und Wechselstrom arbeitet. Diese interessante Eigenschaft wird häufig in verschiedenen automatischen Steuerungssystemen genutzt. Es ist jedoch zu beachten, dass für Feldeffekttransistoren mit einem Steuer-p-n-Übergang die Bedingung |Uzi|<|Usi|+0,5 V erfüllt sein muss. Andernfalls wird bei Einwirkung einer umgekehrten Drain-Spannung der Abschnitt des Steuer-p-n-Übergangs beschädigt in der Nähe des Drains so offen sein, dass im Drain-Kreis ein erheblicher Gate-Durchlassstrom fließt, der die Linearität des Widerstands zerstört. Die Durchlassspannung am Silizium-pn-Übergang, die 0,5 V nicht überschreitet, erzeugt keinen nennenswerten Durchlassstrom. In diesem Zusammenhang ist die Abhängigkeit des Transistorkanalwiderstands von der Gate-Spannung von Interesse. Lass es uns bauen. Die Besonderheit eines solchen Experiments besteht darin, dass es unmöglich ist, den Graphen des Widerstands des Feldeffekttransistorkanals direkt auf dem Bildschirm des grafischen Postprozessors PSpice anzuzeigen, aber Sie können sein elektrisches Äquivalent erhalten. Teilen Sie die Drain-Spannung durch den Drain-Strom RDS=UD(J2)/ID(J2), um den Widerstand zu erhalten. Diese Methode ist universell und kann zur Widerstandsmessung in anderen Modellen, einschließlich Makromodellen, verwendet werden. Sie benötigen daher einen Spannungsteiler mit A/V-Funktion und einen Strom-Spannungs-Wandler. Nun erstellen wir ein Messschema (Abb. 22). Der Strom-Spannungs-Wandler, der auf einer vom Strom H1 (INUT) gesteuerten Spannungsquelle basiert, ist über den Messeingang parallel zur Nullspannungsquelle geschaltet, die mit der Drain-Schaltung des Feldeffekttransistors verbunden ist . Dies ist die Anforderung von PSpice bei der Strommessung. Durch Ändern der Gate-Spannung (Spannungsquelle V1) und Einstellen unterschiedlicher Werte der Drain-Spannung (Spannungsquelle V3) erhalten wir die entsprechende Familie von Kanalwiderstandseigenschaften des Feldeffekttransistors KP312A (Spannungsteilerausgang A / B). .
Wenn wir eine Aufgabe für die Modellierung kompilieren (Tabelle 10), entwerfen wir den Teiler (Abb. 23) als separates Makromodell .SUBCKT DIVIDE A B A/B, wobei A und B die Eingaben des Teilers sind; A/B ist seine Ausgabe. Dies wird es uns ermöglichen, den Teiler in Zukunft in verschiedenen Experimenten wiederzuverwenden.
Wir werden den Widerstand im Transientenanalysemodus gemäß der .TRAN-Direktive messen. In diesem Fall steigt die Spannung der Quelle V1 proportional zur Zeit und dementsprechend der Drain-Strom des Transistors. Die Drain-Spannung gemäß der Richtlinie .STEP V3 LIST -0.5 0.5 1 1.5 2 ändert sich entsprechend der darin angegebenen Liste im Bereich des kontrollierten Widerstands (siehe Abb. 21). Wir legen die Drain-Spannung an Eingang A des Teilers an und die Spannung vom INUT-Ausgang, proportional zum Drain-Strom, an Eingang B. Am Ausgang des Teilers erhalten wir eine Spannung, die proportional zum Widerstand des Feldeffekts ist Transistorkanal. In diesem Fall entspricht die Spannung in Volt dem Widerstand in Ohm und in Kilovolt dem Widerstand in Kiloohm. Durch Ausführen der Simulationsaufgabe erhalten wir das erforderliche Kennlinienfeld (Abb. 24).
Aus den Diagrammen ist ersichtlich, dass der Kanalwiderstand zunimmt, wenn sich die Gate-Spannung der Abschaltspannung nähert, die bei diesem Modell bei -5 V liegt. Und das ist verständlich, da der Transistor abschaltet. Im Bereich von 0 bis -1,5 V lässt sich ein relativ linearer Bereich der Widerstandsänderung unterscheiden. Die Drain-Spannung beeinflusst auch den Kanalwiderstand, mit steigender Drain-Spannung nimmt dieser zu. Dies steht in guter Übereinstimmung mit den theoretischen und praktischen Eigenschaften von Feldeffekttransistoren [3, 4]. In einigen Nachschlagewerken werden anstelle von Widerstandsdiagrammen Leitfähigkeitsabhängigkeiten angegeben. Wenn wir die Eingänge A und B des Teilers vertauschen, erhalten wir natürlich Leitfähigkeitsdiagramme. ABHÄNGIGKEIT DES WIDERSTANDS DES KANALS DES FELDTRANSISTORMODELLS VOM ENTLEERUNGSSTROM Mithilfe des vorherigen Experiments zeichnen wir die Abhängigkeiten des Kanalwiderstands des Feldeffekttransistormodells vom Drainstrom auf. Lassen Sie uns ein entsprechendes Messschema erstellen (Abb. 25). Hier ist alles wie im vorherigen Fall, nur werden wir eine Quelle mit linear ansteigendem Strom I1 in den Drain-Kreis einbinden.
Die Widerstandsmessung erfolgt im Transientenanalysemodus gemäß der .TRAN-Direktive. In diesem Fall steigt der Strom der Stromquelle I1 proportional zur Zeit und dementsprechend der Drain-Strom des Feldeffekttransistors. Natürlich ändert sich auch die Drain-Spannung. Wir legen die Drain-Spannung an Eingang A des Teilers an und die Spannung vom INUT-Ausgang, proportional zum Drain-Strom, an Eingang B. Am Ausgang des Teilers erhalten wir eine Spannung, die proportional zum Widerstand des Feldeffekts ist Transistorkanal. Spannung in Volt entspricht dem Widerstand in Ohm und in Kilovolt dem Widerstand in Kiloohm. Durch Ausführen der Simulationsaufgabe (Tabelle 11) erhalten wir die Kurven (Abb. 26) – das ist das gewünschte Ergebnis.
Aus den Diagrammen ist ersichtlich, dass mit einer Erhöhung der Schließspannung am Gate des Feldeffekttransistors der Kanalwiderstand offensichtlich wie erwartet zunimmt. Gleichzeitig hängt sie im Gate-Spannungsbereich von 0 bis -0,5 V praktisch nicht von der Drain-Spannung ab, sodass sich der FET-Kanal unter solchen Bedingungen wie ein linearer Widerstand verhält. RAUSCHKENNLINIEN DES FELDTRANSISTORS Beim Entwurf von Verstärkergeräten ist es wichtig, die Rauscheigenschaften der Komponenten zu berücksichtigen, da nach der Verstärkung ein gutes Signal-Rausch-Verhältnis erzielt werden muss. Es ist bekannt, dass aktive Elemente den Hauptbeitrag zum Lärm leisten. Das Rauschen des Verstärkergeräts fällt gering aus, wenn das am wenigsten rauschende aktive Gerät in der ersten Stufe installiert wird. Für diese Zwecke werden häufig Feldeffekttransistoren verwendet. Das Eigenrauschen eines Feldeffekttransistors kann bedingt in thermisches Rauschen, Überschussrauschen und Schrotrauschen unterteilt werden. Thermisches Rauschen entsteht durch die chaotische Bewegung von Ladungsträgern, die zu Strom- und Spannungsschwankungen führt. Bei mittleren Betriebsfrequenzen des FET ist diese Rauschquelle die Hauptquelle. Im Niederfrequenzbereich dominiert übermäßiges Rauschen (oder 1/f-Rauschen), dessen Intensität etwa umgekehrt mit der Frequenz zunimmt. Die Quelle dieses Rauschens sind willkürliche lokale Änderungen der elektrischen Eigenschaften von Materialien und ihrer Oberflächenzustände. Sie hängt weitgehend von der Perfektion der Technik und der Qualität der Rohstoffe ab, lässt sich aber grundsätzlich nicht vollständig beseitigen. Bei modernen Feldeffekttransistoren mit Steuer-pn-Übergang übersteigt das überschüssige Rauschen das thermische Rauschen erst bei Frequenzen unter 100 Hz, bei MOS-Transistoren ist es intensiver und beginnt sich ab Frequenzen unter 1 ... 5 MHz merklich zu bemerkbar zu machen. Schrotrauschen wird durch Gate-Leckstrom erzeugt. Bei Feldeffekttransistoren ist es relativ klein und wird daher normalerweise nicht berücksichtigt. Bei hohen Frequenzen, wenn die Gate-Kapazität eine signifikante Rolle zu spielen beginnt, kann es jedoch spürbar sein. Lassen Sie uns ein Beispiel für den Vergleich der Rauscheigenschaften von Modellen von Feldeffekttransistoren mit einem Steuer-PN-Übergang geben: japanischer J2N3824 und inländischer KP312A. Im Messkreis (Abb. 27) ist der Transistor an eine gemeinsame Quelle angeschlossen und arbeitet an einer Last mit einem Widerstand von 1 kOhm.
Unter Nutzung der Fähigkeiten der .AC- und .NOISE-Direktiven erstellen wir eine Modellierungsaufgabe (Tabelle 12), mit deren Hilfe wir die spektrale Dichte der Ausgangsrauschspannung Su out (f), V2 / Hz berechnen.
Aus den Diagrammen (Abb. 28) ist ersichtlich, dass die Rauscheigenschaften der Transistoren nahe beieinander liegen. Aus dieser Sicht ist der KP312A-Transistor daher ein vollwertiger Ersatz für den J2N3824.
Bei der Berechnung des internen Geräuschpegels haben die Namen der Ausgangsvariablen eine einheitliche Form:
Im Probe-Programm wird die Quadratwurzel der spektralen Spannungs- und Stromdichte des internen Rauschens als V(INOISE), I(INOISE), V(ONOISE) angezeigt. Um beide Kurven im selben Diagramm darzustellen, ist es am einfachsten, zwei Aufgaben nacheinander in die Modellierungsaufgabe einzufügen, indem man einfach durch den Puffer kopiert und in jedem Teil den Namen des interessierenden Modells einsetzt. AUSGANGS-VOLT-AMPERE-CHARAKTERISTIK VON BSIT MOSFETs haben nahezu ideale Eigenschaften für einen Schalter, für den sie häufig verwendet werden. Allerdings sind in modernen Stromumwandlungsgeräten die Anforderungen an Schalter sehr streng. Sie müssen mit hoher Frequenz und hohem Strom arbeiten und wirtschaftlich sein. Der Hauptnachteil von MOSFETs ist die relativ niedrige zulässige Drain-Source-Spannung. Darüber hinaus erhöht sich der Widerstand eines offenen Transistors proportional zum Quadrat dieser Spannung. In den besten Fällen erreichen Hochleistungs-Hochspannungs-Feldeffekttransistoren die Sättigungsspannung bei Nennstrom mehrere Volt bzw. sie verbrauchen mehr Leistung. In dieser Hinsicht sind Bipolartransistoren den Feldtransistoren deutlich überlegen. Natürlich entstand die Idee, die Eigenschaften dieser Geräte in einem Paket zu vereinen. Als Ergebnis wurde ein MOS-gesteuerter Bipolartransistor namens IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor – Bipolartransistor mit isoliertem Gate) geschaffen. In der heimischen Literatur wird es BSIT genannt – bipolarer statisch induzierter Transistor. Strukturell ist der LSIT ein Bipolartransistor, der von einem Niederspannungs-MOSFET gesteuert wird (Abb. 29). Das Ergebnis ist ein Gerät, das die Vorteile von Feldeffekt- und Bipolartransistoren vereint. LSITs haben praktisch keinen Eingangsstrom, sie haben hervorragende dynamische Eigenschaften bis zu Frequenzen von 20...50 kHz. Die Verluste in ihnen wachsen proportional zum Strom und nicht im Quadrat des Stroms, wie bei Feldeffekttransistoren. Die maximale Spannung am LSIT-Kollektor wird nur durch technologische Störungen begrenzt.
Heutzutage werden BSITs für eine Nennspannung von 2000 V oder mehr hergestellt. Bei Nennstrom überschreitet ihre Sättigungsspannung 2 ... 3 V nicht. In der Tabelle. In Abb. 13 zeigt die elektrischen Eigenschaften einiger gängiger BLIT-Transistoren und zum Vergleich zeigt die letzte Zeile die Parameter eines leistungsstarken BUZ384-Feldeffekttransistors.
Lassen Sie uns eine Familie von Ausgangseigenschaften von Modellen eines bipolaren statisch induzierten Transistors APT30GT60 und eines leistungsstarken Feldeffekttransistors BUZ384 erstellen: Auf Abb. 30, 31 zeigt die Messschemata und in der Tabelle. 14, 15 Der Text der Modellierungsaufgabe ist angegeben. Die Gate-Spannung von Transistoren ist ein Parameter, der die CVC-Familie bildet. Sie wird im Bereich von 4,5 bis 6 V in Schritten von 0,5 V geändert, und die Spannung am Kollektor (und damit am Drain) liegt im Bereich von 0 bis 50 V.
Als Ergebnis erhalten wir die Ausgangseigenschaften des APT30GT60 LSIT-Modells (Abb. 32) und des BUZ384-Feldeffekttransistormodells (Abb. 33).
Die Grafiken zeigen, dass die Modelle tatsächlich die Eigenschaften realer Geräte widerspiegeln und die Überlegenheit von LSIT gegenüber Feldeffekttransistoren demonstrieren, wenn beide Geräte im Schaltmodus arbeiten. Bei einem Strom von 10 A beträgt die Sättigungsspannung für den APT30GT60 LSIT also etwa 2,4 V und für den BUZ384-Feldeffekttransistor 5,6 V. Die Werte unterscheiden sich im offenen Zustand um jeweils etwa das 2,3-fache Bei einem Strom von 10 A verbraucht der APT30GT60-Transistor 2,3-mal weniger Leistung. SCHALTCHARAKTERISTIK BSIT Für den Betrieb im Schaltmodus werden häufig bipolare statisch induzierte Transistoren verwendet. Schauen wir uns an (Abb. 34), wie es mit einer induktiven Last funktioniert.
Wir werden einen trapezförmigen Impuls mit einer steilen Front und einem sanften Abfall an den Eingang anlegen. Die Aufgabe zur Modellierung ist in der Tabelle angegeben. 16, und die Ergebnisse sind in Abb. dargestellt. 35.
Die resultierenden Diagramme bestätigen erneut, dass ein Transistor, der mit einer induktiven Last betrieben wird, mit einem Spannungsspielraum ausgewählt werden sollte. ERSTELLEN VON MIKROWELLENMODELLEN VON KOMPONENTEN PSpice-Modelle elektronischer Komponenten können für kleine und große Signale in statische und dynamische, niederfrequente und hochfrequente Modelle unterteilt werden. Eine solche Klassifizierung ermöglicht es, eine hierarchische Reihe von Modellen zu organisieren, die sich im Rechenaufwand unterscheiden und im Laufe der Modellierung den Übergang von einem Modell zum anderen ermöglichen. Offensichtlich ist das dynamische Hochfrequenzmodell eines großen Signals das genaueste und vielseitigste Modell dieser Serie. Dynamische Modelle eines großen Signals werden durch nichtlineare Gleichungen beschrieben und erfordern eine erhöhte Rechenzeit. In PSpice werden solche Modelle hauptsächlich zur Berechnung von Gleichstrommodi und zur Analyse von Transienten verwendet. Modelle für kleine Signale sind viel einfacher. Sie werden durch lineare Gleichungen beschrieben. Normalerweise werden sie in Berechnungen verwendet, wenn kleine Inkremente des Signals angewendet werden, wenn der CVC des Geräts in der Nähe des Arbeitspunkts als linear angesehen werden kann. In PSpice werden solche Modelle für Berechnungen im Frequenzbereich sowie zur Berechnung der Empfindlichkeits- und Übertragungsfunktionen für Gleichstrom bei kleinen Signalen verwendet. Integrierte PSpice-Modelle passiver und aktiver Komponenten – dynamische Großsignalmodelle. Sie gelten für nicht sehr hohe Frequenzen. Allerdings beherrschen Funkamateure den Mikrowellenbereich längst, daher ist es ganz logisch zu lernen, wie man Modelle diskreter Komponenten erstellt, die bei höheren Frequenzen „arbeiten“ – hochfrequente dynamische Modelle eines großen Signals. Berechnungen bei Frequenzen über 100 MHz erfordern die Berücksichtigung verschiedener parasitärer Effekte (Leiterinduktivität, Leiter-zu-Leiter-Kapazität usw.). Bei diskreten Widerständen mit kleinem Widerstand muss zunächst die Induktivität der Leitungen berücksichtigt werden. In erster Näherung kann es nach der Formel Lv = 2h[ In (4h / d) -0,75] berechnet werden, wobei h und d die Leitungslänge bzw. der Leitungsdurchmesser in cm sind, Lv die Leitungsinduktivität in ist nH. Bei Berechnungen wird häufig davon ausgegangen, dass die lineare Induktivität der Leitungen etwa 1 nH/mm beträgt. Bei Frequenzen über 200 MHz beträgt die induktive Reaktanz der Leitungen mehr als 10 Ohm, was erheblich sein kann, wenn der Nennwiderstand des Widerstands klein ist. Bei Widerständen mit hohem Widerstand werden die Parameter stark durch die Zwischenklemmenkapazität St beeinflusst. Das vollständige Hochfrequenzmodell eines diskreten Widerstands ist in Abb. dargestellt. 36. Parasitäre Kapazitäten müssen bei den Schichtwiderständen von Hybridschaltungen und bei den Diffusionswiderständen von integrierten Schaltkreisen bei Hochfrequenz berücksichtigt werden. Wenn der Diffusionswiderstand durch einen pn-Übergang isoliert ist, ist dies die nichtlineare Kapazität des isolierenden Übergangs. In diesem Fall kann es bei erhöhten Temperaturen erforderlich sein, auch den Rückstrom des Übergangs zu berücksichtigen. Schließlich sollte man in manchen Fällen auch die korrigierenden Eigenschaften des Übergangs berücksichtigen, wenn er sich in manchen Momenten öffnen kann. Streng genommen verhält sich der Widerstand bei hohen Frequenzen wie eine verteilte RC-Leitung. Es ist jedoch kaum ratsam, mehrteilige Modelle langer Leitungen zu verwenden. Sehr gut - konzentriertes U-förmiges Modell (Abb. 37, 38). Dabei ist C die Gesamtkapazität der Isolierung. Es ist in zwei Halbkondensatoren unterteilt. Die Dioden D1 und D2 sind gleich. Die Fläche jedes einzelnen von ihnen entspricht der Hälfte der Fläche des isolierenden pn-Übergangs. P - Ausgabe des Substrats.
Bei Hochfrequenzmodellen diskreter Kondensatoren sollte man den Verlustwiderstand r und die Zuleitungsinduktivität Le berücksichtigen, in einigen Fällen, wenn der Kondensator in Zeitschaltungen verwendet wird, auch den Leckwiderstand Ry (Abb. 39) In integriert In Schaltkreisen werden Kondensatoren normalerweise durch in Sperrrichtung vorgespannte pn-Übergänge implementiert. Bei der Modellierung sollten Sie Diodenmodelle verwenden. Im Hochfrequenzmodell einer diskreten Induktivität müssen der aktive Widerstand der Wicklung r und die Windungskapazität C berücksichtigt werden (Abb. 40).
Eingebaute Transistormodelle sind in der Regel bis zu Frequenzen von 30 ... 100 MHz gültig. Auf Abb. 41 zeigt das Ersatzschaltbild eines nichtlinearen Hochfrequenzmodells eines Bipolartransistors. Hier sind C1-C3, R1-R3 die äquivalente Kapazität und der Leckwiderstand zwischen den Anschlüssen des Transistors. Diese Elemente sind nur enthalten, wenn der Transistor in einem Gehäuse untergebracht ist. LE0, LC0, LB0 – äquivalente Induktivität der Ausgänge von Emitter, Kollektor und Basis. Sie werden mithilfe der obigen Formel zur Berechnung der Ausgangsinduktivität eines diskreten Widerstands berechnet.
Bei Frequenzen von mehreren hundert Megahertz muss immer mindestens die Induktivität LE0 berücksichtigt werden, da bei hohem Strom der Emitterwiderstand des Transistors etwa gleich oder sogar kleiner ist. LE und LB, die Nano-Henry-Einheiten bilden, sind die Induktivität der Innenleiter, die Emitter und Basis mit den Außenleitern verbinden. CCE und CCB – interne Kapazität zwischen den Kontaktpads von Emitter und Basis und dem Kollektorkontakt. Solche Ersatzschaltungen, die hochfrequente Effekte berücksichtigen, werden als Makromodell konzipiert und anstelle herkömmlicher Komponentenmodelle verwendet. Ich glaube, dass Leser, die mit dem Artikel „Pspice-Modelle für Simulationsprogramme“ in „Radio“ Nr. 5-8 aus dem Jahr 2000 vertraut sind, keine Schwierigkeiten haben werden, die Texte von Makromodellen solcher Komponenten selbst zu schreiben. In der Tabelle. 17 zeigt als Beispiel ein Makromodell des Mikrowellentransistors NE68135 von CEL, gültig bis zu einer Frequenz von etwa 5 GHz.
Literatur
Autor: O. Petrakov, Moskau
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